CN101090241A - 通用多电平三相四线逆变器脉宽调制控制方法及控制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通用的多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制方法及控制器，控制方法其特征在于包括以下步骤：(1)计算中点偏置分量；(2)根据中点偏置分量和电压参考信号计算逆变器每个输出桥臂的电压参考值；(3)根据上述电压参考值，计算组成该桥臂的每个开关的脉冲宽度；(4)根据脉冲宽度产生控制脉冲。控制器其特征在于数字接口，寄存器和控制电路都集成在现场可编程门阵列(FPGA)内部，通过接收参考电压信号，控制逆变器输出对应的三相四线电压；本发明中的控制方法和控制器能通用于三桥臂直流中分及四桥臂这两种拓扑的三相四线制逆变器，并可用在两电平或以上的逆变器系统中；克服了现有多电平空间矢量脉宽调制法的不足，通用性强，占用资源少。

Description

通用多电平三相四线逆变器脉宽调制控制方法及控制器

技术领域

本发明涉及一种通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制方法及控制器，属于电气工程中的变流技术领域。

背景技术

多电平逆变器越来越多的被应用于配电系统中的中、高容量电力设备中。随着逆变器电平数的增加，每个开关器件承受的电压和逆变器输出谐波水平都明显降低。常用的三相四线制逆变器包括：三桥臂直流中分逆变器及四桥臂逆变器，如图1和图2所示。这两种逆变器都可以应用于两电平以上的逆变器系统中。三相四线系统中逆变器的控制要考虑到零序分量，即零序电压和中线电流的控制，与控制一般三相三线系统中的逆变器相比，更加复杂和难于实现。而随着电平数目的增加，逆变器的开关状态的数目也急剧增加，给实现多电平三相四线逆变器的脉宽调制(以下简称PWM)控制带来了极大的困难。

目前设计的多电平逆变器控制系统，往往针对逆变器输出三相正弦电压信号的情况设计，如“一种三电平逆变器的控制系统及方法”(中国发明专利，公开日：2006年9月6日，公开号CN1829061A)。三相四线逆变器在配电系统中的电能质量补偿装置，如动态电压补偿器、有源滤波器等设备中得到广泛的应用。在电能质量补偿装置中，逆变器输出含有大量谐波分量，需要实时跟踪参考信号的变化，因而需要在PWM控制器中加入能实时接收参考信号的数据接口。

关于多电平逆变器脉宽调制方法的研究以往集中在三相三线逆变器上，如在文献“一种基于空间矢量调制的多电平逆变器的控制方法”(中国国家专利，公开日：2004年4月7日，公开号CN1487658A)中所记述的PWM方法，虽然可以适用于任意电平的逆变器，但是并没有考虑到针对三相四线系统的零序分量的控制与补偿。

已经提出的三相四线多电平逆变器控制方法主要有三维空间矢量控制方法和滞环控制方法，这些方法往往只适用于某种具体电平数目和特定拓扑的逆变器，算法的通用性很差。文献“一种用于多电平逆变器的三维空间矢量脉宽调制方法”(IEEE Power Electronics Letters，2003.Vol.1 No.4：110-114)中的空间矢量控制方法尽管可以通用于多电平三桥臂中分逆变器，但其实现时需要选择相邻的四个矢量、分别计算作用时间、再根据各相桥臂的开关状态，分别计算各相开关的作用时间。该方法计算复杂，占用资源多。而且不适用于多电平四桥臂逆变器。

综上所述，现有的PWM控制器主要的缺陷在于：

(1)针对三相三线系统设计，没有考虑零序分量的控制与补偿；

(2)只针对某种特定电平和特定拓扑的逆变器设计，通用性差；

(3)采用传统三维空间矢量PWM控制方法计算复杂，占用系统资源多；

此外如果PWM控制器能被集成在一个芯片中，供开发人员直接内嵌在控制系统中使用，将可以缩短设计周期，有更大的实用价值。

发明内容

本发明的目的是提供一种通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制方法及控制器，该控制方法及控制器能通用于三桥臂直流中分及四桥臂这两种常用的三相四线制逆变器，并可用在两电平或以上的逆变器系统中。

