CN101132147B - 一种直流-直流开关电源及其输出电压调节方法 - Google Patents

Abstract

一种直流-直流开关电源及其输出电压调节方法，电源输入端口与PWM控制器和第一MOS开关管的漏极连接；第一MOS开关管的源极与第二MOS开关管的漏极连接，并且第一MOS开关管与第二MOS开关管的连接点连接储能电感的一端；储能电感的另一端与滤波电容的连接点连接至电源输出端口，储能电感与滤波电容组成LC滤波电路；电源输入端口输入电源电压至PWM控制器；输出电压控制部提供用于改变反馈电压的一模拟控制电压；PWM控制器根据反馈电压控制MOS开关管的断开/闭合频率；使电源输出端口输出受控的稳定电压；滤波电容，对储能电感输出的电压进行滤波。解决了输出电源电压范围较小的问题。

Description

一种直流-直流开关电源及其输出电压调节方法

技术领域

本发明涉及开关电源技术，具体的讲是一种直流-直流开关电源及其输出电压调节方法。

背景技术

电源电路是电子产品的应用电路当中不可或缺的一部分，因为任何电子产品都需要依靠电源电路提供的能量来实现特定功能。在各种电源电路当中，直流-直流电源变换电路是实现电子电路中不同电源电压需求的基本部件。

实现直流-直流电源变换功能的现有电路形式主要包括两类：一、线性整流稳压式；二、开关电源式。线性整流稳压式的直流-直流电源变换电路具有输出电压的纹波较小、对于系统电路的额外干扰较小的优点，但其缺点在于，电源效率低，大量的能量都被耗散为热量，电源输出的功率也较小，为考虑散热的需要，电源系统的体积较大。而开关电源式直流-直流电源变换器具有体积小、效率高、电路发热量小等优点，其缺点在于输出纹波较大，对系统电路有一定程度的干扰。

但是，由于开关电源式直流-直流电源变换器的高效率/小体积的特性，使得开关电源式直流-直流电源变换器在现代的电子产品当中得到广泛应用。在能源日益紧缺的今天，高能量效率所带来的节能意义非常重要，开关电源式直流-直流电源变换器地位日益凸现，需要更进一步地拓宽开关电源式直流-直流电源变换器的应用领域。

如图1所示的现有直流-直流开关电源电路实施例的结构图，图1中的输出电压可由关系式V_OUT＝((R₁+R₂)/R₂)*V_ref得到，从该关系式可以看出输出电压是由固定的输出反馈电阻网络来实现，图1中电阻R₁，R₂的一端共同连接至一节点，该节点连接至PWM控制器，该节点的电压为反馈电压。当电源输入端口输入电源电压后，PWM控制器打开MOS开关管，储能电感开始充电，R₁，R₂构成的反馈电阻网络对电容的输出电压进行分压，当输出电压V_OUT达到预定值时，反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压恰好为0.8V。此时，若储能电感继续充电，反馈电阻网络对电容输出电压分压后的电压值也将上升，使得反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压也上升，当该反馈电压超过PWM控制器参考电压V_ref 0.8V时，PWM控制器关闭MOS开关管，储能电感开始放电，对整个电路进行供电，以防止输出电压V_OUT继续上升。当储能电感的电压下降时，反馈电阻网络对电容输出电压的分压后的电压值降低，则反馈电压下降而小于脉冲宽度调制控制器(PWM，Pulse Width Modulation)的参考电压V_ref时，PWM控制器打开MOS开关管，储能电感开始充电。依此类推，直流-直流开关电源在不断地充电和放电的过程中保证电源输出端口输出稳定的电压。图2所示为图1直流-直流开关电源电路实施例的结构实施后的电路设计图。

