CN101093957B

CN101093957B - 带有改进型瞬态响应的直流/直流转换器

Info

Publication number: CN101093957B
Application number: CN2007101110422A
Authority: CN
Inventors: 王佛贤; 拉兹洛·利普赛依; 黄晟
Original assignee: O2 Tech International Ltd
Current assignee: O2 Tech. International Ltd.
Priority date: 2006-06-13
Filing date: 2007-06-13
Publication date: 2011-04-06
Anticipated expiration: 2027-06-13
Also published as: TWI331841B; TW200820563A; CN101093957A

Abstract

本发明提供了一种具有改进型瞬态响应、精确性和稳定性的直流/直流转换器。该直流/直流转换器包括一个比较器，一个驱动器、至少一个开关和一个稳定性电路。稳定性电路接收一个电压信号，该电压信号根据检测上述至少一个开关中的一个而生成。该直流/直流转换器的配置中无需使用电流检测电阻，使得其实现更为简单。

Description

带有改进型瞬态响应的直流/直流转换器

技术领域

本发明系关于电压转换器，具体为一种具有改进型瞬态响应、精确性和稳定性的直流(DC)/直流(DC)转换器。

背景技术

直流/直流转换器在电子领域中已熟知。这些电路或装置通常将一个直流电压电平转换为另一个直流电压电平。它们用于各种用途。例如，一些种类的转换器用来给微处理器的核提供电压。一种转换器称作固定频率转换器，又称作脉宽调制(PWM)转换器。脉宽调制转换器包括电压型转换器和电流型转换器。

电压型脉宽调制转换器包括一个控制环，该控制环包括一个误差放大器；一个脉宽调制比较器；和一个或多个驱动器。该转换器通常与一个同步整流器相连来改进其性能。该误差放大器将该转换器的输出电压与一个参考电压进行比较。该脉宽调制比较器接收该误差放大器的输出作为其第一输入，并接收由一个锯齿波或三角波信号作为其第二输入。脉宽调制比较器的输出为一个脉宽调制信号，且由驱动器放大后驱动电源开关。这种转换器的优点在于结构简单，精确度高。它的主要缺点是由于误差放大器所需的补偿而造成它对负载的瞬态响应缓慢。

电流型脉宽调制转换器包括两个控制环：一个内部电流环和一个控制该内部电流环的外部电压环。内部电流环包括：一个电流放大器；一个比较器，该比较器采用一个来自该外部电压环的误差电压和电流放大器的输出作为输入；一个触发器，该触发器每次均由时钟信号设置、并由比较器的输出置位；和一个或多个驱动器。外部电压环包括一个电压误差放大器，该电压误差放大器将该转换器的输出电压和一个参考电压进行比较。该误差放大器的输出作为该内部电流环的一个参考信号。这种转换器的优点在于稳定性高、精确度高、并适用于多相结构。它的主要缺点是由于该外部电压环的补偿而造成它对负载的瞬态响应缓慢。

另一种直流/直流转换器为一种导通时间固定的转换器(constant on timeconverter)，又称作脉冲频率调制(PFM)转换器。脉冲频率调制转换器包括一个控制环，该控制环包括：一个误差放大器；一个比较器；和一个或多个驱动器。该转换器通常与一个同步整流器相连来改进其性能。误差放大器将该转换器的输出电压与一个参考电压进行比较。该误差比较器的输出与一个参考值进行比较，从而获得一个单触发的触发信号，该触发信号设置固定的导通时间。这种转换器的优点在于结构简单、精确度高、和对负载的瞬态响应相对较快。它的主要缺点是频率不固定和不适用于多相应用。

另一种直流/直流转换器为一种滞后转换器，该转换器包括：电压型滞后转换器和电流型滞后转换器。电压型滞后转换器包括一个控制环，该控制环包括：一个滞后比较器和一个或多个驱动器。该转换器通常与一个同步整流器相连来改进其性能。具有滞后效应的比较器将该转换器的输出与一个参考电压进行比较。该比较器的输出作为驱动器的输入。这种转换器的优点在于结构简单、精确度高、和对负载的瞬态响应快速。它的缺点是频率不固定和不适用于多相结构。

电流型滞后转换器包括一个控制环。该控制环包括：一个电压误差放大器；一个滞后电流比较器；和一个或多个驱动器。该转换器通常与一个同步整流器相连来改进其性能。该电压误差比较器将该转换器的输出电压与一个参考电压进行比较，从而提供一个偏置信号给该电流比较器。该比较器的输出作为该驱动器的输入。这种转换器的优点在于结构简单、精确度高。它的缺点是对负载的瞬态响应缓慢，频率不固定和不适用于多相结构。