本发明提供的通用多电平三相四线制逆变器PWM控制方法，包括以下步骤：

(1)根据所需控制逆变器结构计算中点偏置分量；

(2)根据中点偏置分量和电压参考信号计算逆变器每个输出桥臂的电压参考值；

(3)根据每个桥臂的电压参考值，计算组成该桥臂的每个开关该控制周期的脉冲宽度；

(4)根据脉冲宽度生成每个开关的控制脉冲信号。

本发明提供的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，基于现场可编程门阵列，包括：

数字接口，用于接收上层控制器发出的控制信号和参考电压信号的；

寄存器，包括用于寄存参考电压信号的参考电压寄存器及用于寄存控制信号的控制寄存器；

PWM控制核心，根据参考电压信号和控制信号计算中点偏置分量、参考电压值及各组开关脉冲宽度，进而产生控制逆变器输出的触发脉冲信号；及

死区控制器。

上述控制寄存器定义有电平选择位、分频状态位、逆变器拓扑选择位、死区状态位、复位和触发位、上层控制握手信号位及保留位。

上述PWM控制核心包括：(1)分频器，根据分频状态位选择合适的分频比例并输出脉冲作为比较器和增减计数器的时钟信号；(2)计数器，作增减计数；(3)比较信号生成器，根据控制寄存器中电平选择位和拓扑选择位的状态，由参考电压信号，计算中点偏置分量、电压参考值及作为比较器输入的脉宽数据；(4)比较器，将计数器的输出和比较信号生成器输出的脉宽值进行比较，生成每个开关的触发信号。

本发明与现有技术相比具有如下的优点：

1.本发明的PWM控制器可用于控制三相四线系统中的三桥臂和四桥臂逆变器，实现对中点电压和中线电流的控制；

2.采用中点偏置技术后，可以满足四桥臂逆变器的要求，比三维空间矢量控制方法简单，实时性好；

3.利用每桥臂电压参考值直接计算每个开关的脉冲宽度，不再需要分解参考电压矢量，也不需要建立开关函数与逆变器各功率器件开关状态之间的映射表，简化了多电平控制的中间步骤，节约了内存空间。

附图说明

图1为两电平三桥臂中分三相四线逆变器的示意图；

图2为两电平四桥臂三相四线逆变器的示意图；

图3为三桥臂三电平三相四线逆变器的示意图；

图4为通用简化多电平三相四线制逆变器PWM控制方法的流程框图；

图5为基于FPGA的通用PWM控制器模块图；

图6为三电平逆变器一个桥臂触发脉冲发生的示意图；

图7为数字信号处理器产生的参考电压信号；

图8为两电平三桥臂逆变器PWM输出电压和滤波后输出电压的波形图；

图9为两电平四桥臂逆变器PWM输出电压和滤波后输出电压的波形图；

图10为三电平三桥臂逆变器PWM输出电压和滤波后输出电压的波形图；

图11为中所示是死区时间设定为8us时的一组触发信号的波形图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

(一)混和空间矢量和直接PWM方法

一个m电平逆变器每相桥臂的输出电压可以表示为：

V_j＝ST_j·E    j＝a，b，c and 0≤ST_j≤m-1

其中E是逆变器直流侧每电平的电压，ST代表一组输出开关状态组合，不同的输出开关状态组合决定每相桥臂的输出电压值。对m电平逆变器来说，一个桥臂共有m组输出开关状态组合，对应0到(m-1)E的输出电平。以图3所示三电平逆变器为例，一相桥臂的开关状态组合及其对应的输出电压如下表所示，其中三电平逆变器每相桥臂有四个开关元件S1～S4。

表1.三电平逆变器开关状态组合及对应输出电压

输出电压	开关组合状态(ST)	S1	S2	S3	S4
						0	0	关断	导通	关断	导通
E	1	导通	关断	关断	导通
						2E	2	导通	关断	导通	关断

如果用标么值来表示电压，即所有的电压都除以基准值E，每个桥臂的输出电压可以表示为：

v_j＝ST_j·E    j＝a，b，c  and  0＜ST＜m-1

逆变器输出的三相参考相电压信号也用标么值表示如下：

${\stackrel{\→}{v}}_{\mathrm{refj}}={\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{refj}}/E$ j＝a，b，c

根据空间矢量PWM方法，三相参考电压矢量首先被分解为偏移分量和两电平电压分量两部分。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{refa}}\\ v_{\mathrm{refb}}\\ v_{\mathrm{refc}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{offseta}}\\ v_{\mathrm{offsetb}}\\ v_{\mathrm{offsetc}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{twola}}\\ v_{\mathrm{twolb}}\\ v_{\mathrm{twolc}}\end{array}\right]$