但是，图1及图2中直流-直流开关电源电路的输出电压经反馈电阻网络设定后很难改变。为解决图1中输出电压不能改变的问题，在直流-直流开关电源电路的输出反馈电阻网络中加入机械式可调电位器，通过改变输出反馈电阻网络中一电阻的阻值，从而实现输出电压的改变。如该种设计只能部分满足对系统可调电压输出的需求，由于机械电位器的存在，使得整个电路必须借助一些电子控制的机械执行机构调节输出电压，但是机械执行机构的系统结构复杂，控制精度低，在实用电路中的实现比较困难。

另一方面，传统的开关电源式直流-直流电源的最低输出电压通常由电路系统内部或外部的精密参考电压源的输出电压决定，限制了开关电源式直流-直流电源在具有很低输出电压需求(例如，接近于0V的输出电压)的某些应用领域的应用。

发明内容

为解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种直流-直流开关电源及其输出电压调节方法，以数字控制信号控制直流-直流开关电源电路的输出电压。

为实现上述发明目的，本发明提供了：一种直流-直流开关电源，包括：电源输入端口、电源输出端口、PWM控制器、第一MOS开关管、第二MOS开关管、储能电感、滤波电容及反馈电阻网络，电源输入端口与PWM控制器和第一MOS开关管的漏极连接；第一MOS开关管的源极与第二MOS开关管的漏极连接，并且第一MOS开关管与第二MOS开关管的连接点连接储能电感的一端；储能电感的另一端与滤波电容的连接点连接至电源输出端口，储能电感与滤波电容组成LC滤波电路；与储能电感相接的滤波电容的一端连接至电源输出端口和反馈电阻网络，所述反馈电阻网络，包括对地电阻和输出电压采样反馈电阻，用于提供反馈电压至PWM控制器；电源输入端口用于输入电源电压至PWM控制器及第一MOS开关管；PWM控制器用于根据反馈电压控制第一MOS开关管和第二MOS开关管的断开/闭合频率；滤波电容用于对储能电感输出的电压进行滤波；第一MOS开关管和第二MOS开关管用于控制储能电感进行充电/放电，使电源输出端口输出受控的稳定电压，其特征在于，所述直流-直流开关电源还包括：输出电压控制部，用于提供改变反馈电压的一模拟控制电压；该输出电压控制部包括数字控制接口，数模转换器，数模转换缓冲放大器及控制电阻；该数字控制接口的输出端连接该数模转换器，该数模转换器的输出端连接至该数模转换缓冲放大器；该数模转换缓冲放大器的输出端与该控制电阻一端连接；数字控制接口输入用于控制电源输出端口输出电压的数字控制信号；数模转换器将数字控制信号转换为模拟控制信号；数模转换缓冲放大器，将数模转换器输出的模拟控制信号进行缓冲放大及阻抗变换，生成模拟电压控制信号，输入模拟电压控制信号至控制电阻，用于控制反馈电阻网络提供的反馈电压；对地电阻与输出电压采样反馈电阻的连接端与控制电阻的另一端连接至同一节点，该节点连接至PWM控制器，该节点的电压为反馈电压信号，对地电阻的另一端连接至电源地上，输出电压采样反馈电阻的另一端连接至滤波电容的电压输出端。

本发明还提供了：一种直流-直流开关电源电路输出电压调节方法，通过数字控制接口输入一数字控制信号；通过数模转换器将所述数字控制信号转换为模拟控制信号；通过数模转换缓冲放大器将所述模拟控制信号进行缓冲放大及阻抗变换，生成模拟控制电压；将所述模拟控制电压输出至控制电阻，其中，该控制电阻连接至反馈电阻网络与PWM控制器的连接节点；通过升高或降低所述模拟控制电压，将通过所述控制电阻流入所述节点的电流增大或减小，使反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压增大或减小，控制直流-直流开关电源电路按一预定电压值输出电压。

本发明通过控制反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压，实现了通过数字控制信号控制直流-直流开关电源电路的输出电源电压，使得输出电源电压能够从0V开始输出。因而，本发明不仅扩大了直流-直流开关电源的输出范围，还可更加灵活地控制输出电源电压。从而解决传统的开关电源式直流-直流电源难以数字控制，输出电源电压范围较小，输出电源电压的最小值受电源系统中的精密参考电压源输出电压限制的问题。

