CN101083639A - 基于分数倍采样的滤波器组及其滤波方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于分数倍采样的滤波器组及其滤波方法，对于M带滤波器组，已调整符号数据块先经过时变相位旋转，然后通过M点的IFFT变换，R倍的上采样，以及时变多相滤波后，再经过并串转换，最后经过移位叠加后输出。该信号为M带滤波器组生成的时域连续波形经过分数倍采样后获得的离散采样序列。对于采用子带外频域均衡的基于多带滤波器组的传输系统，采用分数倍采样滤波器组，在设置子带总数M为2的幂次方的条件下，接收机频域均衡的大小也可为2的幂次方。这样，频域均衡可采用有效的FFT运算实现。同时，接收机频域均衡的大小也为子带总数M整数倍，从而保证各子带频域均衡的点数相同。

Description

基于分数倍采样的滤波器组及其滤波方法

技术领域

本发明涉及一种多子带滤波器组的实现方法及其装置。

背景技术

在最近几年，无线通信系统的传输带宽越来越广。在宽带移动通信和宽带无线接入网络中，多址技术被用于支持多用户数据传输，其中包括FDMA，TDMA和CDMA。考虑到改善系统的吞吐量，将FDMA和TDMA进行结合成为主要趋势。目前FDMA系统可以由多载波频分多址(MC-FDMA)和单载波频分多址(SC-FDMA)来实现。MC-FDMA的颗粒度较好并且可以采用简单的频域均衡，但峰均比(PAPR)较高。因此通常被用于宽带无线通信的下行。SC-FDMA和MC-FDMA一样拥有灵活的资源调度和易于实现的特性，而且PAPR较低。所以SC-FDMA更适合于宽带通信的上行。在同样的射频(RF)放大器下，低的PAPR可以提供更广的覆盖范围。一般来说，有两种SC-FDMA的实现方法，包括基于OFDM的SC-FDMA和基于多带滤波器组(MBFB)的SC-FDMA。对于基于OFDM的SC-FDMA系统，比如IFDMA和DFT-SOFDM，需要精确的时频同步，以减少由宽带通信中上行多用户间频偏造成的多用户干扰(MUI)。而基于MBFB的SC-FDMA系统，由于它拥有更宽的子带带宽和下降更快的谱形，因此对MUI更为鲁棒。所以基于MBFB的SC-FDMA系统是上行宽带通信系统的一种极具潜力的解决方案。

在无线通信系统中，为了弥补衰落信道的失真，可通过估计信道响应来均衡接收到的信号。加循环前缀的块传输可以采用一阶频域均衡来减少接收机的复杂度。基于MBFB的SC-FDMA系统的信道均衡可以在子带内或者在子带外进行。对于子带内的频域均衡，在加CP之前，传输数据块会在各个子带内进行滤波成形。为了支持链路预算的要求，每个子带的带宽通常足够的窄，以至于多径信道环境下，多带滤波器组的原型滤波器的造成的符号间干扰(ISI)的影响甚至超过信道的延时扩展，从而导致需要的CP长度远大于信道延时扩展。结果，对于给定的信道延时扩展，将降低系统的频谱效率。对于子带外频域均衡，各子带的发送数据经过多相滤波成形后再加CP。由于经过MBFB的输出是宽带信号，多带滤波器组的原型滤波器的造成的符号间干扰(ISI)的影响可以忽略，CP的长度只须比信道延时扩展长即可，因此，可增加系统频谱效率。

对于基于MBFB的系统，为了抑制子带间的干扰，子带的频响边缘需要尽可能的陡。这意味着很长的原型滤波器系数和较长的MBFB输出信号的首尾滚降部分。如果信号是直接传输的，谱效率会很低。要克服这个缺点，可以先在时域去掉滚降部分后，再将数据发送。但是，这种方法会破坏子带间的正交性和造成传输信号的带外频谱泄漏。在3GPP LTE技术报告[4~7]，提出了一种基于滤波器组的收发机的时域循环结构。按照这种方法，MBFB的输出信号先被分成三个部分，包括首部，中部和尾部。然后尾部被叠加在中部的开始部分，而首部被叠加在中部的结束部分。通过这种方法，被累加的部分构成一个头尾连续循环的数据块。最后，循环的数据块加上CP后进行发送而没有谱泄漏。