其中偏移分量由下式得到，INT为一取整函数。

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{offseta}}\\ v_{\mathrm{offsetb}}\\ v_{\mathrm{offsetc}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{INT}\left(v_{\mathrm{refa}}\right)\\ \mathrm{INT}\left(v_{\mathrm{refb}}\right)\\ \mathrm{INT}\left(v_{\mathrm{refc}}\right)\end{array}\right]$

如果(v_offseta，v_offsetb，v_offsetc)等于(ST_a，ST_b，ST_c)，参考电压矢量一定位于以下八个矢量组成的两电平电压矢量分布空间中：(ST_a，ST_b，ST_c)(ST_a+1，ST_b，ST_c)，(ST_a，ST_b+l，ST_c)，(ST_a，ST_b，ST_c+1)，(ST_a+1，ST_b+1，ST_c)，(ST_a+1，ST_b，ST_c+1)，(ST_a，ST_b+1，ST_c+1)and(ST_a+1，ST_b+1，ST_c+1)．在空间矢量PWM控制方法中，参考电压矢量由距离最近的相邻矢量合成，在一个脉宽调制输出周期内，每桥臂的输出电压只会在相邻两个电平间改变一次。直接PWM和空间矢量PWM一样，基于平均伏秒意义上的参考电压合成。不同于空间矢量PWM，直接PWM在a-b-c坐标下合成参考电压，每相参考电压的合成可以表示为：

v_refj·T_S＝v_offsetj·t_offj+(v_offsetj+1)·t_onj    j＝a，b，c

其中T_S是输出脉宽的周期，t_offj是输出开关组合在状态ST_j的时间，t_onj是输出开关组合在状态ST_j+1的时间，且有t_offj+t_onj＝T_S(j＝a，b，c).如果从等式两边同时减去

，可以得到：

(v_refj-v_offsetj)·T_S＝v_offsetj·t_offj+(v_offsetj+1)·t_onj-v_offsetj·(t_offj+t_onj)＝t_onj

如果代入v_refj-v_offsetj＝v_twolj(j＝a，b，c)，可以得到：

t_onj＝v_twolj·T_S和t_offj＝(1-v_twoly)·T_S  j＝a，b，c

由此可见，偏移分量确定了一个控制周期内每相桥臂的前后开关状态，而两电平分量可以确定这两个开关状态分别的作用时间。

(二)中点偏置技术

为了同时实现对三桥臂和四桥臂三相四线逆变器的控制，需要利用中点偏置分量修改A，B，C三相的参考电压值，并为四桥臂逆变器的第四个桥臂生成参考电压信号。中点偏置分量V_fn利用如下公式计算：

其中V_max＝max(V_refa，V_refb，V_refc)V_min＝min(V_refa，V_refb，V_refc)，分别是该控制周期三相参考电压信号的最大值和最小值。相应的用于计算逆变器每相开关脉宽的参考电压就改为：

V_jn＝V_refj+V_fn  j＝a，b，c

对于四桥臂逆变器中连接到系统中点的第四桥臂，其参考电压即为：V_fn。将V_jn(j＝a，b，c，f)做为输入利用上述的混和空间矢量和直接PWM方法，就可以确定每个桥臂的脉宽调制信号，实现基于平均伏秒意义上的电压合成，控制逆变器输出所要的电压。

(三)通用的简化PWM控制方法

为了实现对于逆变器输出的控制，必需为每一个功率器件生成对应的脉冲控制信号，从而实现对每一个开关元件的控制。以往需要根据电压偏移分量确定一个控制周期内每相桥臂的前后开关状态，再从开关状态映射表查找对应的每个功率开关的打开和关闭模式，再由开关状态作用时间确定每个功率开关的开通和关断时间。本发明提出一种由参考电压信号直接产生每个开关控制脉冲的简化PWM控制方法，不再需要对参考电压进行分解，也不再需要建立开关状态映射表。