附图说明

图1所示为现有的直流-直流开关电源电路实施例的结构图；

图2所示为现有的直流-直流开关电源电路实施例的电路设计图；

图3所示为本发明的直流-直流开关电源电路实施例的结构图；

图4所示为本发明的直流-直流开关电源电路实施例的电路设计图。

具体实施方式

以下将参照附图，详细说明本发明实施例的实施过程：

如图3所示为一种直流-直流开关电源电路实施例的结构示意图，该电路包含有数字控制接口1，电源输入端口2，电源输出端口3，数模转换器4，数模转换缓冲放大器5，控制电阻13，PWM控制器6，MOS开关管7，储能电感8，输出滤波电容9，反馈电阻网络10。

其中，电源输入端口2连接到直流-直流开关电源PWM控制器6和MOS开关管7；MOS开关管7串联连接到储能电感8；储能电感8连接至输出滤波电容9，储能电感8与输出滤波电容9组成LC滤波电路；输出滤波电容9连接到电源输出端口3以及反馈电阻网络10。

反馈电阻网络10包括：对地电阻11，输出电压采样反馈电阻12。对地电阻11，输出电压采样反馈电阻12和控制电阻13的一端连接至同一节点A，该节点A连接至PWM控制器6，该节点A的电压为反馈电阻网络10提供至PWM控制器6的反馈电压。对地电阻11的另一端连接到电源地上，输出电压采样反馈电阻12的另一端连接到输出滤波电容9的电压输出端上，控制电阻13的另一端连接到数模转换缓冲放大器5输出端口。

数模转化器缓冲放大器5输出端口输出的是模拟控制电压信号，其中，该模拟控制电压信号由数字控制接口1输入一数字控制信号，再由数模转换器4将数字控制信号转换为模拟控制信号并输出至数模转化器缓冲放大器5；数模转化器放大器5将该模拟控制信号按照固定的增益进行缓冲放大及阻抗变换后，输出一模拟控制电压信号。该模拟控制电压信号由控制电阻13传送至反馈电阻网络10。

通过改变施加在控制电阻13上的模拟控制电压信号，可以使得通过控制电阻13流入至节点2的电流增大或减小，当通过控制电阻13流入至节点2的电流增大时，对地电阻11到地端间的电压增大，使得节点A提供的反馈电压增大，当该反馈电压超过PWM控制器参考电压时，PWM控制器关闭MOS开关管，储能电感放电，直到节点A提供地反馈电压降低至PWM参考电压时，输出端的电压便降至一所需的预定值。当需要图3中的电源输出端口的输出电压升高至一预定值时，则在控制电阻13上施加一模拟控制电压信号，使得通过控制电阻13流入至节点A的电流减小，使得对地电阻11到地端间的电压减小，则节点A提供的反馈电压减小，PWM控制器打开MOS开关，储能电感充电，直到节点A升高至PWM控制参考电压，则输出端的电压也升高到一所需的预定值。

根据图3中所示电路构成示意图，反馈电阻网络10提供的反馈电压V，电源输出端口V_out，及由数模转换缓冲放大器5输出端施加在控制电阻13上的V_ctrl满足以下关系式：

V_ref/R3＝(V_out-V_ref)/R4+(V_ctrl-V_ref)/R5      关系式①；

其中，R3为控制电阻11；R4为输出电压采样反馈电阻12；R5和控制电阻13。

当需要电源输出端口V_out输出一电压值时，根据选用的PWM控制器、及对地电阻11、输出电压采样反馈电阻12和控制电阻13的阻值，通过关系式①计算出所需的V_ctrl，从数字控制接口1中输入数字控制信号，即可调节电源输出端口3输出一特定的电压值

