CN101095295B - 一种通过反馈改善多入多出发射分集性能的方法、装置和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在无线通信系统中提供闭环发射分集的方法。该方法包括接收来自至少一个接收端的、关于无线通信系统中发射端中的信道状态的信息。该系统还包括多个为至少一个Alamouti编码数据子流配备的发射端天线，和多个接收端天线。由于在接收端传送包含接收端天线的子集的复值加权的反馈信息，因此减少了接收端反馈信息时使用的带宽。本发明还涉及这类接收端、发射端和系统。

Description

一种通过反馈改善多入多出发射分集性能的方法、装置和系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种在不降低多入多出(MIMO)无线通信系统性能的情况下，利用发射分集减少干扰的改良方法。

背景技术

在无线通讯系统，例如IEEE 802.16宽带无线接入(BWA)系统或第三代无线宽带码分多址接入(W-CDMA)中，为了提高系统的性能，优先选用多(或智能)天线。利用多天线提高系统性能的基本思想是在发送端(例如Node B或基站)通过在发射端进行适当的相位调整和功率分配，聚焦来自发射端的发射能量，并对接收端天线信号进行相位调整和加权。这样，天线覆盖区的辐射图样能够根据具体业务情况订制，从而使网络工作人员能够利用智能天线提供的灵活性，通过改变天线的辐射图样来适应业务的变化和主要射频条件。

在上面提到的无线通信系统中，采用发射分集来缓解信道衰落。发射分集通常采用Alamouti码实施，对待发送的两组数据符号中的每组数据符号进行联合空时编码并以两个符号时间间隔从两个发射端天线发送。Alamouti码是空时发射分集(STTD)编码的一种实现方式。

为了在无线信道上增加数据吞吐率，发射端端的天线数量可以增加到四个，实现两个并行Alamouti编码数据流的发送。这被称为双空时发射分集(D-STTD)。在增加数据吞吐量的同时，由于两个STTD编码数据流会彼此干扰，D-STTD方案增加了接收端的复杂性。为了减少互干扰，可以采用一种线性干扰抑制接收机，按照最小均方误差(MMSE)标准对接收机进行调整。

为了进一步提高D-STTD的性能，采用反馈信道，使接收端为发射端提供当前信道状态的一些信息。发射端根据反馈信息调整数据的发送，因此增加了接收端中的信噪比。这样就给出闭环D-STTD方案。

理论上，在发射端对接收端之间的信道状态未知的分频双工(FDD)系统中，接收端应将所有发送接收天线对之间的完整信道信息告知发射端。但是，传送上述详细的信道信息意味着反馈信道上需要传送大量信息，从而占用大量带宽。此外，在移动通信中，通常通信双方中的一方以某速度移动，并且，由于在例如第三代系统中信息的传送是一次发送一个比特，因此当大量信息从通信的一方发送到另一方时，信息可能已过时无效了。因此很难为发射端提供完整信道信息。因此，为了保证系统具有高频谱效率，需要在反馈信息效益尽可能最大化的同时降低反馈数据速率。这样，在反馈信道上传送的信道信息的选择是非常重要的。

参见图1，在闭环D-STTD方案中，可以不反馈完整的信道信息，而使用反馈信息传送待传送天线信号的复值加权w1，w2，w3，w4。最佳加权将取决于发射端与接收端天线之间的信道，必须通过反馈信道将最佳加权传送至发射端。

2004年5月10-14日，华为在加拿大蒙特利尔提供的，作者为Mattias

与Branislav M.Popovic，题为“子组率控制的双-ASTTD(Double-ASTTD with Sub-group Rate Control)”的文件中，描述了对D-STTD的性能所作的改进。按照其论述的技术方案，建议对传送信号进行幅度调制，代替对传送信号进行的相位调制，即，图1中示出的加权为实值加权。与开环D-STTD相比，此方案显著增加了吞吐量。但是，此方法源自STTD解决方案，其中只有一个天线分支，因此无需考虑不同数据流之间的相互干扰，虽然这一现有技术解决方案也可用于D-SSTD，但其应用效果肯定不理想。

这样一来，需要提供一种方法，能够更好地平衡信道信息与系统资源利用率，并且考虑到发送端中不同天线分支的数据流之间的相互干扰。

发明内容

本发明实施例的目的是提供一种方法，用以在无损系统性能的情况下，减少反馈通道传送的数据量，同时顾及不同传送数据流之间的相互干扰。

本发明实施例提供了一种在无线通信系统中提供闭环发射分集的方法，发射端接收来自至少一个接收端的信道状态的反馈信息，所述系统包括能够提供至少一个Alamouti编码数据子流的发射端天线和多个接收端天线，该方法包括：在接收端传送包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息。本发明实施例的方法减少了从接收端反馈信息所用带宽，同时提供了与只用复值加权的方法类似的系统性能。所以本发明实施例提供了一种克服现有技术缺点的方法，在无损系统性能的情况下，减小了反馈通道传送数据时的速率。

本发明的一个实施例中，反馈信息仅包含一个天线的复值加权，因此可以进一步减少传送反馈信息所用的带宽。

本发明的一个实施例中，选择使接收端信噪比最大化的复值加权。从而使本发明的方法较为灵活，因为使SNR最大化不是必须的选择，所选的复值相位加权可以优先选用使SNR最大化的复值相位加权。

本发明的一个实施例中，使用线性最小均方误差(MMSE)接收机，其中计算是通过使下列公式中信噪比SNR最大化来进行的：

SNR_B1∝K₁(|w₂|²|h₁₂|²+|w₁|²|h₂₁|²+|w₁|²|h₁₁|²+|w₂|²|h₂₂|²)-2ε₁Re{Λ}(I)