对于m电平的逆变器来说，每相桥臂有2(m-1)个开关元件，这些开关元件被分为(m-1)组。n是对(m-1)组开关的编号，n只取奇数值，每组包括编号为n和n+1的两个开关。每组的两个开关其触发脉冲是互逆的；即同一时刻，每组的两个开关中只有一个可以处于开通状态。开关的编号原则是从每相桥臂输出点向上每个开关依次为S_j1，S_j3...S_j(2m-3)，从输出点向下每个开关依次为S_j(2m-2)，S_j(2m-4)...S_j2。图1、图2、图3中的逆变器都采用了这种开关编号模式。在这种开关编号模式下，如果要使一个桥臂的输出电压增加一个电平，即从ST跳变到ST+1，只要先确定当前已经闭合的开关中奇数编号最大的，再闭合比最大奇数编号大2的开关即可。由此，参考上述混和空间矢量和直接PWM方法的结果，根据V_jn(j＝a，b，c，f)的值，逆变器各组开关的脉宽可以由下式计算得到：

$T_{\mathrm{jn}}=\frac{T_S}{2}*(m-n)+V_{\mathrm{jn}}*\mathrm{Ts},n=\mathrm{1,3},...2n-1\mathrm{and\; j}=a,b,c,f;$

T_jnI＝T_S-T_jn  n＝1，3，...2m-1 andj＝a，b，c，f；

其中T_S是PWM输出脉宽的周期，m代表所控制逆变器的电平数。上面公式中所得到的脉宽T_in即是每个PWM输出周期中每组开关中S_jn触发信号为‘1’的时间，即S_j(n+1)触发信号为‘0’的时间；在一个输出周期中余下的时间T_jnI内S_jn触发信号为‘0’，S_j(n+1)触发信号为‘1’。

以图3中三电平逆变器的开关Sa1为例，其计算公式为：T_a1＝Ts+V_an*Ts，当V_an为正数时，T_a1大于T_S表示Sa1在整个控制周期内都将闭合。考虑到Vn连接到逆变器输出电压为‘E’的电容中点，Va在当前控制周期内只能输出‘E’或‘2E’两种电压才能保证V_an为正，由表1，Sa1应该一直保持闭合状态；当V_an为负数时，Va在当前控制周期内只能输出‘E’或‘0’，T_a1在零到T_S之间，正是控制周期内Sa1应该闭合，即输出电压V_an为零的时间，在余下的时间内，Sa1打开，输出电压V_an为‘0’。

如上所述的通用简化多电平三相四线制逆变器PWM控制方法，包括以下步骤：

1.根据所需控制逆变器结构计算中点偏置分量；

2.根据中点偏置分量和电压参考信号计算逆变器每个输出桥臂的电压参考值；

3.根据每个桥臂的电压参考值，计算组成该桥臂的每个开关该控制周期的脉冲宽度；

4.根据脉冲宽度生成每个开关的控制脉冲信号。

通用简化多电平三相四线制逆变器PWM控制方法的流程框图如图4所示。与使用三相四线逆变器的三维空间矢量控制方法相比，这种通用简化直接PWM控制方法既不需要划分空间矢量分布、计算相邻矢量的作用时间，也不需要查表确定最后的开关状态，简单、直接更易于数字实现，并能减少占用的资源。

(四)控制方案的FPGA实现

本发明所提出的通用多电平三相四线制逆变器PWM控制器的框图如图5所示。该控制器共分为四个部分：

1.数字接口

用于接收控制信号和参考电压信号，写入FPGA内部的存储空间。包括12位数据总线和3位地址总线。写入参考电压寄存器的参考电压信号要通过下面的表达式转换为整数形式，以方便之后的处理。按照下面的公式浮点格式的参考电压信号乘以500以后取整，再加上偏移值后，整数形式的电压参考值将作为输入被送到脉宽发生器中。之所以要添加偏移值，是因为送入控制器中的信号将都以无符号整数的形式进行后续处理。

${\stackrel{\→}{v}}_{\mathrm{ref}}={\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{ref}}/E=\mathrm{INT}[500\×\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{refa}}/E\\ V_{\mathrm{refb}}/E\\ V_{\mathrm{refc}}/E\end{array}\right]]+250(m+1)$