以下结合附图4，对本发明的一直流-直流开关电源电路实施例的工作过程进行详细描述。

如图4所示，该直流-直流开关电源电路中，V_IN为电源输入端口，PWM控制器采用的LTC3728芯片。MOS开关管包括：第一MOS开关管及第二MOS开关管，分别连接至LTC3728的通过TG2端口和BG2端口。R3为控制电阻11；R4为输出电压采样反馈电阻12；R5为控制电阻13。V_out2为电源输出端口。L2为储能电感，C_out为输出滤波电容。数字控制接口采用SPI，数模转换器为AD5662，OP27为数模转换缓冲放大器5。OP27的输出端连接至R5提供模拟控制电压信号。

当图4中的电路开始工作时，电源输入端口V_IN输入电源电压至PWM控制器，PWM控制器通过TG2端口发送脉冲信号导通第一MOS开关管，使得电源输入端V_IN的电源电压对储能电感8进行充电并使储能电感8达到电源输出端口V_out2所需电压值后。PWM控制器先通过TG2端口发送脉冲信号断开第一MOS开关管，使储能电感开始放电，使V_out2维持在所述的电压值。

当需要将V_out2的电压值降至0V时，根据

V_ref/R3＝(V_out-V_ref)/R4+(V_ctrl-V_ref)/R5     关系式①，

计算所需V_ctrl。其中，LTC3728的参考电压V_ref为V_osense2，该值为0.8V；将V_osense2和V_out2带入关系式①中并进行简化后可得到：

V_out2＝R4*(0.8//R3-(V_ctrl-0.8)/R5+0.8，即R4*(0.8//R3-(V_ctrl-0.8)/R5+0.8＝0

计算求解得到V_ctrl＝R5*(0.8/R3+0.8/R4)+0.8。则在SP1输入相应的数字控制信号，该数字控制信号经AD5662数模转换后，再由OP2进行缓冲放大及阻抗转换后，输出模拟控制电压值至R5，增大节点A的反馈电压，则PWM控制器通过BG2端口发送脉冲信号导通第二MOS开关管，使储能电感L2开始放电，则C_out输出端的电压下降，直至节点A提供的反馈电压等于PWM控制器的参考电压时，V_out2的输出电压为0V。

当V_out2的输出电压降至0V后，PWM控制器先通过BG2端口发送脉冲信号断开第二MOS开关管，使储能电感停止放电，使V_out2维持在0V。

当需要将图4中的输出电压V_out2由0V电压变为0.5V时，则需要由数字控制接口输入一数字控制信号，使得R5流入节点A的电流减小，使得R3到地端间的电压减小而小于PWM控制器参考电压V_osense的0.8V时，LTC3728通过TG2端口发送脉冲信号导通第一MOS开关管；储能电感充电，直至电源输出端口V_out2逐渐升高至5V时，而节点A提供的反馈电压恢复至0.8V，PWM控制器通过TG2端口发送脉冲信号断开第一MOS开关管；使电源输出端口的V_out2的值维持在5V。

V_ctrl仍通过关系式计算得出，将5V带入简化式进行计算，输入至R5的模拟控制电压为V_ctrl＝R5*(0.8/R3-4.2/R4)+0.8。

在本发明的实施过程中，除图3所示的元器件外，数字控制接口还可使用I2C，1Wire，并口等等，而数模转换器则采用与数字控制接口相应数据接口的DAC实现；数模转换缓冲放大器还可采用OP07等多种型号，并非只限于图3中的实现方式。

本发明通过控制反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压，实现了通过数字控制信号控制直流-直流开关电源电路的输出电源电压，使得输出电源电压能够从0V开始输出。因而，本发明不仅扩大了直流-直流开关电源的输出范围，还可更加灵活地控制输出电源电压。从而解决传统的开关电源式直流-直流电源难以数字控制，输出电源电压范围较小，输出电源电压的最小值受电源系统中的精密参考电压源输出电压限制的问题。

Claims (5)