因此，直流/直流转换器需要一种更为简单和相对经济有效的解决方法，并具有对负载的瞬态响应快、精确度高、频率固定和适用于多相结构等特性。

发明内容

本发明的一个实施例提供了一种将输入电压转换为输出电压的直流/直流转换器。该直流/直流转换器包括一个比较器、一个驱动器、一个高端开关和一个稳定性电路。比较器被配置用于比较一个第一信号和第二信号并根据比较结果提供一个控制信号，第一信号具有一个直流偏置，该直流偏置至少部分由一个直流参考电源决定，第二信号代表该直流/直流转换器的输出电压。驱动器接收来自比较器的控制信号。高端开关接收输入电压。稳定性电路用于检测一个电压信号并向比较器提供上述第二信号，该电压信号表明流经高端开关的一个负载电流。驱动器用于驱动高端开关以控制直流/直流转换器的输出电压。

本发明的另一实施例提供了一种将输入电压转换为输出电压的直流/直流转换器。该直流/直流转换器包括一个比较器、一个驱动器、至少一个开关、一个电感以及一个稳定性电路。比较器被配置用于比较一个第一信号和第二信号并根据比较结果提供一个控制信号，第一信号具有一个直流偏置，该直流偏置至少部分由一个直流参考电源决定，第二信号代表该直流/直流转换器的输出电压。驱动器接收来自比较器的控制信号。所述的至少一个开关连接到驱动器。所述的至少一个开关接收输入电压。电感连接到所述的至少一个开关。稳定性电路用于检测一个电压信号并提供第二信号给比较器，该电压信号表明了一个流经所述至少一个开关的电感电流。驱动器用于驱动所述的至少一个开关以控制直流/直流转换器的输出电压。

附图说明

后文对典型实施例的具体实施方式的描述结合下列附图进行，将使得本发明的优点显而易见。

图1所示为本发明的一种瞬态响应快速的直流/直流转换器的一个实施例的电路图；

图2所示为图1中的直流/直流转换器的一个典型应用的电路图；

图3所示为一种两相直流/直流转换器的一个实施例的电路图，该两相直流/直流转换器与一个作用于该第二相的参考信号的电流平衡模块相连；

图4所示为一种两相直流/直流转换器的另一个实施例的电路图，该两相直流/直流转换器与一个作用于该第二相的反馈部分的电流平衡模块相连；

图5A所示为该直流/直流转换器的输出电压随着输入电压而变化的示意图；

图5B所示为一种采用输入电压补偿输出电压的方法的示意图；

图6所示为根据输入电压的变化而补偿输出电压的机理电路图；

图7所示为当一个负载施加于一个两相直流/直流转换器或从该转换器移去时的输出电压、负载电流和脉宽调制信号的波形图；

图8所示为一种具有一个精确性电路的示范性直流/直流转换器，该精确性电路作用于一个参考电压来改进该直流/直流转换器输出电压的精确性；

图9所示为一种具有一个精确性电路的示范性直流/直流转换器，该精确性电路作用于一个反馈信号来改进该直流/直流转换器输出电压的精确性。

图10所示为一种具有一个稳定性电路的示范性直流/直流转换器，该稳定性电路采用电感电流信息来改进该直流/直流转换器的稳定性；

图11所示为图10中的示范性直流/直流转换器，其中该稳定性电路包括一个电阻电容(RC)电路；

图12所示为一种具有一个稳定性电路的示范性直流/直流转换器，该稳定性电路采用电感的交流(AC)电流信息来改进该直流/直流转换器的稳定性；

图13所示为图12中的示范性直流/直流转换器，其中该稳定性电路包括一个放大器；

图14为本发明提供的一种直流/直流转换器使用电感电流信息来提高稳定性的示意图；

图15为图14中直流/直流转换器的电流吸入器(current sink)的典型配置。

具体实施方式

图1所示为本发明的一种瞬态响应快速的直流/直流转换器100的电路图。通常，直流/直流转换器100根据比较器的输入端的参考信号使输出电压Vout112稳定。瞬态响应中，在从一个直流状态切换到另一个直流状态的过程中需要输出负载。直流/直流转换器100通过调整占空比有效地减小了瞬态响应的恢复时间，从而控制Vout112至理想的稳定状态。