在传统的MBFB系统中，原型滤波器是整数倍采样的，即原型滤波器的移位正交间隔的绝对时间是整数倍(N倍)的采样间隔(Tc)。由于子带的总数为M的系统，假设采样频率为fs，采样间隔Tc＝1/fs，子带间隔为Δf＝fs/M，子带3dB的带宽BW-3dB＝1/(NTc)。为了减少子带内的干扰，子带间隔(Δf)通常略大于子带3dB的带宽(BW-3dB)，这样导致子带的总数(M)略小于原型滤波器的移位正交间隔(N)。

对于基于循环数据块结构的MBFB系统，为了构造循环数据块，其的长度(Q)必须为MBFB原型滤波器的移位正交间隔(N)的整数倍，即Q＝D×N，D为每个循环数据块中复用的波形符号数目，是一个整数。为了减少发送机里MBFB的实现复杂度，易于系统参数的设置，子带总数M通常选择为2的幂次方。但是在合理的数据块长度范围内很难将Q设为2的幂次方，因为N总是比M略大一些。因此接收机频域均衡(FDE)的点数不是2的幂次方，这样就增加了FDE的复杂度，同时失去了与已有FFT芯片的兼容性。此外，如果调整子带总数M不为2的幂次方，通过调整移位正交间隔N和波形符号数目D，使得循环数据块长度Q为2的幂次方，但是在合理的数据块长度范围内很难将Q设为M的整数倍。这样，在FDE中，每个子带对应的频域均衡点数将会不相同，导致均衡性能不一致。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于分数倍采样的滤波器组及其方法，以提高每个子带对应频域的均衡性能，降低子带间的干扰。

为达上述目的，本发明采用如下技术方案，

一种基于分数倍采样的滤波器组，包括：

相位旋转装置，用于对输入的并行符合数据块按时间顺序乘上相位旋转因子；

IFFT变换装置，用于对相位旋转装置输出结果进行M点的IFFT变换；

M个上采样装置，分别用于对经过IFFT变换的数据块中的各元素进行R倍上采样操作；

M个时变多相成型滤波器装置，分别用于对经过上采样的序列进行时变子带滤波成型操作；

并/串转换装置，用于将并行输入的来自M个时变多相成型滤波器装置的数据进行并串转换；

波形合成装置，用于将并串转换装置输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔进行移位叠加。

一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，包括：

假设多相滤波器对应的原型滤波器的长度为L，采样频率为f_s，子带间隔 $\mathrm{\ΔF}=\frac{f_s}{M},$ M为滤波器组子带总数，采样间隔T_c＝1/f_s，滤波器组原型滤波器的移位正交间隔的绝对时间T为采样间隔的分数倍，即T＝(N+ξ)T_c，N是大于或者等于M的整数，ξ是一个分数，且0＜|ζ|＜1

作为本发明方法的一种优先方式，所述子带总数M为2的幂次方，设定所述ξ的值，使经过滤波器组输出的数据块的长度为2的幂次方。

作为本发明方法的又一优先方式，所述方法具体包括以下步骤：

1)相位旋转步骤，用于对输入的并行符合数据块按时间顺序乘上相位旋转因子；

2)IFFT变换步骤，用于对相位旋转步骤输出结果进行M点的IFFT变换；

3)M个上采样步骤，分别用于对经过IFFT变换的数据块中的各元素进行R倍上采样操作，

其中R＝L/M；

4)M个时变多相成型滤波步骤，分别用于对经过上采样的序列进行时变子带滤波成型操作；

5)并/串转换步骤，用于将并行输入的来自M个时变多相成型滤波器步骤的数据进行并串转换；

6)波形合成步骤，用于将并串转换步骤输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔进行移位叠加。

作为本发明方法的再一优先方式，所述1)相位旋转步骤中，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{b(l)，l＝0，1，...，D-1}，其中，b_m(l)＝a_m(l)exp(-j2πmlξ/M)，m＝0，1，...，M-1，{a(l)，l＝0，1，2，...，D-1}为输入的并行已调制符号序列，D为其后波形合成装置15中叠加的波形数目，所述2)IFFT变换步骤中，对输入的每个并行符号数据块序列{b(l)，l＝0，1，...，D-1)经过M点的IFFT变换后，变换成相应的数据块序列{c(l)，l＝0，1，...，D-1}，即{c(l)＝IFFT{b(l)}，l＝0，1，...，D-1}。