1.一种直流-直流开关电源，包括，电源输入端口、电源输出端口、PWM控制器、第一MOS开关管、第二MOS开关管、储能电感、滤波电容及反馈电阻网络，电源输入端口与PWM控制器和第一MOS开关管的漏极连接；第一MOS开关管的源极与第二MOS开关管的漏极连接，并且第一MOS开关管与第二MOS开关管的连接点连接储能电感的一端；储能电感的另一端与滤波电容的连接点连接至电源输出端口，储能电感与滤波电容组成LC滤波电路；与储能电感相接的滤波电容的一端连接至电源输出端口和反馈电阻网络，所述反馈电阻网络，包括对地电阻和输出电压采样反馈电阻，用于提供反馈电压至PWM控制器；电源输入端口用于输入电源电压至PWM控制器及第一MOS开关管；PWM控制器用于根据反馈电压控制第一MOS开关管和第二MOS开关管的断开/闭合频率；滤波电容用于对储能电感输出的电压进行滤波；第一MOS开关管和第二MOS开关管用于控制储能电感进行充电/放电，使电源输出端口输出受控的稳定电压，其特征在于，所述直流-直流开关电源还包括：

输出电压控制部，用于提供改变反馈电压的一模拟控制电压；该输出电压控制部包括数字控制接口，数模转换器，数模转换缓冲放大器及控制电阻；该数字控制接口的输出端连接该数模转换器，该数模转换器的输出端连接至该数模转换缓冲放大器；该数模转换缓冲放大器的输出端与该控制电阻一端连接；数字控制接口输入用于控制电源输出端口输出电压的数字控制信号；数模转换器将数字控制信号转换为模拟控制信号；数模转换缓冲放大器，将数模转换器输出的模拟控制信号进行缓冲放大及阻抗变换，生成模拟电压控制信号，输入模拟电压控制信号至控制电阻，用于控制反馈电阻网络提供的反馈电压；

对地电阻与输出电压采样反馈电阻的连接端与控制电阻的另一端连接至同一节点，该节点连接至PWM控制器，该节点的电压为反馈电压信号，对地电阻的另一端连接至电源地上，输出电压采样反馈电阻的另一端连接至滤波电容的电压输出端。

2.根据权利要求1所述的直流-直流开关电源，其特征在于，

所述的第一MOS开关管闭合时，储能电感充电；所述的第二MOS开关管闭合时，控制储能电感放电。

3.一种直流-直流开关电源的电路输出电压调节方法，用于权利要求1的直流-直流开关电源，其特征在于，

通过数字控制接口输入一数字控制信号；

通过数模转换器将所述数字控制信号转换为模拟控制信号；

通过数模转换缓冲放大器将所述模拟控制信号进行缓冲放大及阻抗变换，生成模拟控制电压；

将所述模拟控制电压输出至控制电阻，其中，该控制电阻连接至反馈电阻网络与PWM控制器的连接节点；

通过升高或降低所述模拟控制电压，将通过所述控制电阻流入所述节点的电流增大或减小，使反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压增大或减小，控制直流-直流开关电源电路按一预定电压值输出电压。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，当模拟控制电压使反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压升高并高于PWM控制器的参考电压时，PWM控制器闭合所述的第二MOS开关管使储能电感放电直至反馈电阻网络提供的反馈电压降至PWM控制器的参考电压，使电源输出端口的电压按一预定电压值输出；

当模拟控制电压使反馈电阻网络提供至PWM控制器的反馈电压降低并低于PWM控制器的参考电压时，PWM控制器导通所述的第一MOS开关管使储能电感充电直至反馈电阻网络提供的反馈电压升高至PWM控制器的参考电压，使电源输出端口的电压按一预定电压值输出。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，当电源输出端口的电压升高至一预定输出电压值后，PWM控制器断开第一MOS开关管；

当电源输出端口的电压降低至另一预定输出电压值后，PWM控制器断开第二MOS开关管。

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