CN101147351B - Mimo发送装置及mimo发送方法 - Google Patents

Abstract

一种通过考虑来自通信距离的变化的影响，在能够作到低功耗的同时能够作到高性能的MIMO发送装置。在此装置中，低功耗设计单元(701)，根据与通信对方之间的距离选择是否进行预编码，当选择进行预编码时，指示调制单元(702)进行低阶QAM调制，同时指示预编码单元(703)进行预编码。当被指示为进行低阶QAM调制时，调制单元(702)采用低阶QAM调制方式对输入信息比特流进行调制。当被指示为进行预编码时，预编码单元(703)利用预编码矩阵对输入信息比特流进行预处理。

Description

MIMO发送装置及MIMO发送方法 

技术领域

本发明涉及MIMO发送装置及MIMO发送方法，特别是涉及在低阶调制方式中能够保持低功耗，同时能够提供高速率数据传输的MIMO发送装置及MIMO发送方法。 

背景技术

随着无线网络、多媒体技术和因特网的逐渐融合，人们对无线通信业务的类型和质量的要求越来越高。为满足无线多媒体和高速数据传输的要求，需要开发新一代的无线通信系统。其中多天线输入和输出(MIMO(Multiple-Input Multiple-Output))无线传输技术正受到广泛的关注。 

采用MIMO技术时，能够获得空间分集和复用增益。另外，在MIMO技术中，当接收天线数为发送天线数以上时，瑞利衰落下的MIMO信道容量与发送天线数成线性关系。又，MIMO技术无需耗费额外的功率和带宽而能够大幅增加系统容量，同时能够显著提高传输链路质量。因此，MIMO技术适用于高传输速率的音、视频等多媒体业务。 

图1A为表示现有的MIMO发送装置的结构的方框图，图1B为表示现有的MIMO接收装置的结构的方框图。发送端和接收端分别安装有N_t 根发送天线106和N_r根接收天线108。在发送端，输入信息比特流被送到编码模块101。编码模块101对比特流进行纠错编码以提高抗噪声性。编码后的比特流被送到调制模块102。调制模块102对编码流进行数字调制。以上操作主要在发送器的基带单元进行。调制后的基带符号被送到发送端的无线单元。在该射频单元内，首先由频率合成器107产生混频器103所需的载波信号。生成的信号被送到混频器103。射频单元对基带输入信号进行载波调制。载波调制后的信号被送到脉冲成形滤波器104。脉冲成形滤波器104对发送符号进行脉冲成形处理。最后，功率放大器105将信号功率放大。又，然后，放大的信号被发送到信道。

在接收端，由低噪声放大器(LNA)109接收的载波信号被放大。被放大的载波信号输入到滤波器110。滤波器110进行所输入的信号的滤波处理。混频器111将载波信号下变频为基带信号。中频放大滤波器112对下变频的信号进行放大和滤波。然后，被放大和滤波的信号被输入到基带信号检测单元113。基带信号检测单元113分离出各天线支路的发送信号。解调单元114将符号恢复为比特流。解码单元115将解调比特流恢复为信息比特流。 

发明内容

但是，MIMO系统存在如下问题，即，由于在发送、接收端使用多根天线，使得系统结构成倍增大，相应地功耗也增大。因此，MIMO系统需要通过合理的设计方法以降低功耗。特别是用户终端，由于电池能量有限，在使用电池供电的装置中，功耗有重要的作用。因此，当前的无线通信装置，尤其是便携式装置特别迫切需要低功耗和小型化。目前，一些低功耗系统设计技术只集中在传输技术上，以每比特的发送功率的最小化为目的。但是有这样一个问题存在，即随着通信距离的变化，不可忽略电子部件的功耗。 

本发明的目的是，提供一种通过考虑来自通信距离的变化的影响，在能够作到低功耗的同时，能够作到高性能的MIMO发送装置及MIMO发送方法。 

本发明的MIMO发送装置采用如下结构，即包括：选择单元，当与通信对方之间的距离为预定距离以上时，选择进行预编码；调制单元，当所述选择单元选择进行预编码时，采用调制阶数为64QAM以下的调制方式对多个支路的输入信息比特流分别进行调制；预编码单元，当所述选择单元选择进行预编码时，将预编码矩阵分别与由所述调制单元调制的多个输入信息比特流相乘；发送单元，通过多根天线同时分别发送在所述预编码单元中乘以了所述预编码矩阵的多个输入信息比特流。 