作为本发明方法的再一优先方式，所述3)M个上采样步骤中，用于对所述数据块c(l)中的各元素进行R倍上采样操作，第m个上采样装置的第l个并行数据块时刻的输出序列为{d_m，n(l)，n＝0，1，2...，R-1；m＝0，1，...，M-1；l＝0，1，...，D-1}。

作为本发明方法的再一优先方式，所述4)M个时变多相成型滤波步骤中，各个时刻的多相滤波的系数由该时刻同一个时变原型滤波器系数通过移位抽样而获得。

作为本发明方法的再一优先方式，所述4)M个时变多相成型滤波步骤中，所有时变原型滤波系数由同一个整数倍采样的原型滤波线性插值而获得。

作为本发明方法的再一优先方式，所述4)M个时变多相成型滤波步骤中，假设整数倍采样的成型原型滤波器系数为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其频率响应为单子带低通滤波器的频率响应，该滤波器满足移位正交条件：

$\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{lN})=\mathrm{\δ}\left(l\right)$

其中，N为原型滤波器移位正交间隔，则第l个时刻采用的时变原型滤波器系数可由所述原型滤波器系数经过线性插值估计为

${\tilde{f}}_{p,l}\left(n\right)={\mathrm{\η}}_1[f_p\left(n_2\right)-f_p\left(n_1\right)]+f_p\left(n_1\right)$

其中，n₁＝n-lξ；η₁＝n-lξ-n₁；

n＝0，...，L′-1；l＝0，...，D-1，L′为时变原型滤波器长度，并且，获得的时变原型滤波器满足移位正交条件：

$\underset{n=0}{\overset{L^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{f}}_{p,l^{\′}}(n-l^{\′}N){\tilde{f}}_{p,l}^{*}(n-\mathrm{lN})=\mathrm{\δ}(l^{\′}-l),l^{\′},l=0,...,D-1$

第l个时刻，第m(m＝0，1，...，M-1)个多相滤波器系数

为该时刻原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，即

$\{{\tilde{f}}_{0,l,m}\left(n\right)={\stackrel{\text{~}}{f}}_{p,l}(\mathrm{nM}+m),n=\mathrm{0,1,2}...,L^{\′}/M-1\}$

其中M为子带总数，L′为M的整数倍，经过多相滤波器装置后，第m个多相滤波器的第l个时刻的输出序列为{e_l，m(n)，n＝0，1，2...，L′/M-1；l＝0，1，...，D-1}。

作为本发明方法的再一优先方式，所述6)波形合成步骤中，用于将并串转换输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔N进行移位叠加，经过波形合成，其输出序列为{s(n)，n＝0，1，2...，E-1}，并且

$s\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l(n-\mathrm{lN})$

$=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\left(l\right){\tilde{f}}_{p,l}(n-\mathrm{lN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-\mathrm{lN})/M),$

$=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(l\right){\tilde{f}}_{p,l}(n-\mathrm{lN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-l(N+\mathrm{\ξ}))/M)$

其中，序列s(n)为多带滤波器组输出的连续信号 $s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(l\right)f_m(t-\mathrm{lT})$

经过分数倍采样后获得的离散值，其中f_m(t)＝f_p(t)exp(j2πmΔFt)，f_p(t)为滤波器组的原型滤波器时域连续波形，第l个时刻采用的时变原型滤波器系数 与原型滤波器时域连续波形f_p(t)满足采样关系为：

本发明基于分数倍采样的滤波器组及其方法，当采样率的分数部分大于零时，可增加相邻子带的保护间隔，使得基于分数采样的滤波器组传输系统的相邻子带间的重叠点比基于整数采样的系统低得多，从而可以进一步降低子带间的干扰。