直流/直流转换器100包括：一个参考直流电压源Vref114、一个参考信号发生器116、一个比较器118、一个驱动器120和一对开关122。信号发生器116产生一个参考信号126，该信号最好为300千赫兹的锯齿波信号，或者任何波形的周期性信号(例如三角波信号或正弦波信号)，并具有一个由Vref114产生的直流电压所决定的直流偏置。比较器118接收参考信号126作为其第一输入。输出电压Vout112通过反馈回路124反馈给比较器118的，并作为比较器118的第二输入。比较器118将Vout112和参考信号126进行比较，并产生一个脉宽调制信号128，其占空比决定增大Vout112还是减小Vout112。更详细地说，若Vout112小于或大于信号126，比较器118则通过增大或减小其输出脉宽调制信号128的脉宽迫使Vout112跟踪参考信号126。具体地说，驱动器120接收脉宽调制信号128作为它的输入，并驱动开关122。该开关最好由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFETs)来实现，且高端MOSFET与低端MOSFET交替导通来控制Vout112。最好是Vout112接近Vref，并保持在参考信号126的范围内。例如，参考信号发生器116在一个特定的直流Vref电压处产生一个锯齿波参考信号126，该信号的峰-峰锯齿波波动为100毫伏，即Vref-50毫伏<Vout<Vref+50毫伏。另外，输出负载(Vout)112与一个电感电容(LC)低通滤波器串连。低通滤波器的电感130的电感应尽可能地小，从而减小对负载瞬态响应的恢复时间。

图2所示为一个应用图1中的直流/直流转换器电路100的示范性应用电路200。电路200采用一个集成参考电压发生器(例如，D1(TL431)202)对输入电压114的变化进行补偿，从而确保比较器118产生的脉宽调制信号128根据如上所述的参考电压调整输出电压Vout。斜波发生器116由部件U3(LM311)204构成，并产生一个峰-峰幅度约为100毫伏的三角波信号126。如上所述的比较器118由U2(LM311)206构成，接收输出电压Vout112和三角波信号126作为输入，并产生一个脉宽调制信号128。该示范性应用中的驱动器120由U1(TPS2830)208构成。最后，电源模块210控制输出电压Vout，该电源模块包括：MOSFETs Q1和Q2，122；电感L1，130；电阻R10；和电容C4。该直流/直流转换器电路用来改进对负载瞬态响应的恢复时间。值得注意的是该发明包括图2中的应用示意图的元件和电路，但不受限于这些元件和电路。

本发明的另一个实施例为在多相结构中可包括两个或多个转换器电路100，其中两个电路之间的相移角根据所采用的相数而不同。例如，在一个四相结构中，相移角为90度。多相结构的问题是在两个相之间有不期望的电流。例如，当一个负载施加于输出，若一个相传送至负载的电流远远大于另一个相输出至负载的电流，转换效率将受到严重影响。这种问题类似于将两个电压源并联。若两个电压源的电压不同，它们之间将有电流流经。为了解决多相直流/直流转换器的这种问题，则需一个电流平衡结构。例如，在一个两相直流/直流转换器中采用一个电流平衡模块来调整该第二相的输出电压，使其与该第一相的输出电压相等。通过采用电流检测电阻，该电流平衡模块得到该电流信息，并产生一个偏置电压来调整该第二相的输出电压。实现该电流平衡结构有两种选择方法：(1)通过修改该第二相的参考电压；或(2)通过修改该第二相的反馈电压。

图3所示为一个具有一个电流平衡模块的两相直流/直流转换器300的实施例，该电流平衡模块作用于该第二相的参考信号。第一相100a根据比较器118的输入端的参考信号126a产生输出电压112。电流平衡模块301将参考信号116的直流部分调整后传送给第二相100b，从而使得每相传送的相等的电流幅值。假设流经第一相100a的电流大于流经第二相100b的电流，则误差放大器302的同相输入端的电压将大于其反相输入端的电压。误差放大器302的作用是减小偏置电压303的值，这样，第二相100b的参考电压的直流部分将增大。因此，第二相100b的占空比将增大。如此，第二相100b传送的电流值大于以前的电流值。当每相传送的电流都相等时，偏置电压303将保持该值，从而达到各相的电流平衡。

图4所示为另一个具有一个电流平衡模块的两相直流/直流转换器400的实施例，该电流平衡模块作用于第二相100b的反馈部分。第一相100a根据比较器128输入端的参考信号126a产生输出电压Vout112。电流平衡模块401将反馈电压的直流部分平移给第二相100b，从而使得每相传送相等的电流幅值。假设流经第一相100a的电流大于流经第二相100b的电流，则误差放大器402的反相输入端的电压大于其同相输入端的电压。误差放大器402的作用是增大偏置电压403的值，这样，第二相100b的反馈电压将减小。因此，第二相100b的占空比将增大。如此，第二相100b产生的电流值大于以前的电流值。当每相产生的电流都相等时，偏置电压403将保持该值不变，从而达到各相的电流平衡。值得注意的是由于图4中的电流平衡模块作用于反馈电压，所以图4中的电流平衡模块的反相和同相输入端与图3中的电流平衡模块的反相和同相输入端相反。