SNR_B2∝K₂(|w₃|²|h₁₃|²+|w₃|²|h₂₃|²+|w₄|²|h₁₄|²+|w₄|²|h₂₄|²)-2ε₂Re{Λ}(II)

其中

$\mathrm{\Λ}={\left|w_1\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{13}{h}_{23}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{14}{h}_{21}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{14}^{*}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{13}^{*}{h}_{24}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{13}{h}_{24}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{14}{h}_{23}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{14}^{*}{h}_{24}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{13}^{*}{h}_{23}$

其中Δ＝α₁+α₂-α₃-α₄，式中α_i为w_i的相位，且

${\mathrm{\ϵ}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_3\right|}^2{\left|h_{13}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{14}\right|}^2+{\left|w_3\right|}^2{\left|h_{23}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{24}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$

${\mathrm{\ϵ}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_1\right|}^2{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{12}\right|}^2+{\left|w_1\right|}^2{\left|h_{21}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{22}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$ ，

$K_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_1{\mathrm{\σ}}^2,K_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_2{\mathrm{\σ}}^2.$

这样一来，本发明实施例就给出了计算复值加权的通式，从而减小了不同Alamouti数据流之间的相互干扰，使各子流信噪比最大化，同时减少了用于传送反馈信息的带宽。

本发明的一个实施例中，一个接收端天线的复值加权和其余接收端天线的实值振幅加权传送至发射端。本发明实施例涉及到所有的不同振幅，因此提可以根据任何预期的方式平衡天线(数据流)。可以表明，本发明实施例提供的系统性能与仅使用复值天线加权的方法完全相同。

本发明的一个实施例中，一个接收端天线的相位加权和其余接收端天线的振幅加权传送至发射端。本实施例中减少带宽的能力略优于前面的实施例，同时无损系统的性能。

本发明的一个实施例中，振幅加权为常数，所述反馈信息包含一个天线的相位加权。本实施例所使用的带宽进一步减少，同时基本上不影响系统的性能，但无法对振幅进行调节。这样一来，本实施例提供了一种灵活的解决方案，当系统或环境对振幅的调节没有要求时，可以进一步减少传送反馈信息所用的带宽，并且不降低系统的性能。

本发明的一个实施例中，使用线性最小均方误差(MMSE)接收机，假设接收机数n＝2，天线的振幅被设为固定值，所述计算为对下式中的信噪比SNR最小化的计算。

${\mathrm{SNR}}_1\left(\mathrm{\θ}\right)=g_1^H{(g_3{g}_3^H+g_4{g}_4^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{g}_1$

${\mathrm{SNR}}_2\left(\mathrm{\θ}\right)=g_3^H{(g_1{g}_1^H+g_2{g}_2^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{g}_3---\left(1\right)$

其中H表示Hermitian转置，向量gi被定义为以下矩阵中的列，

$\left[\begin{array}{cccc}{g}_1& g_2& g_3& g_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}{e}^{\mathrm{j\θ}}& -h_{12}& h_{13}& -h_{14}\\ h_{21}{e}^{\mathrm{j\θ}}& -h_{22}& h_{23}& -h_{24}\\ h_{12}^{*}& h_{11}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& h_{14}^{*}& h_{13}^{*}\\ h_{22}^{*}& h_{21}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& h_{21}^{*}& h_{23}^{*}\end{array}\right].---\left(4\right)$

用于n＝2个接收天线使SNR1和SNR2最大化的相角θ按下式计算：

其中，

$\mathrm{\φ}=-\arctan \left(\frac{\left|h_{11}\right|\left|h_{22}\right|\sin \mathrm{\β}+\left|h_{12}\right|\left|h_{21}\right|\sin \mathrm{\α}}{\left|h_{11}\right|\left|h_{22}\right|\cos \mathrm{\β}+\left|h_{12}\right|\left|h_{21}\right|\cos \mathrm{\α}}\right)---\left(6\right)$

且其中相位α，β为：

α＝∠h₁₂+∠h₂₁-∠(h₁₄h₂₃-h₁₃h₂₄)

β＝∠h₁₁+∠h₂₂-∠(h₁₃h₂₄-h₁₄h₂₃)(7)

其中∠h_rt表示信道h_rt的相位。

本发明实施例明确给出了n＝2个天线的平坦衰落信道中，对D-STTD进行相位加权时，最佳的天线相位加权。从而提供了一种易于实现方法，可以减少反馈所用的带宽，同时保持系统的性能基本不变。

本发明的一个实施例中，反馈信息包含一个接收端天线的复值加权，在四天线系统中四个天线的振幅加权(c₁，c₂，c₃，c₄)分别包括1，和

中的任何一个，所述相位加权e^jθ中的相位包括：θ₀＝0，

和

中任何一个。本实施例的优点在于，当将空时码矩阵A或B加天线组用于4BS天线系统时，与IEEE标准802.16中现有码本相比，本实施例中的码本能够获得显著的性能增益。

选择四天线的振幅加权(c₁，c₂，c₃，c₄)使得

从而使选择振幅加权后，总辐射功率不变。

本发明实施例还涉及一种接收端和发射端，包括用于实施上述改进反馈信息方法的装置。本发明还涉及一种采用改进方法，包括至少一个所述接收端的无线通信系统。本发明实施例在无损系统性能的情况下，减小了反馈通道传送数据时的速率。

本发明的一个实施例中，系统包括至少三个发射端天线，反馈信息包含接收端天线的振幅加权，其中振幅加权包括1，

和中的任何一个。本实施例可以在使用空时码矩阵A或B加天线组时，使用IEEE 802.16码本，显著提高3BS天线系统性能。如上所述，选择天线的振幅加权(c₁，c₂，c₃)，使得