以下结合附图及实施例进一步说明本发明。

附图说明

图1为本发明基于分数倍采样的滤波器组结构示意图；

图2为基于整数采样的DFT-S-GMC系统的频谱；

图3为基于分数采样的DFT-S-GMC系统的频谱。

具体实施方式

如图1所示，一种基于分数倍采样的滤波器组，包括：

相位旋转装置10，用于对输入的并行符合数据块按时间顺序乘上相位旋转因子；

IFFT变换装置11，用于对相位旋转装置输出结果进行M点的IFFT变换；

M个上采样装置(120、121、122、……)，分别用于对经过IFFT变换的数据块中的各元素进行R倍上采样操作；

M个时变多相成型滤波器装置(130、131、132、……)，分别用于对经过上采样的序列进行时变子带滤波成型操作；

并/串转换装置14，用于将并行输入的来自M个时变多相成型滤波器装置的数据进行并串转换；

波形合成装置15，用于将并串转换装置输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔进行移位叠加。

一种基于分数倍的采样滤波方法，采用上述基于分数倍采样的滤波器组，假设多相滤波器对应的原型滤波器的长度为L，采样频率为f_s，子带间隔 $\mathrm{\ΔF}=\frac{f_s}{M},$ M为滤波器组子带总数，

采样间隔T_c＝1/f_s，滤波器组原型滤波器的移位正交间隔的绝对时间T为采样间隔的分数倍，即T＝(N+ξ)T_c，N是大于或者等于M的整数，ξ是一个分数，且0＜|ζ|＜1。

本发明方法具体包括以下步骤：

假定{a(l)，l＝0，1，2，...，D-1}为输入的并行已调制符号序列，其中D为其后波形合成装置15中叠加的波形数目，a(l)表示一个元素数量为M的列向量，其中M为IFFT变换装置11中IFFT变换的大小，亦即多子带滤波器组总的子带数目。

1)相位旋转步骤，用于对输入的并行符合数据块按时间顺序乘上相位旋转因子。经过相位旋转装置，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{b(l)l＝0，1，..，D-1}，相互之间的关系服从b_m(l)＝a_m(l)exp(-j2πmlξ/M)，m＝0，1，...，M-1。这里，b_m(l)也表示一个元素数量为M的列向量；

2)IFFT变换步骤，用于对输入的每个并行符号数据块序列{b(l)，l＝0，1，...，D-1}进行M点的IFFT变换。IFFT变换点数M等于子带总数。经过IFFT变换模块，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{c(l)，l＝0，1，...，D-1}，相互之间的关系服从{c(l)＝IFFT{b(l)}，l＝0，1，...，D-1}，这里，c(l)也表示一个元素数量和IFFT变换大小M一样的列向量；

3)M个上采样步骤，分别用于对经过IFFT变换的数据块c(l)中的各元素进行R倍上采样操作，即在各元素后面添R-1个零。其中，R＝L/M，L为多相滤波器130，131，132对应的原型滤波器的长度，M为子带总数。经过上采样，第m个上采样装置的第l个并行数据块时刻的输出序列为{d_m，n(l)，n＝0，1，2...，R-1；m＝0，1，...，M-1；l＝0，1，...，D-1}。

4)M个时变多相成型滤波步骤，分别用于对经过上采样的序列d_m，n(l)进行时变子带滤波成型操作。其中各个时刻的多相滤波器装置的系数由该时刻同一个时变原型滤波器系数通过移位抽样而得。而所有时变原型滤波器系数可由同一个整数倍采样的原型滤波器线性插值而得。具体地，假设整数倍采样的成型原型滤波器系数(亦即冲激响应)为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其中L为滤波器长度，其频率响应为单子带低通滤波器的频率响应。该滤波器满足移位正交条件：

$\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{lN})=\mathrm{\δ}\left(l\right)$

其中L为滤波器长度，N为滤波器移位正交间隔，亦即多子带滤波器组的上采样率。则第l个时刻采用的时变原型滤波器为

${\tilde{f}}_{p,l}\left(n\right)={\mathrm{\η}}_1[f_p\left(n_2\right)-f_p\left(n_1\right)]+f_p\left(n_1\right)$

