CN101119037A - 后备电源的均压电路 - Google Patents

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Abstract

一种后备电源的均压电路，所述后备电源包括相互串联的n个电源单体，所述的均压电路包括取样电阻Rs、输入开关电路、变压器T1以及n个输出整流滤波电路；所述输入开关电路与变压器T1的原边串联后通过取样电阻Rs与后备电源的两端相连；所述变压器T1的副边设有n个降压输出端，每个降压输出端的输出电压完全一致且紧密耦合；所述的每个整流滤波电路与一个降压输出端相连，所述的每个整流滤波电路与输入开关电路构成单端反激；所述的每个整流滤波电路分别与每个电源单体并联。本发明既能防止串联电源单体电压不平衡，又能充分利用各电源单体的容量，同时降低因均压引起的损耗。

Description

后备电源的均压电路
技术领域
本发明涉及一种后备电源，主要设计蓄电池或超级电容，尤其是串联的蓄电池组或超级电容组。
背景技术
在通信、电力、金融、保险等领域大量采用直流电源或不间断电源，而这些电源都以蓄电池组作为后备电源，由于这些电压比较高，通常采用一组电池串联的应用方式，如通信直流电源通常采用24节2V电池串联，电力直流电源通常采用104节2V电池串联等。随着超级电容技术的发展，其应用也越来越广泛，特别在电动汽车中的应用，然而大容量超级电容的耐压只有1.6V左右，对于电压要求比较高的应用场合，通常需要几十甚至几百个电容串联应用。在电池或电容串联时，通常采用一个电源给电池或电容充电，各单体的充电电流和放电电流(负载电流)都是相同的。然而各单体电池或电容的容量不可能做得完全一致，在使用过程中的特性变化也不可能完全一致，这样导致的后果是容量相对较小的单体在充电时其端电压上升得快，而在放电时又下降得快，严重时会导致该单体的过充和过放甚至损坏，而整组电池或电容的容量却又无法充分利用。因此从理论上来说对于串联的电池和电容来说，其充电方式最好是每个单体用一个独立电源电源给它充电，但这从经济上来说代价是很高的。目前通常采用的方式是采用并电阻均压的方式，如附图1为电池组的均压电路，图2为电容组的均压电路，BT1、BT2、...、BTn和C1、C2、...、Cn为电池组和超级电容组，RL为负载，R1、R2、...、Rn为均压电阻；该方式对电池组或电容组容量不是太大且一致性比较好时比较合适，但对容量比较大或一致性比较差的情况，均压电阻阻值相对要求比较小，功耗和发热比较大，就需要另想均压办法。
发明内容
为了克服已有后备电源的均压电路的适用性差、因均压引起的损耗大的不足，本发明提供了一种既能防止串联蓄电池组或超级电容组的电压不平衡，又能充分利用蓄电池组或超级电容组的容量，同时降低因均压引起的损耗的后备电源的均压电路。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种后备电源的均压电路，所述后备电源包括相互串联的n个电源单体，所述的均压电路包括取样电阻Rs、输入开关电路、变压器T1以及n个输出整流滤波电路；所述输入开关电路与变压器T1的原边串联后通过取样电阻Rs与后备电源的两端相连；所述变压器T1的副边设有n个降压输出端，每个降压输出端的输出电压完全一致且紧密耦合；所述的每个整流滤波电路与一个降压输出端相连，所述的每个整流滤波电路与输入开关电路构成单端反激；所述的每个整流滤波电路分别与每个电源单体并联。
作为优选的一种方案：所述的变压器T1副边设有n个副边绕组，每个副边绕组匝数相同。每个副边绕组对应一个降压输出端。
或者是：所述的变压器T1为中心抽头型式，变压器T1副边设有n/2个副边绕组，其中n为偶数，每个副边绕组设有两个降压输出端。
所述的整流滤波电路包括二极管D和电容C，所述的二极管D和电容C串联，所述的电容与电源单体并联。
所述输入开关电路为开关管Q1。
进一步，所述的后备电源为蓄电池组，所述电源单体为蓄电池。
或者是：所述的后备电源为超级电容组，所述电源单体为超级电容。
本发明的技术构思为：该均压电路包括输入开关电路、取样电阻Rs、变压器、n(n为蓄电池或超级电容的个数)个输出整流滤波电路，具体有：
(1)输入开关电路中开关管Q1和变压器T1原边串联后通过取样电阻Rs与整组蓄电池组(或超级电容组)两端相连，开关管Q1工作在开关状态；
(2)变压器T1为有n个副边绕组的降压型变压器，副边绕组匝数完全一致且紧密耦合，原边绕组匝数通常为副边匝数的n倍；
(3)n个输出整流滤波电路由D1和C1、D2和C2、...、Dn和Cn组成，每个整流滤波电路和T1的一个副边绕组相连，与变压器T1的极性接法使它们和原边开关管Q1构成单端反激，即当Q1导通时，变压器副边感应电压使副边二极管承受反向电压而截止，而Q1关断时，变压器副边感应电压使副边二极管承受正向电压而导通；
(4)输出整流滤波电路中的C1、C2、...、Cn分别和串联电池组(超级电容)的每个单体相并联。
在充电过程中，当监测到电压不均衡度超限时，启动均压电路，实现整组电压对电压最低单体充电(相应的其它单体充电电流就减小)，通过合理的控制方式最终使所有各单体之间电压保持平衡，既能防治过充，又能充分利用电池(或超级电容)的容量。
在放电过程中，当监测到电压不均衡度超限时，启动均压电路，实现整组电压对电压最低单体充电(相应的其它单体放电电流就增大)，通过合理的控制方式最终使所有各单体之间电压保持平衡，既可以防止过放，又能充分释放储能；
无论在充电过程中还是在放电过程中，均压电路所起作用都只是补偿作用，因此本身所需的功率容量并不大；另外均压所采用方法是把电能从电压相对较高的单体向电压相对较低的单体转移，如果不考虑电路本身的损耗，该均压过程是无损的，因此既可节约能源也可以把均压电路做得体积小、重量轻。