从而使辐射功率保持不变。

本发明实施例还涉及包括至少三个发射机天线系统，其中反馈信息包含所述天线的振幅加权。本发明实施例在无损系统性能的情况下，减小了反馈通道传送数据时的速率。

附图说明

图1示意性地示出与待发射天线信号相乘的天线加权w1，w2，w3和w4；

图2示意性地示出用于两个Alamouti编码子流和两个接收端天线的系统结构，本发明可用于该系统；

图3示出将本发明实施例中的方法与两种现有技术方法进行比较的示意图。

具体实施方式

Alamouti码为空时发射分集(STTD)编码的一种实现方式，本申请涉及这类Alamouti编码。为了便于了解本发明实施例，下面给出这种编码的简要说明。简言之，Alamouti编码提供了一种方法，采用一个接收端实现二分支的发射分集。在第一符号期间，分别从两个天线a₁和a₂同时发射两个信号s₁和s₂。在后续符号期间，从天线a₂发送信号

从天线a₁发送信号

其中*表示复共轭。使用Alamouti编码可提高带宽和分集性能。

为了进一步提高D-STTD的性能，可使用反馈信道。由于现有技术方法源于STTD的解决方案，其中只有一个天线分支发送一个数据流，从而无需考虑不同数据流之间的相互干扰，因此从接收端向发射端发送相位信息无关紧要，所以在现有技术中的解决方案中未予以考虑。本发明的发明人已确定现有技术的缺点，并提供一种创新方法，通过该方法最佳地选择从接收端发送到发射端的信道信息。

图1示意性地示出与待发射天线信号相乘的天线加权w₁，w₂，w₃和w₄。简言之，为了提高闭环D-STTD即具有反馈的系统的性能，本发明的一个实施例中，允许图1中四个天线的任何一个(可任意选择)使用复值加权，其余三个天线使用实值加权。这样可以显著减少需要从接收端反馈到发射端的信息量，从而节省反馈所用带宽。此外，如果使用最小均方误差(MMSE)接收机，就可以在减少信息量的同时，在接收端不给信噪比SNR带来显著的损失。在描述中，系统中使用的发射端天线的复值加权的子集，包括各自的复值天线加权中的一个或多个，但非全部。

仍参看图1，本发明的发明人已认识到，为了使系统性能与所有的天线加权均为复值的情况一样良好，所有这些天线加权w₁，w₂，w₃和w₄无需全部为复值。假设有n＝2个接收端天线，那么从线性MMSE接收机输出的两个子流(substream)的SNR将为：

SNRB₁∝K₁(|w₂|²|h₁₂|²+|w₁|²|h₂₁|²+|w₁|²|h₁₁|²+|w₂|²|h₂₂|²)-2ε₁Re{Λ}(I)

SNR_B2∝K₂(|w₃|²|h₁₃|²+|w₃|²|h₂₃|²+|w₄|²|h₁₄|²+|w₄|²|h₂₄|²)-2ε₂Re{Λ}(II)

其中

$\mathrm{\Λ}={\left|w_1\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{13}{h}_{23}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{14}{h}_{21}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{14}^{*}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{13}^{*}{h}_{24}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{13}{h}_{24}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{14}{h}_{23}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{14}^{*}{h}_{24}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{13}^{*}{h}_{23}$

其中Δ＝α₁+α₂-α₃-α₄，式中α_i为w_i的相位，且

${\mathrm{\ϵ}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_3\right|}^2{\left|h_{13}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{14}\right|}^2+{\left|w_3\right|}^2{\left|h_{23}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{24}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$ ，

${\mathrm{\ϵ}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_1\right|}^2{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{12}\right|}^2+{\left|w_1\right|}^2{\left|h_{21}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{22}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$

$K_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_1{\mathrm{\σ}}^2,K_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_2{\mathrm{\σ}}^2.$

由此可见，两个子流的SNR均受相同相位角Δ影响。因此，可以用单个天线的相位即α₁控制相位角Δ，并在无损于性能的情况下设α₂＝α₃＝α₄＝0。因此，只需天线中的其中一个天线的加权采用复值加权，反馈至发射端，剩余天线采用实值天线加权。采用一个复值加权和三个实值加权与所有四个天线均采用复值加权相比，两个子流的SNR是完全相同的，而所有四个天线均采用复值加权需要更高反馈数据速率。因此，本发明在保持性能的同时，减小了反馈信道占用的带宽。

线性MMSE接收机的使用可能被认为是一种限制，其实际上是个一般性假设，因为许多先进的接收机算法，例如迭代接收机也使用MMSE接收机来获取用于迭代接收机初始化的第一比特估计。接收机的性能取决于第一比特估计的可靠性。

图2示出设置有两个Alamouti编码子流和n＝2个接收端的系统。必须指出，本发明不限于两个Alamouti编码子流的情况，还可以使用不同数量的编码子流，例如三个(即三套STTD编码器)或三个以上(编码器数量相应增加)编码子流。图1的发射端可用于本发明公开的具有单一相位值θ反馈的D-STTD编码方案。两个数据符号流使用Alamouti码进行空时发射分集编码，Alamouti编码器的输出信号与四个发射天线中的一个相连，其相位偏移角度为θ。这些参数值的信息是直接从反馈通道获取的，或者将最新的反馈信息和原先接收的反馈信息相结合得到的。

对相位加权的天线的选择可以是任意的，选择不同的天线进行加权所获得的性能相同。因此这里给出的关于天线1加权的描述也可推广至其他天线加权。在选择振幅加权的情况下，选择较小的振幅可给出较小的功率，此时系统的性能可能取决于天线的选择。但是一般来说，选用哪个天线的加权相位是任意的。