公式中m代表所控制逆变器的电平数，INT是取整函数。

3位地址总线中，最高位作为FPGA的片选信号，低两位是片内存储空间的地址信号，用于选择分别存放三相参考电压信号和控制信号的寄存器。

2.控制寄存器

在FPGA的存储空间中内置了一个12位的控制寄存器。控制寄存器的最低位记为第0位，最高位记为第11位，控制寄存器的定义如下：

第0，1位：电平选择位

状态位	控制逆变器电平
		00	2
01	3
		10	4
11	5

第2-4位：分频状态位，调节脉宽调制输出周期。

状态位	分频比例r
		000	2
001	4
		010	8
011	16
		100	32
101	64
		110	128
111	256

根据这三位的状态，PWM控制核心中的分频器选择对应的分频比例，给计数器提供时钟信号，从而达到改变脉宽调制输出周期的目的。

第5位：逆变器拓扑选择位

状态为‘1’：控制三桥臂中分逆变器；

状态为‘0’：控制四桥臂逆变器。

第6-8位：死区状态位，调节输出脉冲的死区时间。

根据这三位的状态，死区控制中的分频器选择对应的分频比例，给死区计数器提供对应的时钟信号，从而达到改变输出脉冲死区时间的目的。

第9位：复位和触发位

状态为‘0’：所有PWM脉宽输出被锁定为’0’

上升沿：启动PWM输出

状态为‘1’：持续产生脉宽调制触发信号

第10位：上层控制握手信号

当上层控制器，如DSP，更新了FPGA参考电压寄存器的值时，会将该位置‘1’，一定延时后，该位被置‘0‘，等待下一个周期的握手信号。

第11位：保留位。

3.PWM控制核心

PWM控制核心电路包括四个部分：

分频器：根据分频状态位，选择合适的分频比例并输出脉冲作为比较电路和12位增减计数器的时钟信号。

12位增减位计数器：由控制寄存器中的第8位的上升沿触发计数，在每个由分频器输出的时钟信号的上升沿计数，做0到500的增计数，再从500减计数到0。

PWM控制信号输出频率为：f＝F/r/1000，其中r值由分频比率确定，F是所选用的FPGA芯片输入频率值。

比较信号生成器：根据控制寄存器中电平选择位和拓扑选择位的状态，采用上述通用简化PWM方法，生成对应的逆变器每组开关的脉宽值。

考虑到写入FPGA的参考电压信号被处理为大于等于零的整型数据，以及采用了如图6所示的脉冲对称输出模式，相应的计算公式也要有所修改。由参考电压信号到产生作为比较器输入的脉宽数据共分三个步骤：

1)接收上层控制传来的格式如下的参考电压信号：

${\stackrel{\→}{v}}_{\mathrm{ref}}={\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{ref}}/E=\mathrm{INT}[500\×\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{refa}}/E\\ V_{\mathrm{refb}}/E\\ V_{\mathrm{refc}}/E\end{array}\right]]+250\×(m-1)$

2)计算中点偏置分量和用于计算脉宽的电压参考值：

V_jn＝V_refj+V_fn-250×(m-1)    j＝a，b，c

3)计算作为比较器输入的脉宽数据：

T_jnI＝250(n+1)-V_jn    j＝a，b，c，f

上式中计算的T_jnI并不一定在0到500之间，当计算所得T_jnI大于500时，表示对应的开关S_jn在一个周期内一直处于关断状态；当计算所得T_jnI小于0时，数据溢出，T_jnI被赋值为‘0’，表示对应的开关S_jn在一个周期内一直处于导通状态。

12位比较器：在每个时钟信号的下降沿，12位计数器的输出和比较信号生成器输出的脉宽值在比较器中比较，并确定脉冲调制触发信号的输出状态。

图6是三电平逆变器一个桥臂的四个开关触发脉冲信号比较生成的示意图。PWM控制核心生成的脉冲触发信号被送往死区控制器。

4.死区控制器

由于逆变器的开关元件关断时会有一定的延时出现，而开关元件的开通延时与关断延时并不相同。为了防止逆变器一个桥臂的开关同时打开，出现短路的情况，死区必须被添加在每组互逆的触发脉冲中。根据控制寄存器的死区状态位的值，死区控制中的分频器选择对应的分频比例，给死区计数器提供对应的时钟信号，可以根据要求改变输出脉冲的死区时间。