本发明的有益效果主要表现在：1、既能防止串联蓄电池组或超级电容组的电压不平衡，又能充分利用蓄电池组或超级电容组的容量；2、同时降低因均压引起的损耗。
附图说明
图1是现有的电池组的均压电路的示意图。
图2是现有的超级电容组的均压电路的示意图。
图3是本发明的副边绕组采用中心抽头型式的变压器的均压电路的示意图。
图4是本发明的副边绕组采用独立型式的变压器的均压电路的示意图。
图5是24节2V蓄电池串联的通信电源的均压电路示意图。
图6是104节2V蓄电池串联的电力电源的均压电路示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。
实施例1
参照图3、4、5、6，一种后备电源的均压电路，所述后备电源包括相互串联的n个电源单体，所述的均压电路包括取样电阻Rs、输入开关电路、变压器T1以及n个输出整流滤波电路；所述输入开关电路与变压器T1的原边串联后通过取样电阻Rs与后备电源的两端相连；所述变压器T1的副边设有n个降压输出端，每个降压输出端的输出电压完全一致且紧密耦合；所述的每个整流滤波电路与一个降压输出端相连，所述的每个整流滤波电路与输入开关电路构成单端反激；所述的每个整流滤波电路分别与每个电源单体并联。
所述的变压器T1副边设有n个副边绕组，每个副边绕组匝数相同。每个副边绕组对应一个降压输出端。或者是：所述的变压器T1为中心抽头型式，变压器T1副边设有n/2个副边绕组，其中n为偶数，每个副边绕组设有两个降压输出端。
所述的整流滤波电路包括二极管D和电容C，所述的二极管D和电容C串联，所述的电容与电源单体并联。所述输入开关电路为开关管Q1。
所述的后备电源为蓄电池组，所述电源单体为蓄电池。
参照图3、图4，虚线框内为均压电路，E为充电电源，BT1、BT2、...、BTn为电池组，RL为负载；输入开关电路中开关管Q1和变压器T1原边串联后通过取样电阻Rs与整组蓄电池组(或超级电容组)两端相连；变压器T1为有n个副边绕组的降压型变压器，n个副边绕组匝数完全相同且紧密耦合；T1每个副边绕组连接一个整流滤波电路，分别由D1和C1、D2和C2、...、Dn和Cn组成，整流滤波电路与原边开关管Q1构成反激；每个整流滤波电路的输出连接到一个电池或超级电容的两端。
该均压电路和单体电压监测电路结合着应用。
附图4中，开关管Q1与变压器T1以及n个整流滤波电路组成一个多输出反激电路。不失一般性，假定整组电池中BT2容量最小，BT5容量最大，这样在充电过程中BT2的电压通常上升得最快，而BT5的电压上升得最慢，而在交流停电电池放电时，BT2的电压下降得最快，而BT5的电压下降得最慢。下面分几个工况来分析均压电路得工作过程。
第一工况，各单体电压基本平衡阶段，均压电路不工作，开关管Q1无驱动脉冲。
第二工况，在充电状态，设整组电池的充电电流为I，当检测到电压不平衡度超限时，其中BT5电压最低，开关管Q1开始开关工作。当Q1导通时，副边二极管全部处于反向截至状态，变压器T1原边电流线性增大，变压器处于储能状态；当开关管Q1关断时，变压器T1副边感应电压反向，能量向副边馈送，由于副边绕组匝数相同，且紧密耦合，因此副边绕组电压完全相同，由于BT5的电压(设为V5)最低，D5正偏导通，因此变压器副边各绕组电压都被嵌位在V5+Vd(Vd为二极管导通压降)，该电压无法使其它二极管导通，因此变压器储能只向BT5馈送。可以通过调节Q1驱动脉冲的占空比来调节BT5的平均均压充电电流，设为Ij，则BT5的实际充电电流为I+Ij-Ij/n，其它电池的实际充电电流为I-Ij/n。这样BT5的电压就会升高得比较快，经过一段时间的均压过程后，如果此时整组电池的电压不平衡度不再超限，就关断Q1的驱动脉冲，停止均压电路工作，如果仍然超限，则均压电路继续工作，变压器副边能量向其它端压最低的电池馈送，直至电压基本平衡。
第三工况，在放电状态，设整组电池的放电电流为I，当电压不平衡度超限，其中BT2电压最低，开关管Q1开始开关工作。当Q1导通时，副边二极管全部处于反向截至状态，变压器T1原边电流线性增大，变压器处于储能状态；当开关管Q1关断时，变压器T1副边感应电压反向，能量向副边馈送，由于副边绕组匝数相同，且紧密耦合，因此副边绕组电压完全相同，由于BT2的电压(设为V2)最低，D2正偏导通，因此变压器副边各绕组电压都被嵌位在V2+Vd(Vd为二极管导通压降)，该电压无法使其它二极管导通，因此变压器储能只向BT2馈送。可以通过调节Q1驱动脉冲的占空比来调节BT2的平均均压充电电流，设为Ij，则BT2的实际放电电流为I+Ij/n-Ij，其它电池的实际充电电流为I+Ij/n。这样BT2的电压下降得比较少，经过一段时间的均压过程后，如果此时整组电池的电压不平衡度不再超限，就关断Q1的驱动脉冲，停止均压电路工作，如果仍然超限，则均压电路继续工作，变压器副边能量向其它端压最低的电池馈送，直至电压基本平衡。
对于采用24节2V蓄电池串联的通信电源的均压，可以采用如附图5所示的方案。采用二个12节电池的均压控制单元共同来实现，其中一个均压控制器连接11个电池单体，控制器以2节电池为一个单体。
对于采用104节2V蓄电池串联的电力电源的均压，可以采用如附图6所示的方案，采用十个11节电池的均压控制单元，其中第十个均压控制单元连接6节电池。如果考虑各组电池间的电压平衡，也可以在级联一个均压控制单元，以10节电池为一个单体。
实施例2
参照图3、4、5、6，本实施例的后备电源为超级电容组，所述电源单体为超级电容。其余结构和工作过程与实施例1相同。