使两路子流信噪比(SNR)最大化的反馈相位加权θ为θ的最佳选择，该θ用于本发明的优选实施例中。

在不失一般性的情况下，假设发射端使用的是单位功率，而且两个接收端天线的噪声功率是独立的且具有方差σ²。在线性MMSE滤波后，两个子流的信噪比，SNR₁与SNR₂由下式给出：

${\mathrm{SNR}}_1\left(\mathrm{\θ}\right)=g_1^H{(g_3{g}_3^H+g_4{g}_4^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{g}_1$

${\mathrm{SNR}}_2\left(\mathrm{\θ}\right)=g_3^H{(g_1{g}_1^H+g_2{g}_2^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{g}_3---\left(1\right)$

其中H表示Hermitian转置，向量g_i被定义为以下矩阵的列：

$\left[\begin{array}{cccc}{g}_1& g_2& g_3& g_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}& -H_2& H_3& -H_4\\ H_2^{*}& H_1^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& H_4^{*}& H_3^{*}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中*表示复共轭，并且

H_i＝[h_1i h_2i…h_ni]^T        (3)

为包含从发射天线i到所有n个接收天线的接收信道系数的向量。

在本发明中，能够使两个子流信噪比(式1)最大化的相位角为最佳相位角θ。

以下描述一个本发明示范性的实施例，但本发明不限于只有两个接收天线的情况。

在本实施例中，反馈量可以进一步减少，对其中一个天线的相位加权只使用一个反馈值，在其余三个天线上完全不予相位加权(常数加权)。

因此，在这种情况下，图1中的加权被设为：

w₁＝e^jθ

w₂＝w₃＝w₄＝1

能够使接收端中信噪比最大化的相位角为最佳相位角θ。

对n＝2个接收天线的情况，有

$\left[\begin{array}{cccc}{g}_1& g_2& g_3& g_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}{e}^{\mathrm{j\θ}}& -h_{12}& h_{13}& -h_{14}\\ h_{21}{e}^{\mathrm{j\θ}}& -h_{22}& h_{23}& -h_{24}\\ h_{12}^{*}& h_{11}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& h_{14}^{*}& h_{13}^{*}\\ h_{22}^{*}& h_{21}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& h_{21}^{*}& h_{23}^{*}\end{array}\right].---\left(4\right)$

如果一个天线没有更大的角度裕量来提高式1中的各个SNR，则对其它天线进行加权。同时使n＝2个接收天线的SNR₁和SNR₂子流最大化的相位θ按下式计算：

$\mathrm{\θ}=\left\{\begin{array}{ccc}\mathrm{\φ}+\mathrm{\π}& \mathrm{if}& \left(\right|h_{11}\left|\right|h_{22}|\cos \mathrm{\β}+|h_{12}\left|\right|h_{21}\left|\cos \mathrm{\α}\right)>0\\ \mathrm{\φ}& & \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中

$\mathrm{\φ}=-\arctan \left(\frac{\left|h_{11}\right|\left|h_{22}\right|\sin \mathrm{\β}+\left|h_{12}\right|\left|h_{21}\right|\sin \mathrm{\α}}{\left|h_{11}\right|\left|h_{22}\right|\cos \mathrm{\β}+\left|h_{12}\right|\left|h_{21}\right|\cos \mathrm{\α}}\right)---\left(6\right)$

且其中相位α，β被定义为

α＝∠h₁₂+∠h₂₁-∠(h₁₄h₂₃-h_i3h₂₄)

β＝∠h₁₁+∠h₂₂-∠(h₁₃h₂₄-h₁₄h₂₃)(7)

其中∠h_rt表示信道h_rt的相位。

参看图3，图中示出接收端天线数为n＝2时，使用本方法获得的系统性能，通过Monte Carlo仿真给出两个Alamouti编码子流中的一个的误码概率的示意图，其中是误码概率是单位噪声功率密度(E_b/N₀)的函数。假设采用二进制PSK调制，并假设信道系数是独立且恒等分布(i.i.d)的并受Rayleigh衰落的影响。作为比较，图3中同时示出了两种开环方法的误码概率，其中第一种开环方法由Texas Instruments于2001年5月21-25日在韩国的Busan提出，名称为“具有四发射天线的HSDPA系统的双-STTD方案：链接水平仿真结果(Double-STTD scheme for HSDPA systems with four transmit antennas：link levelsimulation results)”，编号为R1-01-0458，第二种方法由华为(A.Cao，B.Popovic，

)提出，名称为“实现空时闭环发射分集的方法和系统(Amethodand system for adaptive space-time closed-loop transmit diversity)”，专利申请号为WO 2004/062132。使用理想反馈进行上述比较。很明显，本发明的方法改善了平均误码功率，优于无反馈和E_b/N₀较高的情况。与编号为WO 2004/062132的国际专利申请的方法进行比较，本发明提出的方法也改善了性能。

此外，为了减少反馈量，可以对反馈加权进行量化，从而通过有限的比特数进行反馈传输。本方法可与任何减少反馈天线加权所需比特数的量化方法相结合，如Gray编码；或者与任何结合和使用已发送反馈比特和新发送反馈比特的方法相结合。优先采用需要尽可能少的比特数的再生θ的方法。

使用本发明的方法能够节省传送反馈信息所用的带宽。在现有技术中，传送一个相位信息需要使用四个比特，传送一个天线的加权时，每个振幅需要使用一个比特，这样每个天线需要使用5个比特，全部使用复值天线加权的D-STTD就需要使用20个比特。在本发明中，可以只使用一个复值天线加权，即使用5个比特，其余天线使用实值振幅加权，即使用3个比特，共使用8个比特。可见，本发明能够显著的节省带宽，并且不改变系统的性能，由此表明本发明取得了显著改进。在如下所述的本发明另一实施例中，传送所用的比特数甚至可以进一步减少，只传送其中一个天线的相位以及其他天线的常数振幅加权，得到仅由4个比特组成的反馈信息。