本发明的MIMO发送方法，包括步骤：当与通信对方之间的距离为预定距离以上时，选择进行预编码；当选择进行预编码时，采用调制阶数为 64QAM以下的调制方式对多个支路的输入信息比特流分别进行调制；当选择进行预编码时，将预编码矩阵分别与经调制的多个输入信息比特流相乘；通过多根天线同时分别发送乘以了所述预编码矩阵的多个输入信息比特流。 

根据本发明，通过考虑来自通信距离的变化的影响，在能够作到低功耗的同时，能够作到高性能。 

附图说明

图1A是表示现有的MIMO发送装置的结构的方框图； 

图1B是表示现有的MIMO接收装置的结构的方框图； 

图2是表示调制阶数与功耗之间的关系的图； 

图3是表示调制阶数与功耗之间的关系的图； 

图4是表示调制阶数与功耗之间的关系的图； 

图5是表示调制阶数与功耗之间的关系的图； 

图6是表示调制阶数与功耗之间的关系的图； 

图7是表示根据本发明的实施方式的MIMO发送装置的结构的方框图； 

图8是表示根据本发明的实施方式的低功耗设计单元的结构的方框图； 

图9是表示根据本发明的实施方式的MIMO发送方法的流程图； 

图10A是表示预编码之前的数据流的图； 

图10B是表示预编码之后的数据流的图；以及 

图11是表示预编码矩阵的求解方法的流程图。 

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明。在此所描述的实施方式只用于说明本发明，并不用于限定本发明。 

(实施方式) 

假设多天线系统的各支路采用相同的设备，且各支路的功耗相同。系统的功耗包括射频单元及基带单元的各设备的功耗。其中，射频单元的功耗为发送、接收端射频单元的各电子部件的总功耗。发送端射频单元的功耗主要包括频率合成器、混频器和脉冲成形滤波器的功耗。另外，接收端射频单元的功耗主要包括低噪声放大器、频率合成器、混频器、滤波器和中频放大滤波器的功耗。又，发送端基带处理单元的功耗与编码、调制等功能单元及系统参数密切相关。另外，接收端基带处理单元的功耗主要包括解码单元的功耗。 

低功耗系统的设计目标是使系统总功耗最小。系统设计中的参数有多个，研究发现，系统功率的消耗与调制方式及传播距离密切相关，当传播距离短(＜10m)时，随着调制阶数的增加，系统速率提高，而消耗的功率逐渐变小。然而，随着传播距离的增大(＜50m)，调制阶数存在一个“拐点”(inflection point)，若调制阶数在该点之下，则功耗呈下降趋势，若在该点之上，则功耗逐渐上升。当传播距离为100m以上时，功耗则急速上升。 

根据仿真结果，需要注意通信距离等因素对功耗的影响。因此，可考虑随着距离的变化选择不同调制方式的方法。若距离不足100m，则由于低阶QAM调制与高阶QAM调制的功耗差别不大，可根据传输业务的速率和质量要求采用一般的调制方式。当距离超过100m时，如果系统中采用高于64QAM的调制方式，则系统功耗大幅增加，而若采用低阶QAM调制，则不能满足对系统速率的要求。因此，需要一种多天线通信系统，能够在低阶调制方式下，保持低功耗并实现高传输速率。 

这样，通过在发送端引入预编码矩阵，将MIMO信道矩阵分解成相同的子信道，而能够提供更多的传输信息流的支路数，因此可避免使用高阶的调制方式，而采用较小的调制符号星座来实现高传输速率，并降低系统功耗。 

设各天线支路采用相同的设备，则各支路的功耗相同。首先分析发送、接收端射频单元各电子部件的总功耗。即，公式(1)的关系成立。 

E_cir＝P_{cir_tx}T_tx+P_{cir_rx}T_rx  ...(1) 