其中，n₁＝n-lξ；η₁＝n-lξ-n₁； n＝0，...，L′-1；l＝0，...，D-1，x表示小于x的最大整数，

表示大于x的最小整数。事实上，获得的时变原型滤波器同样满足移位正交条件

$\underset{n=0}{\overset{L^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{f}}_{p,l^{\′}}(n-l^{\′}N){\tilde{f}}_{p,l}^{*}(n-\mathrm{lN})=\mathrm{\δ}(l^{\′}-l),l^{\′},l=0,...,D-1$

则第l个时刻，第m(m＝0，1，...，M-1)个多相滤波器系数

为该时刻原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，即

$\{{\tilde{f}}_{0,l,m}\left(n\right)={\stackrel{\text{~}}{f}}_{p,l}(\mathrm{nM}+m),n=\mathrm{0,1,2}...,L^{\′}/M-1\}$

其中M为子带总数，L′为M的整数倍。经过多相滤波器装置后，第m个多相滤波器的第l个时刻的输出序列为{e_l，m(n)，n＝0，1，2...，L′/M-1；l＝0，1，...，D-1}。并/串转换装置14，用于将并行输入的来自M个多相滤波器组的数据{e_l，m(n)}进行并串转换。经过并串转换装置，输出的串行数据块序列为{g_l(n)，n＝0，1，2...，L′-1；l＝0，1，...，D-1}，并且 $g_l\left(n\right)={\tilde{f}}_{p,l}\left(n\right)\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\left(l\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M).$ 这里，{g_l(n)}表示为块长为L′的串行数据块。

5)波形合成步骤，用于将并串转换输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔N进行移位叠加。经过波形合成装置，输出序列为{s(n)，n＝0，1，2...，E-1}，并且

$s\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l(n-\mathrm{lN})$

$=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\left(l\right){\tilde{f}}_{p,l}(n-\mathrm{lN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-\mathrm{lN})/M).$

$=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(l\right){\tilde{f}}_{p,l}(n-\mathrm{lN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-l(N+\mathrm{\ξ}))/M)$

显然，序列s(n)的长度E＝(D-1)×N+L′。事实上，序列s(n)即为多带滤波器组输出的连续信号

$s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(l\right)f_m(t-\mathrm{lT})$

经过分数倍采样后获得的离散值。其中，f_m(t)＝f_p(t)exp(j2πmΔFt)，f_p(t)为滤波器组的原型滤波器时域连续波形， $\mathrm{\ΔF}=\frac{f_s}{M}$ 为子带间隔，f_s为采样频率，M为滤波器组子带总数，采样间隔T_c＝1/f_s。T为滤波器组原型滤波器移位正交间隔的绝对时间。对于分数倍采样，T为采样间隔的分数倍，即T＝(N+ξ)T_c，N是大于或者等于M的整数，ξ是一个分数，这样，第l个时刻采用的时变原型滤波器系数

与原型滤波器时域连续波形f_p(t)满足下列采样关系

对于采用子带外频域均衡的基于多带滤波器组的传输系统，提出一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，即原型滤波器的移位正交间隔的绝对时间为采样间隔的分数倍。因此，在设置子带总数M为2的幂次方的条件下，循环数据块可以由2的幂次方的采样点构成，即接收机频域均衡的大小也为2的幂次方。这样，频域均衡可采用有效的FFT变换运算实现。同时，接收机频域均衡的大小也为子带总数M整数倍，从而保证各子带频域均衡的点数相同。

仿真结果

(一)系统参数设置

参看LTE技术报告中提出的DFT-S-GMC：

1、3GPP，R1-051133，上海无线通信研究中心，“DFT-S-GMC：3GPP长期演化上行链路基于广义多载波的单载波频分多址方案”，圣地亚哥，美国，2005年10月(1、3GPP，R1-051133，SHRCWC，“DFT-S-GMC：GMC based SC-FDMA for 3GPP LTE uplink”，SHRCWC，San Diego，USA，Oct.2005)；