图3和图4所示的转换器所采用的电流平衡结构的主要优点在于当负载的变化产生瞬态响应时，两相都动作，使输出电压恢复至稳定状态。由于瞬态响应中的每相的工作基本相同(由于所采用的部件值的不同而只存在小的差值)，电流平衡电路只需要通过细微的修正，即微调图3中的参考部分或图4中的反馈部分的偏置电压，而使两相的电流平衡至新的稳定状态。

值得注意的是两种类型的电流平衡方法可用于多相结构中，其中电流平衡模块将来自每N相的电流信息和输出电压作为输入，并提供偏置电压给第2至第N相，从而与第一相的电流相平衡。

图5A所示为输出电压随着输入电压变化的示意图。对于一个特定的输入电压Vin，由于参考信号为常数，所以占空比D1＝Voutl/Vin。即占空比由电压Vout1与参考信号相交得到。例如，若输入电压减小至k*Vin(其中k<1)，此时新的占空比为D2＝Vout2/k*Vin，所以输出电压将减小以增大占空比。因此，输出电压随着(D2-D1)*(锯齿波参考信号的幅值)的值而减小。甚至对于幅值很低的参考信号，由于输入电压可在较大的范围内变化，所以输出电压仍随着输入电压而变化。

图5B所示为一种在输入电压变化的情况下补偿输出电压的方法。一种防止输出电压随着输入电压变化的方法为产生一个幅值与输入电压成比例、峰值保持在一个固定的直流电压电平Vref的锯齿波信号。这意味着对于与Vin相等的输入电压，输出电压Vout1与占空比相对应，其中占空比由输出电压与参考信号相交得到，为D1＝Vout1/Vin。因此，若锯齿波信号的幅值为Asawtooth、峰值为Vref，那么Vout1＝Vref-D1*Asawtooth，即Vout1＝Vref-Vout1*Asawtooth/Vin，或Vout1＝Vref/(1+Asawtooth/Vin)。

当输入电压随着系数k<1减小时，锯齿波的幅值随着同一系数k减小，同时锯齿波信号的峰值保持在Vref。根据新的输入电压值，占空比为D2＝Vout2/(k*Vin)。然而由于Vout2＝Vref-D2*(k*Asawtooth)＝Vref-Vout2*k*Asawtooth/(k*Vin)，

Vout2＝Vref/(1+Asawtooth/Vin)。即Vout1＝Vout2。因此，输出电压并不随着输入电压变化。

如上所述的方法的主要优点在于：(1)输出电压不依赖于输入电压；(2)回路的增益不依赖于输入电压，如此，对于各种输入电压，直流/直流转换器的性能仍保持相同。回路的增益实际上为Vin/Asawtooth。由于Asawtooth与Vin成比例，所以增益为常数；和(3)在较高的输入电压处，由于开关的切换而造成输出端有较高的噪声。当锯齿波信号幅值增大时，脉宽调制比较器正常工作，而不会由于输出电压的噪声而产生寄生脉冲。

图6所示为一种在输入电压的变化的情况下补偿输出电压的方法的电路图。时钟脉冲601将开关602闭合一小段时间，该时间足够将电容603充电至Vref值。这样，锯齿波信号的峰值正好是Vref。开关602断开，电容603以一个与输入电压成比例的恒定电流放电。该电路的元件将被调整至达到所期望的锯齿波幅值。该电路可以在输入电压变化情况下补偿输出电压。该电路的一种应用是在笔记本电脑中，其中输入电压可以为电池电压或适配器电压。适配器电压通常为20V，其中放电电池电压可低至8V或更小。该系统需要在整个范围内工作。

图7所示为当一个负载施加于一个两相直流/直流转换器或从该转换器移去时的瞬态响应的波形图。负载电流的变化幅度为20安培。CH1为输出电压(Vout)的波形。CH2为第一相(PWM1)的脉宽调制信号的波形。CH3为第二相(PWM2)的脉宽调制信号的波形。CH4为1/2负载电流的波形。当加上该负载(即电流从0安培增加到20安培)时，Vout下降。由于该转换器的占空比增大，一小段时间(该转换器的瞬态响应约为100纳秒，这使得恢复时间小于10微秒)之后输出电压回到其稳定状态。当该负载被移去时，该转换器减小占空比来恢复Vout。如图7所示，每相都调整自己的脉宽调制信号来从瞬态状态恢复Vout。因此，当采用一个多相结构时，Vout的瞬态响应的恢复取决于相的数目。