下面本发明的适合于基于IEEE 802.16的宽带无线接入的一个示范性实施例进行详细描述。尤其是，本发明可方便地用于使用空时码(STC)矩阵A和B加天线组的3或4BS天线系统。STC矩阵A和B详述于IEEE P802.16e/D6“固定和移动无线宽带接入系统的空中接口-在获得许可的波段改善媒体接入控制层从而执行固定于移动结合的操作(Air interface for Fixed and MobileBroadband Wireless Access Systems-Amendment for Physical and Medium AccessControl Layers for Combined Fixed and Mobile Operations in Licensed Bands)“。

根据802.16e/D6，3和4BS天线闭环MIMO预编码码本优先使用STC矩阵C，此时，STC编码器对应空间多路复用。但是，如果与天线组一起使用的话，闭环MIMO预编码也可以与STC矩阵A和B的Alamouti编码一起使用，可以参考和B.Popovic提供的“STC的闭环编码(ClosedLoop Precoding for STC)”，IEEE C802.16e-04/451r1。

下面描述一种用于4BS天线系统的替换码本，与使用802.16e中现有码本相比，替换码本的性能显著提高。

使用STC矩阵B的4BS天线系统的空间率是2，从而在接收端，两组Alamouti空时编码信号将会彼此干扰。由于天线群运算的输出为4路流，并且存在4个发射天线，因此码本集中所有的元素均为4×4矩阵。根据M.

B.Popovic，“STC的闭环编码”，IEEE C802.16e-04/451r1，使用下列预编码矩阵结构。

$\left(\begin{array}{cccc}{c}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}& 0& 0& 0\\ 0& c_2& 0& 0\\ 0& 0& c_3& 0\\ 0& 0& 0& c_4\end{array}\right)---\left(9\right)$

其中c_i i＝1，2，3，4为实值，θ为预先选出的相位，能够使两个Alamouti编码信号组的两个子空间之间的干扰尽可能小。根据前面的描述可以知道，只要预编码矩阵四个对角元素中的一个是复值就可以了，无需添加更多的复值系数。

公式(9)中元素c_i i＝1，2，3，4和θ根据6比特CQICH选择。变量c_i i＝1，2，3，4可以取1，

或

中的任何一个，相角θ可以从0°，±10°和±60°中选取。不从整个360°角度中抽取相角，是因为天线组的使用，使得可用角度的选取空间大大减少了。(换言之，不能使用|θ|＞90°的角度，因为这些角度会降低接收端中的SNR，从而增加可用角度范围内的分辨率)。

在码本中并不能使用c_i i＝1，2，3，4的任意组合，因为总辐射功率不能随码本的选择而改变，因此码本中的所有矩阵都必须满足

建议采用的码本详见下面的表1。

表1

如果码本元素具有如下结构，

$\left(\begin{array}{cccc}{d}_1& 0& 0& 0\\ 0& d_2& 0& 0\\ 0& 0& d_3& 0\\ 0& 0& 0& d_4\end{array}\right)$

其中各元素由6比特CQICH反馈按下表加以选择，其中

$a=\sqrt{\frac{2}{17}},b=\sqrt{\frac{32}{17}},{\mathrm{\θ}}_0=0,{\mathrm{\θ}}_1=\frac{\mathrm{\π}}{18},{\mathrm{\θ}}_2=-\frac{\mathrm{\π}}{18},{\mathrm{\θ}}_3=\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 和 ${\mathrm{\θ}}_1=-\frac{\mathrm{\π}}{3}.$

在移动用户电台(MSS)，可以根据任何需要的指标对码本矩阵进行选择，例如需要的指标可以是最小BER、最小均方误差或两个Alamouti编码信号组之间的最小交叉干扰。对码本矩阵的选择可以与天线组选择同时进行或分别进行，即，首先进行天线组选择，然后根据确定的天线组选择，选择能够达到最好指标的预编码矩阵。可以根据需要，将不同的CQICH报告周期性的用于预编码器和天线组。此外，为了减少反馈延迟的影响，可以使用更先进的选择方法(滤波、预测等)。

如果使用矩阵A或矩阵B编码器，可以分别使用相同的码本。

使用STC矩阵A的4BS天线系统的空间率为1，因此，在接收端中无需考虑两组天线信号之间的相互干扰。所以相角θ的值对性能没有影响，在进行指标选择时无需加以考虑。同样，无需考虑天线对预编码选择的影响(假设天线1和2为一组，对应一个Alamouti编码信号，天线3和4为一组，对应另一个Alamouti编码信号。当然，这由之前对天线群运算的选择决定。天线1和2可独立于对天线3和4进行的预编码选择)。

为了使技术方案能够抗反馈延迟，可以采用以下判断标准。在MSS，传输矩阵指数可以根据下式确定：

|h₁|²＞T|h₂|²选择 $c_1=\sqrt{32/17},c_2=\sqrt{2/17}$

|h₁|²＞T^-1|h₂|²选择 $c_1=\sqrt{2/17},c_2=\sqrt{32/17}$

除此之外选择c₁＝1，c₂＝1

其中T＞1为门限系数，h₁，h₂分别为源自BS天线1和2的信道(其中这两个天线发射一个Alamouti编码信号组。所以在之前的天线群运算中，BS天线1和2可以不对应有形的天线1和2)。对于天线3和4，可以独立于天线1和2，做出相似的选择。本技术方案能够抗反馈延迟，因为当|h₁|²≈|h₂|²时，采用开环(c₁＝1，c₂＝1)传输。因此，如果两个信道之间的序列关系存在较大不确定性(如|h₁|²≈|h₂|²)时，可以选择开环方案。

使用STC矩阵B的3BS天线系统的空间率为2，在接收端中需要考虑相互干扰。但是，从M.

