CN101132249A - 一种无中频声表滤波器的宽带多载频接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种无中频声表滤波器的宽带多载频接收机，包括依次连接的双工器、低噪声放大器、射频滤波器、混频器、可变增益控制装置、模数变换器和数字下变频器，其中，所述双工器用于将天线接收到的射频信号进行滤波，其带外抑制在偏离中心频率±73.64MHz以外的抑制大于70dB；所述模数变换器的采样频率大于184.32MHz，采样位数不小于11。

Description

一种无中频声表滤波器的宽带多载频接收机

技术领域

本发明涉及无线通讯系统，尤其涉及宽带码分多址系统的多载频接收机。

背景技术

随着移动通讯技术的高速发展，人们对移动通讯系统的需求也日益增大，主要集中在无线通讯服务质量、用户容量、价格及体积等，为了满足更多用户的需求及减少基站的数量，高容量高集成度的基站也就显得格外重要。所以，多载波高集成度的基站在市场上就非常受客户的欢迎。而多载波接收机是高集成度基站的重要组成部分，其体积的大小和性能的好坏，成为系统优劣的重要因素。

目前，大多数移动通讯多载波接收机(即一个射频通道可处理多个载频信号的接收机)都采用数字中频技术，其结构形式如图1所示。从图1中可看出，为了滤除镜像或者防混叠的需要，用了两个中频滤波器，此滤波器一般采用声表(SAW，Surface Acoustic Waveform)滤波器。虽然声表滤波器的带外抑制较高、矩形系数较好，但是采用声表滤波器将会导致因带内幅度波动和相位波动而造成信号信噪比的恶化。

从图2可以看出，每个中频声表滤波器的带内幅度波动为±0.5dB，甚至±0.9dB，两级在匹配良好的条件下最小也会达到1.2dB。其群延时波动(群延时是指相位相对于角频率的变化率，而群延时波动是指在一定的频率范围内群延时的最大和最小的差，该参数主要描述器件对信号相位造成的影响)也对信号造成影响(如造成信号相位失真，使信号恶化)。根据仿真计算可知，由中频声表滤波器带来的信噪比恶化达0.5dB，这种恶化会造成基站最大接入用户数量的减少。而且由于中频滤波器都有较大的插损(即插入损耗，指信号通过射频器件后造成的能量损失)，造成中频链路的加长，不仅如此，因为中频滤波器受温度等外界环境因素影响较大，从而严重影响整个收发信机的稳定性。另外，各个不同生产厂家之间参数的离散性较大，这也会给大批量生产造成影响。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种无中频声表滤波器的宽带多载频接收机，以保证增加最大接入用户数量、缩短射频链路、提高其稳定性、提高接收机系统的性能、更适合于大规模生产。

为了解决上述问题，本发明提出了一种无中频声表滤波器的宽带多载频接收机，包括依次连接的双工器、低噪声放大器、射频滤波器、混频器、可变增益控制装置、模数变换器和数字下变频器，其中：

所述双工器用于将天线接收到的射频信号进行滤波，其带外抑制在偏离中心频率±73.64MHz以外的抑制大于70dB；

所述模数变换器的采样频率大于184.32MHz，采样位数不小于11。

进一步，上述宽带多载频接收机还可具有以下特点：所述双工器为一腔体双工器。

进一步，上述宽带多载频接收机还可具有以下特点：所述双工器的带内波动在±0.5dB之内，插损小于1dB。

进一步，上述宽带多载频接收机还可具有以下特点：射频滤波器镜像抑制为20dB，带内波动小于±1dB，插损小于2dB。

进一步，上述宽带多载频接收机还可具有以下特点：所述混频器为射频下变频器。

进一步，上述宽带多载频接收机还可具有以下特点：所述可变增益控制装置为中频可变增益放大器与中频放大器；或者为一可变增益放大器。

与现有技术相比，本发明通过选择合适的ADC模数变换器采样速率，保证镜像干扰远离中心处，并且由具有带外抑制很高，插损小的双工器进行带外抑制，避免使用中频声表滤波器所带来的缺点。因此，本发明所述多载频接收机能够保证增加最大接入用户数量、缩短射频链路、提高其稳定性、提高接收机系统的性能、更适合于大规模生产。