下面是本发明的一个实施例，采用了Xilinx公司的XC3S400系列FPGA来实现PWM控制器，FPGA外接时钟为40MHz。通过数字信号处理器(DSP)，向FPGA写入控制信号和电压参考信号。分频状态位和死区状态位都设定为“010”，PWM控制频率为5kHz，电压参考信号A相为一50Hz与150Hz叠加信号，B，C两相分别为不同幅值的50Hz信号，死区时间控制为8us。图7为DSP写入FPGA的参考电压信号波形，图8为通用PWM控制器控制两电平三桥臂逆变器的输出电压和滤波后输出电压，图9为通用PWM控制器控制两电平四桥臂逆变器的输出电压和滤波后输出电压，图10为通用PWM控制器控制三电平三桥臂逆变器的输出电压和滤波后输出电压。图11为一组开关的死区输出。

Claims (9)

1.一种通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)根据所需控制逆变器结构计算中点偏置分量；

(2)根据中点偏置分量和电压参考信号计算逆变器每个输出桥臂的电压参考值；

(3)根据每个桥臂的电压参考值，计算组成该桥臂的每个开关该控制周期的脉冲宽度；

(4)根据脉冲宽度生成每个开关的控制脉冲信号。

2.如权利要求1所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制方法，其特征在于，所述每个开关的脉冲宽度由下式计算得到：

$T_{\mathrm{jn}}=\frac{T_S}{2}*(m-n)+V_{\mathrm{jn}}*\mathrm{Ts}$ n＝1，3，...2m-1 and j＝a，b，c，f；

T_jnI＝T_S-T_jn n＝1，3，...2m-1 and j＝a，b，c，f；

其中T_S是PWM输出脉宽的周期，V_jn为电压参考值，m代表所控制逆变器的电平数。上面公式中所得到的脉宽T_jn即是每个PWM输出周期中每组开关中S_jn触发信号为‘1’的时间，即S_j(n+1)触发信号为‘0’的时间；在一个输出周期中余下的时间T_jnI内S_jn触发信号为‘0’，  S_j(n+1)触发信号为‘1’。

3.一种通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，基于现场可编程门阵列，其特征在于，包括：

数字接口，用于接收上层控制器发出的控制信号和参考电压信号的；

寄存器，包括用于寄存参考电压信号的参考电压寄存器及用于寄存控制信号的控制寄存器；

PWM控制核心，根据参考电压信号和控制信号计算中点偏置分量、参考电压值及各组开关脉冲宽度，进而产生控制逆变器输出的触发脉冲信号；及

死区控制器。

4.如权利要求3所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，其特征在于，控制寄存器定义有电平选择位、分频状态位、逆变器拓扑选择位、死区状态位、复位和触发位、上层控制握手信号位及保留位。

5.如权利要求4所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，其特征在于，PWM控制核心包括：

(1)分频器，根据分频状态位选择合适的分频比例并输出脉冲作为比较器和增减计数器的时钟信号；

(2)计数器，作增减计数；

(3)比较信号生成器，根据控制寄存器中电平选择位和拓扑选择位的状态，由参考电压信号，计算中点偏置分量、电压参考值及作为比较器输入的脉宽数据；

(4)比较器，将计数器的输出和比较信号生成器输出的脉宽值进行比较，生成每个开关的触发信号。

6.如权利要求5所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，其特征在于，所述电压参考信号由上层控制传来，其格式如下：

${\stackrel{\→}{v}}_{\mathrm{ref}}={\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{ref}}/E=\mathrm{INT}\left[\begin{array}{c}500\×\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{refa}}/E\\ V_{\mathrm{refb}}/E\\ V_{\mathrm{refc}}/E\end{array}\right]\end{array}\right]+250\×(m-1)$

E是逆变器直流侧每电平的电压。

7.如权利要求6所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，其特征在于，所述比较信号生成器中计算中点偏置分量的公式如下：

其中，V_fn为中点偏置分量，V_max＝max(V_refa，V_refb，V_refc)V_min＝min(V_refa，V_refb，V_refc)，分别是该控制周期三相参考电压信号的最大值和最小值。

8.如权利要求7所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，其特征在于，所述比较信号生成器中计算电压参考值的公式如下：

V_jn＝V_refj+V_fn-250×(m-1)  j＝a，b，c

9.如权利要求8所述的通用多电平三相四线制逆变器脉宽调制控制器，其特征在于，所述比较信号生成器中计算每个开关的脉冲宽度的公式如下：

T_jnI＝250(n+1)-V_jn  j＝a，b，c，f。

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