式中，E_cir为总功耗，P_{cir_tx}为发送端的功耗，T_tx为发送器响应时间，P_{cir_rx}为接收端的功耗，T_rx为接收器响应时间。 

发送端射频单元的功耗主要包括频率合成器107～107’、混频器103～ 103’、以及脉冲成形滤波器104～104’的功耗。即，公式(2)的关系成立。 

P_{cir_tx}＝P_mix+P_fil+P_syn  ...(2) 

式中，P_mix为混频器的功耗，P_fil为脉冲成形滤波器的功耗，P_syn为频率合成器的功耗。 

接收端射频单元的功耗主要包括低噪声放大器109～109’、频率合成器116～116’、混频器111～111’、滤波器110～110’、以及中频放大滤波器112～112’的功耗。即，公式(3)的关系成立。 

P_{cir_rx}＝P_LNA+P_mix+P_fil+P_syn+P_IFA  ...(3) 

式中，P_mix为混频器的功耗，P_fil为滤波器的功耗，P_syn为频率合成器的功耗，P_LNA为低噪声放大器的功耗，P_IFA为中频放大滤波器的功耗。 

对于一般的电子部件，如S.Cui、A.J.Goldsmith和A.Bahai于2003年5月在美国阿拉斯加举行的ICC′03上发表的“Modulation Optimizationunder Energy Constraints”中所示，功耗的典型值如表(1)所示。 

表(1) 

变量	功耗值(毫瓦)
		Pmix	30.3
Pfil	50
		Psyn	20
PLNA	5
		PIFA	3

除了在射频单元存在功耗，在发送、接收端的基带单元中也有功率被消耗。发送端基带处理单元的功耗与编码、调制等功能单元和系统参数密切相关，根据R.Min和A.P.Chandrakasan在即将出版的ISLPED′02上发表的“A Framework for Energy-Scalable Communications in High-DensityWireless Networks”所示的模型，可以将基带单元的功耗建模如下面的公式(4)。 

E_tx＝T_tx[α_amp+β_ampc_plossdⁿP_rec(BER，R_c，K_c)]   ... (4) 

式中，T_tx＝N/R*R_C*log₂M为响应时间，P_rec为接收功率。 

公式(4)的接收功率P_rec是系统误码率(BER)、编码率R_C、以及 编码约束长度(constraint length)K_C的函数。函数如表(2)所定义。 

表(2) 

变量	物理含义	典型值
			N	每次传输的有效比特数	1000
R	传输符号率	1e6
			RC	编码率	1/2、  2/3
M	调制阶数	2、  4、  8、  16、  64、  128
			αamp	放大器无效常数	17mW
βamp	放大器有效系数	5.0
			Cploss	路径损耗	30dB/m
n	路径损耗因子	3.5
			BER	误码率
D	传播距离
			KC	编码约束长度

对于M-QAM方式，接收功率可表示为公式(5)。 

$P_{\mathrm{rec}}=N_0(M-1)\log \frac{4(1-M^{-1/2})}{\mathrm{BER}}...\left(5\right)$

式中，N₀为噪声功率。 

接收端基带处理单元的功耗主要包括解码单元115～115’的功耗，而解调单元114～114’的功耗相对较低，且将解调和解码的功耗合起来建模较为困难，因此只考虑解码单元115～115’的功耗。解码单元115～115’的功耗可如公式(6)建模。 

$E_{\mathrm{dec}}=N[C_0{\mathrm{\α}}_c^{K_c}{V}_{\mathrm{dd}}^2+\left(\frac{f_{\max }}{f}{T}_0{\mathrm{\α}}_t^{K_c}\right)V_{\mathrm{dd}}{I}_0\exp \left(\frac{V_{\mathrm{dd}}}{n_0{V}_T}\right)]...\left(6\right)$

式(6)中各变量如表(3)所定义。 

表(3) 