图8所示为本发明的一个直流/直流转换器800的另一个实施例，其中可采用一种方法来修改信号126的直流电压电平，从而提高直流/直流转换器800的输出电压的精确性。通常，一个包括一个精确性电路802的直流回路可调整由参考直流电压源114产生的参考信号126的电压电平。偏置电压源806也可根据112端的输出电压电平Vout和参考直流电压源114产生的电压电平之间的差值调整参考信号126的电压电平。除了偏置电压源806之外，精确性电路802还可包括一个误差放大器804。

一个表示直流/直流转换器800的输出电压电平的信号可经由路径810反馈至误差放大器804的一个输入端(例如反相输入端)。另一个表示参考直流电压源114的信号可经由路径812提供给误差放大器804的另一个输入端(例如同相输入端)。误差放大器804将这两个信号进行比较，并根据它们的差值输出一个控制信号至偏置电压源806。

若112端的转换器输出电压电平小于参考直流电压源114产生的电压电平，那么误差放大器804将输出一个控制信号，该控制信号命令偏置电压发生器806产生一个正偏置电压电平，该正偏置电压电平将与参考直流电压源114产生的电压电平相加。因此，斜波参考信号126的直流电平将相应地增大。由于斜波参考信号126的直流值较高，所以比较器118将增大其输出脉宽调制信号128的占空比。如此，112端的转换器输出电压将增大，直到达到参考直流电压源114产生的参考直流电压值。

若112端的转换器输出电压电平大于参考直流电压源114产生的电压电平，那么误差放大器804将输出一个控制信号，该控制信号命令偏置电压发生器806产生一个负偏置电压电平，该负偏置电压电平将与参考直流电压源114产生的电压电平相加。因此，斜波参考信号126的直流电平将相应地减小。由于斜波参考信号126的直流值较低，所以比较器128将减小其输出脉宽调制信号128的占空比。如此，转换器112端的输出电压将减小，直到达到参考直流电压源114产生的参考直流电压值。该直流精确性回路812调整直流电压源114产生的参考信号直流电平，正如偏置电压源806调整该参考信号直流电平，该直流精确性回路为一个慢速回路，这样，偏置电压源806的电压可缓慢地变化，例如，该回路的补偿采用下面的方法来完成，即在电感电容(LC)双重极点下，至少一个十倍时才具有小于一个单位的增益。

图9所示为本发明的一个直流/直流转换器900的另一个实施例，其中可采用一种方法调整从112端Vout到比较器118的反馈值，从而提高转换器900的精确性。通常，一个包括一个精确性电路902的直流回路可根据转换器输出电压电平Vout和参考直流电压源114产生的电压电平之间的差值调整一个反馈信号，该反馈信号表示转换器900的输出电压。精确性电路902可包括一个误差放大器904和一个偏置电压源906。

一个表示直流/直流转换器900的输出电压电平的信号可经由路径910反馈回误差放大器904的一个输入端(例如同相输入端)。另一个表示参考直流电压源114的直流输出电压电平的信号可经由路径912提供给误差放大器904的另一个输入端(例如反相输入端)。误差放大器904将这两个信号进行比较，并根据这两个信号的差值提供一个控制信号至偏置电压源906。值得注意的是由于图9中的精确性电路902作用于反馈电压，所以图9中的误差放大器904的反相和同相输入端与图8中的误差放大器804的反相和同相输入端相反。

若112端的转换器输出电压电平小于参考直流电压源114产生的电压电平，那么误差放大器904将输出一个控制信号，该控制信号命令偏置电压发生器906产生一个负偏置电压电平，该负偏置电压电平将与该反馈信号相加，使该反馈信号相应地减小。由于经由路径914至比较器118的信号小于该反馈信号(否则在这种情况下无需负偏置)，所以比较器118的脉宽调制信号128的占空比将增大。接着，增大的占空比使转换器900的输出端112处的输出电压增大，直到达到参考直流电压源114产生的参考值。

