CN101162891A - 具有耦接于运算放大器输出端的补偿电路的放大电路 - Google Patents

Abstract

一种放大电路，其包含有运算放大器以及补偿电路。该运算放大器包含有：放大级，用来放大输入信号以产生放大信号；以及输出级，耦接于该放大级的输出端，用于接收该放大信号并依据该放大信号产生输出信号。该补偿电路耦接于该输出级与该放大级，用来依据该输出信号产生补偿信号，并将该补偿信号反馈至该放大级的该输出端来补偿该放大信号。

Description

具有耦接于运算放大器输出端的补偿电路的放大电路

技术领域

本发明提供一种放大电路，尤指一种具有补偿电路耦接于运算放大器的输出端以提升回路稳定度的放大电路。

背景技术

运算放大器(operational amplifier)广泛应用在电子电机领域中，例如反相放大器、积分器、微分器以及滤波器等等。一般来说，在传统驱动芯片中所运用的运算放大器通常为两级结构的放大器，其包含有第一级放大电路(放大级)以及第二级输出电路(输出级)。传统运算放大器中的第一级放大电路用来提高该运算放大器的增益(gain)，而第二级输出电路用来推动运算放大器所连接的电容性或是电阻性负载，然而，传统运算放大器具有回路稳定度(1oop stability)不足的问题，现有改善方法有二：一是利用米勒补偿(millercompensation)电路，而另一则是利用极零点追踪(pole-zero tracking)电路。

请参阅图1，图1为现有应用米勒补偿的运算放大器100的电路示意图。运算放大器100主要包含有第一级放大电路(放大级)110用来放大输入信号(包含vinp、vinm)，以及第二级输出电路(输出级)120用来产生输出信号Vout，其中第一级放大电路110包含有多个晶体管M1～M13，以及第二级输出电路120包含有多个晶体管M14～M15。电压vbn1、vbn2导通晶体管M1、M2而决定偏压电流的大小，晶体管M3、M4用来接收输入信号(包含vinp、vinm)，电压vbp1、vbp2导通晶体管M5、M6、M9、M10来作为负载，电压vbp3、vbn3则控制晶体管M12、M13来决定第二级输出电路120的静态电流，请注意，现有运算放大器100的内部结构为业界所周知，其详细运作原理在不影响本发明公开的情形下予以省略。现有运算放大器100除了包含有第一级放大电路110以及第二级输出电路120外，亦在第一级放大电路110的输出端与第二级输出电路120的输出端之间耦接一补偿单元130，而补偿单元130为由一晶体管M16所构成的一米勒补偿电容，而补偿单元130的功能是可将第一级放大电路110以及第二级输出电路120的输出信号作极点分离(pole-splitting)以达到稳定的效果，然而，当运算放大器100负载范围过大时，则会产生补偿的成本过高的情形发生。

请参阅图2，图2为现有应用极零点追踪的运算放大器200的电路示意图。比较图1以及图1，运算放大器200在第二级输出电路120中额外提供了一追踪单元240，其中追踪单元140由一晶体管M17所构成，运算放大器200利用晶体管M17来感测第二级输出电路120中晶体管M15的电流及转导(transconductance)以达到追踪第二级输出电路120的极点变化的目的，并且搭配由晶体管M16所构成的补偿单元230来产生一额外的零点及两个复数的极点(complex poles)，该应用极零点追踪的补偿技巧虽可以抵抗较大的负载变化，但亦有一定的极限。

总的来说，在驱动芯片的应用环境上，其负载有可能是分布式的电阻电容负载(distributed resistors and capacitors loading)以及纯电容性的负载，而上述两种现有的补偿方法皆不容易使此两种负载情况同时稳定，进而限制了传统运算放大器的使用条件与应用领域。因此，如何有效提高回路稳定度便成为设计运算放大器的一个重大课题。