B.Popovic，“STC的闭环编码”，IEEEC802.16e-04/451r1中的论述可以看出，天线复值加权对性能没有影响，可以采用下列矩阵结构：

$\left(\begin{array}{ccc}{c}_1& 0& 0\\ 0& c_2& 0\\ 0& 0& c_3\end{array}\right)$

其中c_i，i＝1，2，3为实值。变量c_i i＝1，2，3可以是

或1中的任何一个，同时需要满足约束条件

所以可以根据3比特，从码本中选择预编码矩阵。在MSS，可以根据例如最小BER、最小均方误差或最大SNR来确定传输矩阵指数。

在码本的示例中，码本元素具有下列结构：

$\left(\begin{array}{ccc}{d}_1& 0& 0\\ 0& d_2& 0\\ 0& 0& d_3\end{array}\right)$

其中元素按下面的表2，根据6比特CQICH反馈选择，表中

$\begin{array}{cc}a=\sqrt{\frac{2}{17}}& b=\sqrt{\frac{32}{17}}\end{array}$

表2

值	d1	d2	d3
				w1	1	1	1
w2	1	a	b
				w3	1	b	a
w4	a	1	b
				w5	b	1	a
w6	a	b	1
				w7	b	a	1

从表2中可以明显的看出，如果采用3比特字段代替6比特字段，同样可以很好传输上述信息。使用STC矩阵A的3BS天线系统也可使用上述码本。

在以上描述中，发送端可以是基站或Node B，接收端可以是任何包括至少两个接收天线的移动式用户设备。信道计算可以在两端中的任何一端进行。

本发明不限于使用两个天线。使用复值加权和实值加权子集的方法可以扩展到具有大于或等于2的任意数目接收天线的系统。在两个接收端的情况下，通过使用两个复值加权和两个实值加权，仍然可以减少带宽。

此外，计算相角θ和实值天线加权可以使用任何方法或判断标准，不限于根据SNR最大化进行计算。

本发明的方法可以用于正交频分多路复用(OFDM)系统，如IEEE 802.16e，其中的每个副载波为平坦衰落。

本方法也可以用于时分双工(TDD)系统，与使用分离反馈信息信道相反，可以使用从反向链路获得的信道系数计算发射端中的相角。

总之，本发明提供了一种装置用于减少不同Alamouti编码数据流之间或单一Alamouti编码系统与从第三天线直接发射的数据流之间的相互干扰。本发明进一步明确给出了n＝2个天线时，平坦衰落信道的相位加权D-STTD中天线的最佳相位加权。由于使用了空时编码结构和线性MMSE接收机，可以不进行振幅加权，只对一个天线(任意选择的一个天线)进行相位调节，从而同时使两路STTD编码数据流在接收端中的信噪比最大化。通过相位选择，使两路Alamouti编码数据子流之间的相互影响最小化。由此，本发明提供了一种解决方案，能够在无损系统性能的情况下，利用有限的可用带宽，发送尽可能多的反馈信息。

Claims (20)

1.一种在无线通信系统中提供闭环发射分集的方法，所述无线通信系统中发射端接收来自至少一个接收端的信道状态的反馈信息，所述系统包括能够提供至少一个Alamouti编码数据子流的发射端天线和多个接收端天线，其特征在于，所述方法包括：

在接收端传送包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息；

所述接收端为线性最小均方误差(MMSE)接收机；其中

所述发射端天线的数量至少为4，

所述Alamouti编码数据子流的数量至少为2，

对所述复值加权进行的计算为使接收端信噪比最大化的计算，以及

所述计算是通过对下式给出的信噪比SNR最大化来进行的：

SNR_B1∝K₁(|w₂|²|h₁₂|²+|w₁|²|h₂₁|²+|w₁|²|h₁₁|²+|w₂|²|h₂₂|²)-2ε₁Re{Λ}(I)

SNR_B2∝K₂(|w₃|²|h₁₃|²+|w₃|²|h₂₃|²+|w₄|²|h₁₄|²+|w₄|²|h₂₄|²)-2ε₂Re{Λ}(II)

其中

$\mathrm{\Λ}={\left|w_1\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{13}{h}_{23}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{14}{h}_{24}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{14}^{*}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{13}^{*}{h}_{24}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{13}{h}_{24}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{14}{h}_{23}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{14}^{*}{h}_{24}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{13}^{*}{h}_{23}$

其中Δ=α₁+α₂-α₃-α₄，式中α_i为w_i的相位，i为从1到4的整数，且

${\mathrm{\ϵ}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_3\right|}^2{\left|h_{13}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{14}\right|}^2+{\left|w_3\right|}^2{\left|h_{23}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{24}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)},$

${\mathrm{\ϵ}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_1\right|}^2{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{12}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{21}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{22}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$

$K_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_1{\mathrm{\σ}}^2,$ $K_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_2{\mathrm{\σ}}^2,$

其中上述计算公式中各参数表示如下含义：

SNR_B1和SNR_B2表示从接收机输出的两个子流的信噪比；

w₁、w₂、w₃和w₄表示与待发射天线信号相乘的天线加权；

h_jk表示发射天线k到接收天线j的接收信道系数，其中j为从1到2的整数，k为从1到4的整数；以及

σ²是接收端天线的噪声的方差。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述反馈信息包含一个接收端天线的复值加权。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传送包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息为：将一个接收端天线的复值加权和其余接收端天线的实值振幅加权传送至发射端。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传送包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息为：将一个接收端天线的相位加权和其余接收端天线的振幅加权传送至发射端。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在四发射端天线系统中四个天线的振幅加权(c₁,c₂,c₃,c₄)分别包括1,