相反，若转换器112端的输出电压电平大于参考直流电压源114产生的电压电平，那么误差放大器904将输出一个控制信号，该控制信号命令偏置电压发生器906产生一个正偏置电压电平，该正偏置电压电平将与反馈信号相加，使该反馈信号相应地增大。由于经由路径914至比较器118的信号大于该反馈信号(否则在这种情况下无需正偏置)，所以比较器118输出的脉宽调制信号128的占空比将减小。接着，减小的占空比使转换器900的输出端112处的输出电压减小，直到达到参考直流电压源114产生的参考值。调整比较器118的反馈电压电平的直流精确性回路912为一个慢速回路，从而偏置电压源906的电压可缓慢地变化。

本发明直流/直流转换器的稳定性可通过采用电感电流信息(图10至图11)或交流电流信息(图12至图13)来改进。图10所示为本发明直流/直流转换器1000的另一个实施例，该实施例采用电感电流信息来改进稳定性。通常，Vout 112端的反馈电压值经由一个反馈路径至比较器118，该反馈电压可通过一个稳定性电路1022来改进，从而增强直流/直流转换器1000的稳定性。

稳定性电路1022可包括一个运算放大器1026，以及电阻R1和R2。检测电阻1030还可与电感L1串联。检测电阻1030两端的电压表示流经电感L1的电流。流经电感L1的电流由电阻R1和电阻R2设置的系数放大，且等于Acurrent＝1+R2/R1。如此，在图10的实施例中，反馈至比较器118的反相输入端的反馈电压值由等式(1)给出。

(1)VPWM comparator＝Vout+(1+R2/R1)*Iinductor*RCS；

在等式(1)中，Vout为直流/直流转换器1000的输出电压，R1和R2分别为电阻R1和R2的电阻值，Iinductor为流经电感L1的电感电流，和RCS为检测电阻1030的电阻值。如此，稳定性由于电感电流只平移90度而得到改进。另外，输出电压Vout随着电感电流增大而减小，从而减小了在瞬态响应期间输出电压的范围。

图11所示的稳定性电路1103还可包括一个由电阻1140和电容1142组成的电阻电容(RC)电路1102。如此，稳定性还可通过在由电感L1和电容C1组成的双重极点的频率范围中增加零点来改进。

稳定性还可通过利用交流电流信息来改进。例如，图12所示的稳定性电路1203可包括一个电感电容(RC)电路1226，该电感电容电路1226在由电感L1和电容C1组成的双重极点的频率范围内加入一个零点。电感电容电路1226可包括并联的电阻R1和R2和电容Ccomp。由电阻R1和R2组成的分压器将输出电压按比例减小至一个期望值。应当选择电容Ccomp的值，使得电感电容电路1226在电感L1和电容C1组成的双重极点的频率范围内可以加入一个零点。电感电容电路1226的电感电容双重极点位置和电感电容时间常数之间的关系由实验得出，并得到仿真验证，并由等式(2)给出。

(2) 3 RC = \sqrt{LC}

图13所示为将一个放大系数为N的放大器1324加入稳定性电路1342。放大器1324的输入可与节点1346相连，而放大器1324的输出可与电容Ccomp相连。如此，放大器1324的输出通过电容Ccomp与电阻R1和R2并联组成的反馈分压器相连。电感电容电路1326包括电容Ccomp和并联的电阻R1和R2。如此，直流/直流转换器1300的稳定性还可通过放大交流电流信息来改进。然而，为了保持比较器118产生清晰、稳定的脉宽调制脉冲，放大系数N的大小有一个特定的范围。例如，反馈信号交流峰．峰幅值应当小于斜波参考信号126的幅值。如此，就要通过限制放大系数N来满足这个要求。例如，若节点1346处的电压纹波的峰．峰值为10毫伏且斜波参考信号126的幅值为100毫伏，那么放大器1324的放大系数应小于10。放大器1324放大的纹波流经电容Ccomp，且在纹波频率处，该纹波电压将与电阻R1和R2和Ccomp的公共节点处的幅值几乎相同。在一个实施例中，放大系数N约为5或6较为合适。

本领域的技术人员了解虽然图9至图13所示的对精确性和稳定性的改进应用于一个单相直流/直流转换器，但是这些改进同样也适用于多相直流/直流转换器。

图14为一种典型的通过检测内部高端开关的导线电阻来提高稳定性的直流/直流转换器1400的示意图。直流/直流转换器1400配置简单，瞬态反映更快，以下将详细说明。在该实施例中，直流/直流转换器1400包括一个参考直流电压源114、一个参考信号生成器116、一个比较器118、一个驱动器120’，一个高端开关1401以及一个低端开关1402。直流/直流转换器1400还包括一个稳定性电路1410，稳定性电路1410主要由开关1403、电容1404、电流吸入器1405、电压分压器1406和运算放大器1407形成。由于直流/直流转换器1400的配置与上文提到的多个直流/直流转换器类似，以下仅描述不同之处。