发明内容

因此，本发明的主要目的之一在于提供一种具有一补偿电路以提升回路稳定度的放大电路，以解决上述问题。

根据本发明，公开了一种放大电路。该放大电路包含有一运算放大器以及一补偿电路。该运算放大器包含有：一放大级，用来放大一输入信号以产生一放大信号；以及一输出级，耦接于该放大级的输出端，用于接收该放大信号并依据该放大信号产生一输出信号；该补偿电路耦接于该输出级与该放大级，用来依据该输出信号产生一补偿信号，并将该补偿信号反馈至该放大级的该输出端来补偿该放大信号。

本发明的放大电路于一运算放大器的输出端耦接一补偿电路，该补偿电路依据该运算放大器的输出电压来产生一压控电流，并将此压控电流反馈至该运算放大器的第一级放大电路的输出端，使得本发明放大电路不仅通过压控电流的反馈大大减少该运算放大器的单位增益频宽时的相位延迟，并且通过提供一零点而增加运算放大器的相位边际进而大幅地提升了整体系统的回路稳定度。

附图说明

图1为现有应用米勒补偿的运算放大器的电路示意图。

图2为现有应用极零点追踪的运算放大器的电路示意图。

图3为本发明放大电路的一实施例的电路示意图。

图4为图3所示的补偿电路的等效电路示意图。

主要组件符号说明

100、200、301	运算放大器	110、310	第一级放大电路
				120、320	第二级输出电路	130、230、330	补偿单元
240、340	追踪单元	300	放大电路
				311	可控制电流源	312	阻抗单元
313	电容单元	314	电流镜电路
				350	补偿电路	M1～M24	晶体管

具体实施方式

请参阅图3，图3为本发明放大电路300的实施例的电路示意图。放大电路300包含有运算放大器301以及补偿电路350。运算放大器301主要包含有第一级放大电路310以及第二级输出电路320，第一级放大电路310包含有多个晶体管M1～M13且第二级输出电路320包含有多个晶体管M14～M15，另外，在本实施例中，运算放大器301另应用晶体管M16与晶体管M17来构成补偿单元330以及追踪单元340。由于运算放大器301的电路结构相同于图2所示的现有运算放大器200的电路结构，故运算放大器301的详细功能与运作不另赘述。如图所示，补偿电路350包含有可控制电流源311、阻抗单元312、电容单元313以及电流镜电路314。在本实施例中，可控制电流源311由晶体管M21所构成；阻抗单元312由晶体管M22以及M23所构成；电容单元313由晶体管M24所构成；以及电流镜电路314由晶体管M18～M20所构成。由图3可知，可控制电流源311、阻抗单元312以及电容单元313可形成含零点输出的压控电流(voltage-controlled current)Io，另一方面，可控制电流源311的晶体管M21的栅极(gate)耦接于运算放大器301的输出端，亦即本发明中的补偿电路350可利用运算放大器301的输出电压Vout来决定流过可控制电流源311中的压控电流Io，然后再将此压控电流Io经由电流镜电路314中的晶体管M18～M20反馈(feed-back)至运算放大器301的第一级放大电路310的输出端(如图所示的输出端A以及B)，即可达到减少运算放大器301的单位增益频宽(unity-gain frequency)时的相位延迟(phase delay)的目的。

为进一步说明本发明的实施例的操作原理，请同时参考图4与图3，图4为图3所示的补偿电路350的等效电路示意图。于图4中，gm代表晶体管M21的跨导、ro为晶体管M22以及M23所形成的电流偏压(current bias)下的等效输出阻抗以及ci为晶体管M24所形成的对地电容。流经晶体管M20的压控电流Io以及运算放大器301的输出电压Vout之间的关系式可表示如下：

$\frac{I_O}{V_{\mathrm{out}}}=\frac{\mathrm{gm}\·(1+s\·\mathrm{ro}\·\mathrm{ci})}{(\mathrm{gm}\·\mathrm{ro}+1)+(1+\frac{s\·\mathrm{ro}\·\mathrm{ci}}{\mathrm{gm}\·\mathrm{ro}+1})}$ 公式(一)