附图说明

图1是现有技术的宽带码分多址系统多载频接收机结构图。

图2是图1中的中频声表滤波器幅频特性图。

图3是实施例的宽带码分多址系统多载波接收机结构图。

图4是实施例的多载频接收机中双工器混叠区的频谱图。

图5是实施例的多载频接收机中双工器的幅频特性曲线图。

具体实施方式

在现有的宽带码分多址系统多载波数字中频接收机中，中频滤波器的主要作用是防止产生AD采样的频谱混叠。如果放弃采用中频滤波器，那么对AD采样混叠频谱的抑制，就必须由前端的射频滤波器来完成。在3GPP标准的规定中，第V频段的基站接收频段为824MHz-849MHz，25MHz带宽。如果采用通带带宽为25MHz的双工器来完成，根据Nyquist(奈奎斯特)带通采样定理，其采样频率Fs必需大于信号带宽的两倍，一般4倍以上，即：Fs≥100MHz，由于现有双工器的矩形系数影响，该采样频率Fs在实际应用中的值应该更高。

虽然现在已经有Fs≥100MHz的模数变换器产品，但其采样位数、SNR(Signal-Noise Ratio，信噪比)指标尚不能满足宽带码分多址系统多载波接收机的要求。而且，如果数据数率太高，会给接收信号处理器设计带来很大困难，所以目前这种方法尚不能实现。由于该25MHz带宽在实际应用中，将会由多家电信运营商共享，而事实上，每家运营商可以应用到的带宽一般不超过10MHz，所以，在系统设计过程中，考虑10M带宽的设计，这样很多ADC器件的SNR就可以符合要求，利用双工器的带外抑制来保证混叠的性能，模数转换器为采样速率Fs大于100MHz即可。

由上述说明可知，本发明可以在现有器件满足一定指标要求的情况下，设计一个无中频滤波器的多载频接收机。本发明构造了一种宽带码分多址系统多载频接收机，所述多载频接收机利用腔体双工器的带外抑制及提高ADC采样速率使得无中频声表滤波器的接收机成为现实。以WCDMA的第V频段为例，只要双工器的带外抑制在偏离中心频率±73.64MHz以外的抑制大于70dB，ADC采样频率大于184.32MHz，所述接收机就可以实现了。

如图3所示，所述无中频声表滤波器的宽带多载频接收机，包括双工器、低噪声放大器、射频滤波器、混频器、可变增益控制装置、模数变换器(ADC)和数字下变频器(DDC)。其中：

所述双工器为腔体双工器，用于将天线接收到的射频信号进行滤波，其带外抑制在偏离中心频率±73.64MHz以外的抑制大于70dB。在基站设计中，双工器绝大部分是用腔体滤波器设计的，而腔体滤波器的主要特点就是带外抑制很高，插损小，因此，双工器可以对射频信号进行带外抑制，并且在满足带外抑制在偏离中心频率±73.64MHz以外的抑制大于70dB的情况下，所述双工器的带内波动较佳在±0.5dB之内，插损小于1dB；

选择采样频率Fs为184.32MHz，则Nyquist采样带宽为92.16MHz。由3GPP对宽带码分多址阻塞特性的要求，可能产生如图4所示的情况：中心频率为Fo+83.64MHz的宽带码分多址阻塞信号处于频率为Fo+5MHz有用信号的混叠区，假设由于ADC器件造成频谱混叠而引起的噪声功率占噪声总功率的20％，则滤波残留后的噪声功率为：-115dBm+18dB(WCDMA处理增益)-7dB＝-104dBm；滤波器在Fo±83.64MHz以外的抑制为：-40-(-104)＝64dB，如果预留6dB的余量，则要求为70dB。由于Fo变换为射频频率时，有可能中心频率在Fc(836.5MHz)-10，这样的要求最高，因此，要求双工器在Fc±73.64MHz的抑制大于70dB。

腔体滤波器一般是可以做到上述指标要求的，图5为双工器的幅频特性仿真曲线，由图5可以看出，在混叠点处的抑制可以满足70dB。

所述低噪声放大器LNA将双工器处理后的信号进行放大，并输出给射频滤波器；

所述射频滤波器滤除在小信号条件下的混频器镜像噪声干扰和AD采样混叠区噪声干扰(AD器件进行信号采样时将产生带宽为其采样频率一半的多个采样区，并将这些采样区的信号混叠在一起，而不需要的信号则会产生AD采样混叠区噪声干扰)。