驱动器120’控制高端开关1401和低端开关1402。在Ton期间，高端开关1401闭合，电感电流(即负载电流)流经高端开关1401。此时开关1403也闭合，并给电容1404充电。在Ton时段结束时，开关1403断开，电容1404中储存了电能并保持一个电压。在该充电过程中，电容1404两端的电压被转电流吸入器1405转换为一个电流。电流吸入器1405的内部配置下文将详细说明。拉电流(sink current) (即电流吸入器1405产生的电流)与电容1404两端的电压成正比。拉电流可流经一个连接在输出端和运算放大器1407的反相输入端之间的电阻1408。

112端的输出电压Vout被分压器1406等比例缩小为一个低于Vout的电压。经过等比缩小的电压再传输给运算放大器1407的一个非反相输入端。运算放大器1407执行一个加法运算，将上述等比缩小的电压与另一个电压相加，上述另一个电压等于拉电流乘以电阻1408的阻值。运算放大器1407产生一个回馈信号，回馈信号可输入给比较器118的反相输入端。回馈信号受到输出信号Vout和电感电流的影响。换言之，回馈信号中包含了输出信号Vout和电感电流的信息。

不同于上述检测电感/电容和电流检测电阻的等效串联电阻(ESR)的实施例，直流/直流转换器1400被配置用于检测高端开关1401的导线电阻。这样，图14的实施例中就去除了检测电阻。检测电阻的去除，使得配置更为简单，从而直流/直流转换器的整体成本也有所下降。

在图14所示的实施例中，高端开关1401通常是PMOS晶体管，低端开关1402通常是NMOS晶体管。本领域技术人员将理解，高端开关也可以是NMOS晶体管。由于驱动器120’用于为高端开关和低端开关提供控制信号，驱动器120’的内部配置可根据不同应用中高端开关和低端开关的具体类型而有所变化。当高端开关1401为NMOS晶体管时，驱动器120’也可与上文已述的驱动器120使用相同的配置。本领域技术人员将理解，虽然图14所示的精确性和稳定性的提高是体现在单相的直流/直流转换器上，多相直流/直流转换器也可获得同等的精确性和稳定性的提升。

图15为图14中的电流吸入器1405的实施例1500。电流吸入器1500包括运算放大器1501、电阻1502、开关1503和两个NMOS晶体管1504和1505。在此实施例中，开关1503通常为PMOS晶体管，但是也可使用NMOS晶体管或者其它类型的晶体管开关。NMOS晶体管1504和1505形成一个电流镜。本领域技术人员将理解，电流镜的具体配置并不固定，也可使用其它类型的配置。例如，可使用两个PMOS晶体管形成电流镜。

运算放大器1501接收电容1404保持的电压。运算放大器1501和电阻1502形成一个电压跟随器(voltage follower)，这样来自电容1404的电压就被转换成一个流经电阻1502的电流。当开关1503断开时，流经电阻1502的电流就产生一个镜像流经电阻1408。在此实施例中，电阻1502与电阻1408相匹配。电阻1502的阻值可以是电阻1408阻值的N倍。图15所示的流经电阻1502和1408的电流相等，本领域技术人员应该理解，流经电阻1408和1502的电流可以成正整数倍。

如前已述，回馈信号由输出电压Vout和流经电阻1408的拉电流决定，见等式(3)。

Vfb = Vout_d + I 1 / R 1 = Vout_d + \frac{V_{AVD} - V_{PEAK_I}}{R 2} * R 1 - - - (3)

其中Vfb为运算放大器1407的输出电压，Vout_d为分压器1406等比例缩小Vout生成的电压，I1为流经电阻1408的拉电流，R1为电阻1408的阻值，Vin为直流/直流转换器1400的输入电压，V_{PEAK_I}为电容1404保持的电压。

如果R1＝R2，那么

Vfb＝Vout_d+V_AVD-V_{PEAK_I}(4)

在此实施例中，V_AVD等于Vin。

Vfb＝Vout_d+Vin-V_{PEAK_I}(5)

这样，流经高端开关1401的电流(即电感电流)由等式(6)给出。

I_{L} = \frac{(Vin - V_{LX})}{Ron} - - - (6)

其中Ron为高端开关1401的导线电阻。

在Ton时段结束时，节点PEAK_I的电压由等式(7)给出。

V_{PEAK_I}＝V_LXmin(7)

这样，在Ton时段结束时流经高端开关1401的电流由等式(8)给出。

I_{L} peak = \frac{(Vin - V_{PEAK_I})}{Ron} - - - (8)

这样，组合等式(5)、(7)和(8)，回馈信号由等式(9)得出.