和

中的任何一个，使得 $c_1^2+c_2^2+c_3^2+c_4^2=4,$ 相位加权e^jθ中的相位包括θ₀=0, ${\mathrm{\θ}}_1=\frac{\mathrm{\π}}{18},$ ${\mathrm{\θ}}_2=-\frac{\mathrm{\π}}{18},$ ${\mathrm{\θ}}_3=\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 和 ${\mathrm{\θ}}_4=-\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 中任何一个。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，接收端为线性最小均方误差(MMSE)接收机，假设接收端天线数量为n=2，接收端天线的振幅被设为固定值，所述计算为对下式中的信噪比SNR最小化的计算：

${\mathrm{SNR}}_1\left(\mathrm{\θ}\right)=g_1^H(g_3{g}_3^H+g_4{g}_4^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I{)}^{-1}{g}_1$

${\mathrm{SNR}}_2\left(\mathrm{\θ}\right)=g_3^H(g_1{g}_1^H+g_2{g}_2^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I{)}^{-1}{g}_3---\left(1\right)$

其中H表示Hermitian转置，向量gi被定义为以下矩阵中的列，

$\left[\begin{array}{cccc}{g}_1& g_2& g_3& g_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_{11}{e}^{\mathrm{j\θ}}& -h_{12}& h_{13}& -h_{14}\\ h_{21}{e}^{\mathrm{j\θ}}& -h_{22}& h_{23}& -h_{24}\\ h_{12}^{*}& h_{11}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& h_{14}^{*}& h_{13}^{*}\\ h_{22}^{*}& h_{21}^{*}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& h_{24}^{*}& h_{23}^{*}\end{array}\right].---\left(4\right)$

用于n=2个接收端天线使SNR1和SNR2最大化的相角θ按下式计算：

其中，

$\mathrm{\φ}=-\arctan \left(\frac{\left|h_{11}\right|\left|h_{22}\right|\sin \mathrm{\β}+\left|h_{12}\right|\left|h_{21}\right|\sin \mathrm{\α}}{\left|h_{11}\right|\left|h_{22}\right|\cos \mathrm{\β}+\left|h_{12}\right|\left|h_{21}\right|\cos \mathrm{\α}}\right)---\left(6\right)$

且其中相位α,β为：

α=∠h₁₂+∠h₂₁-∠(h₁₄h₂₃-h₁₃h₂₄)

β=∠h₁₁+∠h₂₂-∠(h₁₃h₂₄-h₁₄h₂₃)    (7)

其中∠h_rt表示信道h_rt的相位。

7.一种用于无线通信系统的接收端，所述接收端包括用于将信道状态的反馈信息发送到所述无线通信系统的发射端的装置，所述发射端包括能够提供至少一个Alamouti编码数据子流的多个天线，其特征在于，所述接收端包括用于传送包含接收端天线的子集的复值加权的反馈信息的装置；所述接收端为使用线性最小均方误差(MMSE)接收机；其中

所述发射端包括至少四个天线，

所述Alamouti编码数据子流的数量至少为2，

对所述复值加权进行的计算为使接收端信噪比最大化的计算，以及

所述计算是对下式中信噪比SNR最大化来进行的：

SNR_B1∝K₁(|w₂|²|h₁₂|²+|w₁|²|h₂₁|²+|w₁|²|h₁₁|²+|w₂|²|h₂₂|²)-2ε₁Re{Λ}(I)

SNR_B2∝K₂(|w₃|²|h₁₃|²+|w₃|²|h₂₃|²+|w₄|²|h₁₄|²+|w₄|²|h₂₄|²)-2ε₂Re{Λ}(II)

其中，

$\mathrm{\Λ}={\left|w_1\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{13}{h}_{23}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{14}{h}_{24}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{14}^{*}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{13}^{*}{h}_{24}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{13}{h}_{24}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{14}{h}_{23}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{14}^{*}{h}_{24}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{13}^{*}{h}_{23}$

其中Δ=α₁+α₂-α₃-α₄，式中α_i为w_i的相位，i为从1到4的整数，且

${\mathrm{\ϵ}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_3\right|}^2{\left|h_{13}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{14}\right|}^2+{\left|w_3\right|}^2{\left|h_{23}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{24}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)},$

${\mathrm{\ϵ}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_1\right|}^2{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{12}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{21}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{22}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$

$K_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_1{\mathrm{\σ}}^2,$ $K_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_2{\mathrm{\σ}}^2,$

其中上述计算公式中各参数表示如下含义：

SNR_B1和SNR_B2表示从接收机输出的两个子流的信噪比；

w₁、w₂、w₃和w₄表示与待发射天线信号相乘的天线加权；

h_jk表示发射天线k到接收天线j的接收信道系数，其中j为从1到2的整数，k为从1到4的整数；以及

σ²是接收端天线的噪声的方差。

8.如权利要求7所述的接收端，其特征在于，所述反馈信息包含一个天线的复值加权。

9.如权利要求7所述的接收端，其特征在于，所述传送包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息为：将一个接收端天线的复值天线加权和其余接收端天线的实值振幅加权传送至发射端。

10.如权利要求7所述的接收端，其特征在于，所述传送包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息为：将一个接收端天线的相位加权和其余接收端天线的振幅加权传送至发射端。

11.如权利要求8所述的接收端，其特征在于，在四发射端天线系统中四个天线的振幅加权(c₁,c₂,c₃,c₄)分别包括1,

和

中的任何一个，使得 $c_1^2+c_2^2+c_3^2+c_4^2=4,$ 相位加权e^jθ中的相位包括:θ₀=0, ${\mathrm{\θ}}_1=\frac{\mathrm{\π}}{18},$ ${\mathrm{\θ}}_2=-\frac{\mathrm{\π}}{18},$ ${\mathrm{\θ}}_3=\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 和 ${\mathrm{\θ}}_4=-\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 中任何一个。