变量	物理含义	典型值
			C0	开关电容/比特(线性系数)	51.6nF
αc	开关电容/比特	2.62
			Vdd	处理器供给电压	0.9～1.5v
fmax	最高处理器频率	59～206 MHz

f

处理器频率

59～206 MHz

T0	解码时间/比特(线性系数)	219ns
			αt	解码时间/比特	2.99
I0	门限泄漏系数(线性系数)	1.196mA
			n0	门限泄漏系数	21.26
VT	门限电压	26mV

因此，系统的总功耗可表示为下面的公式(7)。 

E＝E_cir+E_tx+E_dec  ... (7) 

低功耗系统设计可如下建模。最小系统功耗为minE，并选择合理调制阶数b_min＜b＜b_max，其中b＝log₂M为每个符号所传输的比特数。由于系统涉及多个参数，直接求解该问题将变得复杂，因此通过仿真来分析。 

(仿真实验1) 

设编码约束长度K_C＝3，编码率R_C＝1/2，传播距离d＝10m，系统的误码率BER＝1e-5，并设其他参数如表中所示，则结果如图2所示。可以看到，随着调制阶数的增加，系统的功耗降低。 

(仿真实验2) 

设编码约束长度K_C＝3，编码率R_C＝1/2，传播距离d＝20m，系统误码率BER＝1e-5，并设其他参数如表中所示，则结果如图3所示。可以看到，随着调制阶数的增加，系统的功耗降低，但调制阶数增加到64QAM调制时，功耗则逐渐呈增加趋势。 

(仿真实验3) 

设编码约束长度K_C＝3，编码率R_C＝1/2，传播距离d＝30m，系统误码率BER＝1e-5，并设其他参数如表中所示，则结果如图4所示。可以看到，随着调制阶数的增加，系统的功耗降低，但调制阶数增加到64QAM调制时，功耗的上升逐渐加快。 

(仿真实验4) 

设编码约束长度K_C＝3，编码率R_C＝1/2，传播距离d＝50m，系统误码率BER＝1e-5，并设其他参数如表中所示，则结果如图5所示。可以看到，在低阶调制时，随着调制阶数的增加，系统的功耗降低，但调制阶数增加到64QAM调制时，功耗的上升增大。 

(仿真实验5) 

设编码约束长度K_C＝3，编码率R_C＝1/2，传播距离d＝100m，系统误码率BER＝1e-5，并设其他参数如表中所示，则结果如图6所示。可以看到，在低阶调制时，即使调制阶数增加，系统的功耗差不多。但调制阶数增加到64QAM调制时，功耗大幅增大。 

根据以上的仿真结果，系统的功耗与调制方式及传播距离密切相关，当传播距离短(＜10m)时，随着调制阶数的增加，系统速率提高，而消耗的能量逐渐变小。然而，随传播距离增大(＜50m)，调制阶数存在一个“拐点”，若调制阶数在该点之下，则功耗呈下降趋势，若在该点之上，则功耗逐渐上升。当传播距离大于50m时，功耗则急速上升。 

在一般的IEEE802.11a标准及其演进的IEEE 802.11n(MIMO OFDM)标准中，均采用了自适应MQAM调制，但均未考虑到随传播距离的变化，不同调制方式下的系统的功耗存在较大差异这一事实。根据上述仿真结果，本发明提出了一种低功耗多天线通信系统。 

本发明的低功耗多天线通信系统根据通信距离来选择不同的调制方式。若与通信对方之间的距离不足100m，则低阶QAM调制与高阶QAM调制的功耗差别不大，因此本发明的低功耗多天线通信系统可根据传输业务的速率和质量要求采用一般的调制方法。当与通信对方之间的距离为100m以上时，如果系统中采用高于64QAM的调制方式，则系统功耗大幅增加，而若采用低阶QAM调制，则不能满足对系统速率的要求。因此，为降低系统功耗，需要在低阶调制方式下实现高传输速率。即，当与通信对方之间的距离为100m以上时，本发明的低功耗多天线通信系统采用其阶数低于64QAM的阶数的调制方式进行调制。 

图7是表示根据本发明的实施方式的MIMO发送装置的结构的方框图，而图8是表示低功耗设计单元701的结构的方框图。并且，在图7中，对于与图1A结构相同的单元赋予相同的标号，省略其说明。又，由于MIMO接收装置与图1B结构相同，所以省略其说明。 