由上述公式可知，当 $S=\frac{1}{\mathrm{ro}\·\mathrm{ci}}$ 时代表一零点输出，而当 $S=\frac{\mathrm{gm}\·\mathrm{ro}+1}{\mathrm{ro}\·\mathrm{ci}}$ 时代表一极点输出。若(gm*ro+1)够大，则公式(一)中的该极点将会远高于该零点而可将该极点忽略不计，亦即，通过适当的选取补偿电路350中各个晶体管的参数值，即可产生一额外的零点给予运算放大器301而使得运算放大器301可以增加更多的相位边际，在实作上，利用本发明补偿电路350来补偿运算放大器301的方法可提升整体系统至少十度以上的相位边际。另一方面，在本实施例中，补偿电路350亦将流经晶体管M21的压控电流Io透过电流镜电路314中的晶体管M17～M20利用电流镜(current mirror)原理反馈至运算放大器100的第一级放大电路110的高阻抗输出端A以及B，即可降低单位增益频宽时的相位延迟。

请注意，在上述实施例中，可控制电流源311由N型金氧半导晶体管(NMOS)M21所构成；阻抗单元312由N型金氧半导晶体管M22以及M23所构成；电容单元313由N型金氧半导晶体管M24所构成；以及电流镜电路314由P型金氧半导晶体管(PMOS)M17～M20所构成，然而本发明并不限定上述电路单元的构成组件，亦即，任何可以用来提供本实施例中的电路单元所需功能的电子组件均属本发明的范畴。举例而言，在其它实施例中可控制电流源311也可利用其它电子组件(例如P型金氧半导晶体管)来加以实施，而阻抗单元312可由单一晶体管或是单一电阻来加以实施；以及电容单元313亦可由一电容来加以实施。本发明可以依据设计需求来改变其内部结构以及配线方式，但其基本运作原理是不变的。另一方面，本发明补偿电路除了可配合上述现有应用米勒补偿机制或极零点追踪机制的运算放大器(如图1与图2所示)，亦可单独应用于一般运算放大器上，亦即，无论运算放大器事先应用何种补偿方式或未采用任何补偿机制，本发明补偿电路皆可达到提升该运算放大器的回路稳定度的效果。

相比于现有技术，本发明放大电路在一运算放大器的输出端耦接一补偿电路，该补偿电路依据该运算放大器的输出电压来产生一压控电流，并将此压控电流反馈至该运算放大器的第一级放大电路的输出端，使得本发明放大电路不仅通过压控电流的反馈大大减少该运算放大器的单位增益频宽时的相位延迟，并且通过提供一零点而增加运算放大器的相位边际进而大幅地提升了整体系统的回路稳定度。

以上所述仅为本发明的具体实施例，凡依本发明所做的均等变化与修饰，都应属于本发明的涵盖范围。

Claims (6)

1.一种放大电路，其包含有：

运算放大器，其包含有：

放大级，用来放大一输入信号以产生一放大信号；以及

输出级，耦接于该放大级的输出端，用于接收该放大信号并依据该放大信号产生一输出信号；以及

补偿电路，耦接于该输出级与该放大级，用来依据该输出信号产生一补偿信号，并将该补偿信号反馈至该放大级的该输出端来补偿该放大信号。

2.如权利要求1所述的放大电路，其中该补偿电路包含有：

可控制电流源，其控制端耦接于该输出级的输出端，其一第一端系耦接于该放大级的输出端；

阻抗单元，其一端耦接于该可控制电流源的一第二端以及其另一端耦接于一预定电压电平；

电容单元，其一端耦接于该可控制电流源的该第二端以及其另一端耦接于该预定电压电平；以及

其中该可控制电流源依据该输出级的输出端所输出的该输出信号、该阻抗单元的阻抗值以及该电容单元的电容值来决定该补偿信号。

3.如权利要求2所述的放大电路，其中该可控制电流源为一晶体管，其栅极为该控制端，其源极为该第二端，以及其漏极为该第一端。

4.如权利要求2所述的放大电路，其中该阻抗单元由至少一晶体管所构成。

5.如权利要求2所述的放大电路，其中该电容单元由至少一晶体管所构成。

6.如权利要求2所述的放大电路，其中该补偿电路还包含有：

电流镜电路，耦接于该可控制电流源的该第一端与该放大级的该输出端之间，用来将该可控制电流源所提供的该补偿信号反馈至该放大级的该输出端。

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