12.一种用于无线通信系统的发射端，所述发射端包括用于从所述无线通信系统的接收端接收信道状态的反馈信息的装置,所述发射端包括能够提供至少一个Alamouti编码数据子流的多个天线，其特征在于，所述发射端包括用于接收包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息的装置；所述接收端为使用线性最小均方误差(MMSE)接收机；其中

所述发射端包括至少四个天线，

所述Alamouti编码数据子流的数量至少为2，

对所述复值加权进行的计算为使接收端信噪比最大化的计算，以及

所述计算是对下式给出的信噪比SNR最大化来进行的：

SNR_B1∝K₁(|w₂|²|h₁₂|²+|w₁|²|h₂₁|²+|w₁|²|h₁₁|²+|w₂|²|h₂₂|²)-2ε₁Re{Λ}(I)

SNR_B2∝K₂(|w₃|²|h₁₃|²+|w₃|²|h₂₃|²+|w₄|²|h₁₄|²+|w₄|²|h₂₄|²)-2ε₂Re{Λ}(II)

其中，

$\mathrm{\Λ}={\left|w_1\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{13}{h}_{23}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{21}{h}_{14}{h}_{24}^{*}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{14}^{*}{h}_{23}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{21}{h}_{13}^{*}{h}_{24}^{*}{e}^{\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{13}{h}_{24}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}$

$-{\left|w_1\right|}^2{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{14}{h}_{23}{e}^{-\mathrm{j\Δ}}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_4\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{14}^{*}{h}_{24}+{\left|w_2\right|}^2{\left|w_3\right|}^2{h}_{12}{h}_{22}^{*}{h}_{13}^{*}{h}_{23}$

其中Δ＝α₁+α₂-α₃-α₄，式中α_i为w_i的相位，i为从1到4的整数，且

${\mathrm{\ϵ}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_3\right|}^2{\left|h_{13}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{14}\right|}^2+{\left|w_3\right|}^2{\left|h_{23}\right|}^2+{\left|w_4\right|}^2{\left|h_{24}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)},$

${\mathrm{\ϵ}}_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2({\left|w_1\right|}^2{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{12}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{21}\right|}^2+{\left|w_2\right|}^2{\left|h_{22}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2)}$

$K_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_1{\mathrm{\σ}}^2,$ $K_2=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}+{\mathrm{\ϵ}}_2{\mathrm{\σ}}^2,$

其中上述计算公式中各参数表示如下含义：

SNR_B1和SNR_B2表示从接收机输出的两个子流的信噪比；

w₁、w₂、w₃和w₄表示与待发射天线信号相乘的天线加权；

h_jk表示发射天线k到接收天线j的接收信道系数，其中j为从1到2的整数，k为从1到4的整数；以及

σ²是接收端天线的噪声的方差。

13.如权利要求12所述的发射端，其特征在于，所述反馈信息包含一个天线的复值加权。

14.如权利要求12所述的发射端,其特征在于，所述接收包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息为：发射端接收一个接收端天线的复值天线加权和其余接收端天线的实值振幅加权。

15.如权利要求14所述的发射端,其特征在于，所述接收包含所述接收端天线的子集的复值加权的反馈信息为：发射端接收一个接收端天线的相位加权和其余接收端天线的振幅加权。

16.如权利要求13所述的发射端,其特征在于，在四发射端天线系统中四个天线的振幅加权(c₁,c₂,c₃,c₄)分别包括1,和

中的任何一个，使得 $c_1^2+c_2^2+c_3^2+c_4^2=4,$ 相位加权e^jθ中的相位包括:θ₀=0, ${\mathrm{\θ}}_1=\frac{\mathrm{\π}}{18},$ ${\mathrm{\θ}}_2=-\frac{\mathrm{\π}}{18},$ ${\mathrm{\θ}}_3=\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 和 ${\mathrm{\θ}}_4=-\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 中任何一个。

17.一种用于接收端与发射端之间沟通反馈信息的无线通信系统,其特征在于，所述通信系统包括至少一个如权利要求7~11中任一项所述的接收端和至少一个如权利要求12~16中任一项所述的发射端。

18.一种在无线通信系统中提供闭环发射分集的方法,所述方法包括发射端接收来自至少一个在所述无线通信系统中的接收端的信道状态的反馈信息的步骤,所述系统包括至少三个发射端天线，其中至少一个能够提供Alamouti编码数据子流,和一个接收端天线，其特征在于所述方法包括在接收端传送包含所述接收端天线的振幅加权(c₁,c₂,c₃)的反馈信息,其中振幅加权(c₁,c₂,c₃)包括1,

和

中的任何一个，使得 $c_1^2+c_2^2+c_3^2=3.$

19.一种用于无线通信系统的接收端,所述接收端包括用于将信道状态的反馈信息发送到所述无线通信系统中的发射端的装置,所述发射端包括至少三个天线，其中至少一个能够提供Alamouti编码数据子流,其特征在于，所述接收端包括用于传送包含所述接收端天线的振幅加权(c₁,c₂,c₃)的反馈信息的装置,其中振幅加权(c₁,c₂,c₃)包括1,

和

中的任何一个，使得 $c_1^2+c_2^2+c_3^2=3.$

20.一种用于无线通信系统的发射端,所述发射端包括用于从所述无线通信系统中接收端接收信道状态的反馈信息的装置,所述发射端包括至少三个天线，其中至少一个能够提供Alamouti编码数据子流,其特征在于，所述发射端包括用于接收包含所述接收端天线的振幅加权(c₁,c₂,c₃)的反馈信息的装置,其中振幅加权(c₁,c₂,c₃)包括1,

和

中的任何一个，使得 $c_1^2+c_2^2+c_3^2=3.$

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