Vfb＝Vout_d+I_Lpeak*Ron(9)

在此所述的实施例只是采用本发明的其中几个，但并不受限于本发明。显而易见，还存在其它本领域的技术人员了解的并不脱离附加权利要求所定义的本发明的精神和范围的实施例。

Claims

1.一种用于将输入电压转换成输出电压的直流/直流转换器，其特征在于，包括：

一个比较器，所述比较器比较一个第一信号和第二信号并响应比较结果提供一个控制信号，第一信号具有一个直流偏置，所述直流偏置至少部分由一个直流参考电源决定；

一个驱动器，用于接收来自比较器的控制信号；

一个连接到驱动器的高端开关，所述高端开关接收输入电压；

一个稳定性电路，用于检测一个电压信号并向比较器提供第二信号，所述电压信号根据高端开关的导通电阻和流经高端开关的负载电流而生成，所述第二信号包含所述直流/直流转换器的输出电压以及所述检测到的电压信号的信息。

2.如权利要求1所述的直流/直流转换器，其特征在于，还包括一个低端开关，所述低端开关由所述驱动器控制。

3.如权利要求1所述的直流/直流转换器，其特征在于，还包括一个LC网络，其中包括一个电感，所述电感连接到所述高端开关，所述负载电流流经所述电感。

4.如权利要求3所述直流/直流转换器，其特征在于，所述流经电感的负载电流为交流电。

5.如权利要求1所述直流/直流转换器，其特征在于，所述的稳定性电路还包括一个电阻网络，用于等比例缩小直流/直流转换器的输出电压并生成一个等比缩小的信号。

6.如权利要求5所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述稳定性电路还包括一个开关、一个电容和一个电流吸入器，所述开关和电容串联并将所述的电压信号传输给电流吸入器，电流吸入器可将所述电压信号转换成一个与所述电压信号成正比的拉电流。

7.如权利要求6所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述的稳定性电路还包括一个运算放大器，所述运算放大器接收等比缩小的信号和一个由负载电流决定的电压信号并向比较器提供所述的第二信号。

8.如权利要求6所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述电流吸入器还包括：

一个电压跟随器，所述电压跟随器接收所述的电压信号并将其转换成一个中间电流；

一个连接到上述电压跟随器的开关；

一个电流镜，当上述开关闭合时配置所述电流镜可生成一个镜像电流，所述镜像电流即为流经高端开关和所述电感的负载电流。

9.一种用于将输入电压转换成输出电压的直流/直流转换器，其特征在于，包括：

一个比较器，配置所述比较器来比较一个第一信号和第二信号并响应比较结果提供一个控制信号，第一信号具有一个直流偏置，所述直流偏置至少部分由一个直流参考电源决定；

一个驱动器，所述驱动器接收来自上述比较器的控制信号；

至少一个开关，开关连接到上述驱动器并接收上述输入电压；

一个连接到上述至少一个开关的电感；

一个稳定性电路，所述稳定性电路用于检测一个电压信号并提供第二信号给比较器，所述电压信号代表流经上述至少一个开关和上述电感的一个电流，所述电压信号是根据所述至少一个开关的导通电阻和电感电流生成的，所述第二信号包含所述直流/直流转换器的输出电压以及所述检测到的电压信号的信息；

其中所述驱动器用于驱动所述的至少一个开关来控制所述直流/直流转换器的输出电压。

10.如权利要求9所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述稳定性电路还包括一个电阻网络，用于将所述直流/直流转换器的输出电压等比例缩小并生成一个等比缩小的电压。

11.如权利要求10所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述稳定性电路还包括一个开关、一个电容和一个电流吸入器，所述开关和电容串联并将所述电压信号传输给电流吸入器，电流吸入器将所述电压信号转换成一个与所述电压信号成正比的拉电流。

12.如权利要求9所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述稳定性电路还包括一个运算放大器，所述运算放大器接收到所述等比缩小的电压和一个由所述拉电流决定的电压信号并向比较器提供所述的第二信号。

13.如权利要求12所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述电流吸入器还包括：

一个电压跟随器，所述电压跟随器接收所述电压信号并将所述电压信号转换成一个中间电流；

一个连接到上述电压跟随器的开关；

一个电流镜，当上述开关闭合时，所述电流镜被配置用于根据中间电流产生一个镜像电流，所述镜像电流即为流经所述高端开关和所述电感的负载电流。