由于在灵敏度测试下，待测的宽带码分多址信号功率在热噪声功率以下，腔体滤波器将不能对噪声进行滤波，如果不在LNA之后增加抑制噪声的滤波器，AD采样的信号将是个频谱无限宽的噪声信号，会产生很多混叠噪声。所以需要在LNA后用一级射频滤波器来避免混频器镜像干扰和ADC采样混叠区的干扰。设这两部分产生的噪声要小于噪声总功率的10％，那么就要求其在Fo±83.64MHz以外的抑制为：-10dB-3dB＝13dB。这个指标要求是比较低的，现有的介质滤波器和声表滤波器都可以实现。射频滤波器的其它性能参数较佳为：镜像抑制为20dB，带内波动小于±1dB，插损小于2dB。

经过射频滤波器处理后的噪声系数是可以达到要求的，根据3GPP规定的接收灵敏度P_RO＝-121dBm及信噪比SNR＝-18dB，可以计算出关于整个射频链路的噪声系数的等式：-174+KTB+NF＝P_RO-SNR。

其中，K为波尔兹曼常数，1.381×10-23W/Hz/K，T为290K，B为归一化的载波信号带宽，1Hz，于是，计算出NF＝5dB。

噪声系数主要是由双工器的接收插损及低噪声放大器来决定的，在25MHz工作带宽和带外抑制大于70dB的条件下，双工器的插损可以做到1dB以下；另外，对于低噪声放大器，第一级选用噪声系数比较低的器件，比如AF34143，那么双工器和低噪声放大器的增益可以控制在2.5～3dB，考虑余量，接收的噪声系数可以做到3.5dB以内，所以，可以达到3GPP的规定要求；

所述混频器为一射频下变频器，用于进行下变频处理转换成中频信号，然后送到可变增益控制装置；

所述可变增益控制装置在图中包括一中频放大器和一可变增益放大器，用于将信号进行中频放大和增益调整后，送到模数变换器中；但是，在另一实施例中，也可以只采用一可变增益放大器。

所述模数变换器ADC将模拟信号变换成数字信号，并输出到接收信号处理器；

根据ADC的器件手册，目前绝大部分ADC的最大输入功率为5dBm左右，为了分析方便，考虑上行信号的输入峰均比，保证ADC不饱和的最大输入功率为-2dBm，而根据3GPP协议可知，最大输入信号为阻塞信号，其输入功率为-40dBm，所以，最小增益为-2-(-40)＝38dB。

此外，根据噪声分配的原则，假设ADC的处理噪声占总噪声功率的20％，那么ADC的噪声功率为-115-(-18)-7+38＝-104dBm+38dB＝-66dBm，因此，ADC的信噪比SNR要求为5-(-66)＝71dB。

根据带通采样的定义及选用的ADC采样速率为184.32MHz，那么ADC的处理增益为 $10\×{\log }_{10}^{\left(\frac{f_s}{2\mathrm{BW}}\right)}=10\×{\log }_{10}^{\left(\frac{184.32}{2\×3.84}\right)}=13.8\mathrm{dB},$ 即ADC的信噪比最小要求为71-13.8＝57.2dB。根据此指标可以选择ADI的12bit，采样速率为250M的AD9430。最小的采样位数为11位。

所述数字下变频器为一数字信号处理器，用于将这些数字信号进行数字解调、抽取、滤波、AGC控制，然后输出到基带。所述数字下变频器可以由DSP实现，也可以由其它的逻辑电路实现。

另外，低噪声放大器、混频器、可变增益放大器、接收信号处理器是本发明中的非关键模块，但也应从系统考虑，满足宽带码分多址系统多载频接收机的各项要求。

在其它实施例中，所述宽带多载频接收机也适用于除第V频段以外的其他频段的研究，只是需要调整参数。

Claims (6)

1.一种无中频声表滤波器的宽带多载频接收机，包括依次连接的双工器、低噪声放大器、射频滤波器、混频器、可变增益控制装置、模数变换器和数字下变频器，其中：

所述双工器用于将天线接收到的射频信号进行滤波，其带外抑制在偏离中心频率±73.64MHz以外的抑制大于70dB；

所述模数变换器的采样频率大于184.32MHz，采样位数不小于11。

2.如权利要求所述宽带多载频接收机，其特征在于：

所述双工器为一腔体双工器。

3.如权利要求所述宽带多载频接收机，其特征在于：

所述双工器的带内波动在±0.5dB之内，插损小于1dB。

4.如权利要求所述宽带多载频接收机，其特征在于：

射频滤波器镜像抑制为20dB，带内波动小于±1dB，插损小于2dB。

5.如权利要求所述宽带多载频接收机，其特征在于：

所述混频器为射频下变频器。

6.如权利要求所述宽带多载频接收机，其特征在于：

所述可变增益控制装置为中频可变增益放大器与中频放大器；或者为一可变增益放大器。