Claims (7)

1.一种后备电源的均压电路，所述后备电源包括相互串联的n个电源单体，其特征在于：所述的均压电路包括取样电阻Rs、输入开关电路、变压器T1以及n个输出整流滤波电路；所述输入开关电路与变压器T1的原边串联后通过取样电阻Rs与后备电源的两端相连；所述变压器T1的副边设有n个降压输出端，每个降压输出端的输出电压完全一致且紧密耦合；所述的每个整流滤波电路与一个降压输出端相连，所述的每个整流滤波电路与输入开关电路构成单端反激；所述的每个整流滤波电路分别与每个电源单体并联。
2.如权利要求1所述的后备电源的均压电路，其特征在于：所述的变压器T1副边设有n个副边绕组，每个副边绕组匝数相同。
3.如权利要求1所述的后备电源的均压电路，其特征在于：所述的变压器T1为中心抽头型式，变压器T1副边设有n/2个副边绕组，其中n为偶数，每个副边绕组设有两个降压输出端。
4.如权利要求1～3之一所述的后备电源的均压电路，其特征在于：所述的整流滤波电路包括二极管D和电容C，所述的二极管D和电容C串联，所述的电容与电源单体并联。
5.如权利要求4所述的后备电源的均压电路，其特征在于：所述输入开关电路为开关管Q1。
6.如权利要求5所述的后备电源的均压电路，其特征在于：所述的后备电源为蓄电池组，所述电源单体为蓄电池。
7.如权利要求5所述的后备电源的均压电路，其特征在于：所述的后备电源为超级电容组，所述电源单体为超级电容。
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