作为选择单元的低功耗设计单元01是实现系统低功耗操作方法的单元，该单元估计与作为通信对方的MIMO接收装置的距离，根据估计的距-离选择是否进行预编码。然后，低功耗设计单元701当选择进行预编码时， 指示调制单元702进行低阶QAM调制，同时指示预编码单元703进行预编码。 

当被低功耗设计单元701指示为进行低阶QAM调制时，调制单元702采用低阶的调制方式，对从编码单元101输入的输入信息比特流进行调制，并输出到预编码单元703。相反，当未被低功耗设计单元701指示进行低阶QAM调制时，调制单元702根据传输业务的速率及质量要求，采用一般的调制方式，对从编码单元101输入的输入信息比特流进行调制，并输出到预编码单元703。此时，高阶QAM调制方式及低阶的AQM调制方式的任一调制方式均可。 

当被低功耗设计单元701指示为进行预编码时，预编码单元703生成变换矩阵(预编码矩阵)，并利用所生成的预编码矩阵对从调制单元702输入的输入信息比特流进行预处理。具体而言，预编码单元703作为预处理进行如下处理，即将从不同的发送天线106发送的各输入信息比特流与所生成的预编码矩阵相乘。然后，预编码单元703将乘以了预编码矩阵的输入信息比特流输出到混频器103。图8示出了图7的低功耗设计单元701的具体结构。计算模块801估计发送端和接收端之间的通信距离，判断模块802将该距离与100m进行比较，选择模块803根据比较结果，选择不同的系统操作方法。 

图9示出了根据本发明的低功耗多天线通信系统的操作方法。 

首先，低功耗多天线通信系统确定发送端和接收端之间的通信距离(S901)；接下来，低功耗多天线通信系统根据该距离选择系统操作方法(S902)；若发送端和接收端的距离在100m之内，则选择一般的通信系统操作方法(S904)；若发送端和接收端的距离为100m以上，则在发送端利用预编码矩阵对输入比特流进行预处理之后进行发送(S903)。 

下面，说明预编码器的工作原理。引入预编码器对每根天线所发送的信号进行变换的目的在于从数学的角度来探求能够支持低功耗及高传输速率的系统方法。对于未进行预编码的MIMO系统，设接收信号如公式(8)。 

Y＝HX+n  ...(8) 

式中，Y为N_r ^*1维接收信号向量，N_t ^*1维的X是方差为δ_x ²的发送 信号向量，n为方差δ_x ²的白色高斯噪声向量。信道矩阵H可表示为公式(9)。 

信道矩阵 

信道矩阵H的秩为K，信道矩阵H中的元素h_ji表示从发送天线i到接收天线j的信道衰落系数。 

引入矩阵F对发送信号进行预编码后，接收信号变为如公式(10)所示。 

Y＝HFX+n  ... (10) 

设计F＝VΓ^1/2P^*。V由信道矩阵的特征值分解(SVD)得到。即，H＝UΛV^H，且Λ＝diag[λ₁...λ_k]，Γ＝diag[r₁...r_k]为对角阵，每个元素为r_k＝(μ-λ_k ^-1)⁺，μ满足功率约束∑(μ-λ_k ^-1)⁺＝P_T(k＝₁，...，K)。将(x)⁺定义为max{x，0}，VΓ^1/2＝∑是对角元素为{σ_i}的对角阵。 

在一般的MIMO通信系统中，输入的信息比特流支路数与发送端天线数N_t相同。然而，与此不同，本发明中改进的预编码器为N_t ^*L矩阵，且L＞K，理论上可使L为任意的大小。由于L＞K，输入信息比特流支路数为L。图10A为表示预编码前的数据流的图，而图10B为表示预编码后的数据流的图。如图10A和图10B所示，通过增加在发送端同时传输的比特子流数，能够提高系统速率，在低阶调制方式下进行高速率的传输业务。 

可以参考Y.Jiang、W.W.Hager和J.Li于2003年12月公开发表的“The Geometric Mean Decomposition，Linear Algebra and Its Applications”的方法来得到P。由公式(10)可知，从信道的角度看，预编码后的“虚拟”信道矩阵为H_P＝HF，公式(11)的关系成立。 

H_p＝(UΛV^*)(VΓ^1/2P^*) 

  ＝UΛΓ^1/2P^*    ...(11) 

定义对角阵∑＝ΛΓ^1/2，则H_p＝U∑P^*。构造增广矩阵，则如公式(12)所示。 

式中、 $\mathrm{\α}=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_x^2}$

$H_p^a=\left[\begin{array}{c}\mathrm{U\Σ}{P}^{*}\\ \sqrt{\mathrm{\α}}{I}_L\end{array}\right]...\left(12\right)$

式中，α＝σ_n ²/σ_x ²。 

可将公式(12)的矩阵重写为如公式(13)所示。 

式中，P₀为酉矩阵(unitary matrix)，其前K列形成P。公式(14)为待分解矩阵。 

对公式(14)进行几何平均值分解，得到公式(15)。 

最后，得到半酉矩阵(semi-unitary matrix)，即预编码矩阵P＝[P₀ ^*(：，1：K)]_L*K。 

图11示出了预编码矩阵的求解步骤，包括：定义预编码矩阵和信道矩阵，进一步定义预编码后的信道矩阵(S1101)；利用预编码后的信道矩阵，构造增广矩阵(S1102)；重写增广矩阵(S1103)；对矩阵进行几何平均值分解，得到预编码矩阵(S1104)。 

这样，通过在发送端引入预编码矩阵P，能够将MIMO信道矩阵分解成L个相同的子信道，提供更多的传输信息流的支路数，因此可以避免采用高阶调制方式，而可以利用较小的调制符号星座来实现高传输速率，降低系统功耗。另外，通过对信道矩阵进行几何平均分解得到的预编码矩阵，使得天线的各个子信道增益相同，降低对深衰落子信道所传输的数据流的影响，由此能够提高系统的误码率性能。 

另外，上述的所谓100m距离，是以示例性为目的，并不用于限制本发明。根据图2至图6，也可以是80～150m等距离范围的阈值。另外，从仿真可知，当在该距离范围之内或超过它时，高阶调制的系统功耗大大 增加，所以这时采用本发明所提出的低功耗操作方法即可。 

如上所述，通过示出典型的实施方式而描述了本发明。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变、替换和添加，这对本领域人员来说是显然的。 

本发明的MIMO发送装置及MIMO发送方法，可适用于在保持低功耗的同时，提供高速率的数据传输。 

Claims (4)

1.一种MIMO发送装置，包括：

选择单元，当与通信对方之间的距离为预定距离以上时，选择进行预编码；

调制单元，当所述选择单元选择进行预编码时，采用调制阶数为64QAM以下的调制方式对多个支路的输入信息比特流分别进行调制；

预编码单元，当所述选择单元选择进行预编码时，将预编码矩阵分别与由所述调制单元调制的多个输入信息比特流相乘；以及

发送单元，通过多根天线同时分别发送在所述预编码单元中乘以了所述预编码矩阵的多个输入信息比特流。

2.如权利要求1所述的MIMO发送装置，其中，

所述预编码单元用预编码矩阵及信道矩阵定义预编码后的信道矩阵，从所定义的所述预编码后的信道矩阵构成增广矩阵，将所构成的所述增广矩阵进行重写而得到待分解矩阵，同时对所得到的所述待分解矩阵进行几何平均值分解，得到与输入信息比特流相乘的预编码矩阵。

3.如权利要求1所述的MIMO发送装置，其中，

所述选择单元，当与所述通信对方之间的距离为100米以上时，选择进行预编码。

4.一种MIMO发送方法，包括步骤：

当与通信对方之间的距离为预定距离以上时，选择进行预编码；

当选择进行预编码时，采用调制阶数为64QAM以下的调制方式对多个支路的输入信息比特流分别进行调制；

当选择进行预编码时，将预编码矩阵分别与经调制的多个输入信息比特流相乘；以及

通过多根天线同时分别发送乘以了所述预编码矩阵的多个输入信息比特流。

Images