2、3GPP，R1-051384，上海无线通信研究中心，“DFT-S-GMC实现结构的进一步描述”，首尔，韩国，2005年11月(3GPP，R1-051384，SHRCWC，“Further description of DFT-S-GMCimplementation”，SHRCWC，Seoul，Korea，Nov.2005)；

3、3GPP，R1-051387，上海无线通信研究中心，“DFT-S-GMC带宽效率”，首尔，韩国，2005年11月(3GPP，R1-051387，SHRCWC，“Bandwidth Efficiency Aspects of DFT-S-GMC”，SHRCWC，Seoul，Korea，Nov.2005)；

4、3GPP，R1-051388，上海无线通信研究中心，“EUTRA上行链路DFT-S-GMC方案”，首尔，韩国，2005年11月(3GPP，R1-051388，SHRCWC，“DFT-S-GMC for EUTRA Uplink”，SHRCWC，Seoul，Korea，Nov.2005)。

针对3gpp-LTE要求，基于整数采样和分数采样的DFT-S-GMC系统参数如表1所示，

图表1：基于整数倍采样和分数倍采样的DFT-S-GMC系统参数

	整数倍采样	分数倍采样
			载频(MHz)	5	5
帧长(ms)	0.5	0.5
			采样频率(MHz)	7.68	7.68
子带数(M)	32	32
			使用的子带数	20	20
虚子带数	12	12
			上采样率(R)	36(N)	36.57(N+ξ)ξ＝8/4

子带带宽(kHz)	240	240
			子带3dB带宽(kHz)	213.3	210
占用带宽(MHz)	4.8	4.8
			带宽效率(％)	85.3	85.3
每个长块中的波形符号数(D)	14	14
			TTI长度(samples)	3840	3840
长块长度(us/samples)	66.67/512	66.67/512
			短块长度(us/samples)	33.33/256	33.33/256
FDE的FFT点数	504(DxN)	512(Dx(N+ξ))
			第一个CP长度(us/samples)	5.08/39	5.08/39
CP长度(us/samples)	4.04/31	4.04/31
			原型滤波器	SRRC	SRRC
原型滤波器长度(L)	448	448

从表一中可以看出，对于整数采样和分数采样的DFT-S-GMC系统，区别在于原型滤波器的上采样率，子带3dB带宽，和接收机FDE的FFT点数。

(二)频谱比较

比较图2(整数倍采样)和图3(分数倍采样)，从中可以看出，由于采样率的小数部分ξ等于8/14大于零，增加了相邻子带的保护间隔，使得基于分数采样的滤波器组传输系统的相邻子带间的重叠点比基于整数采样的系统低得多，从而可以进一步降低子带间的干扰。

Claims (10)

1、一种基于分数倍采样的滤波器组，其特征在于包括：

相位旋转装置，用于对输入的并行符合数据块按时间顺序乘上相位旋转因子；

IFFT变换装置，用于对相位旋转装置输出结果进行M点的IFFT变换；

M个上采样装置，分别用于对经过IFFT变换的数据块中的各元素进行R倍上采样操作；

M个时变多相成型滤波器装置，分别用于对经过上采样的序列进行时变子带滤波成型操作；

并/串转换装置，用于将并行输入的来自M个时变多相成型滤波器装置的数据进行并串转换；

波形合成装置，用于将并串转换装置输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔进行移位叠加。

2、一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于包括：

假设多相滤波器对应的原型滤波器的长度为L，采样频率为f_s，子带间隔 $\mathrm{\ΔF}=\frac{f_s}{M},$ M为滤波器组子带总数，采样间隔T_c＝1/f_s，滤波器组原型滤波器的移位正交间隔的绝对时间T为采样间隔的分数倍，即T＝(N+ξ)T_c，N是大于或者等于M的整数，ξ是一个分数，且0＜|ξ|＜1。

3、根据权利要求2所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述子带总数M为2的幂次方，设定所述ξ的值，使经过滤波器组输出的数据块的长度为2的幂次方。

4、根据权利要求2或3所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于具体包括以下步骤：

1)相位旋转步骤，用于对输入的并行符合数据块按时间顺序乘上相位旋转因子；

2)IFFT变换步骤，用于对相位旋转步骤输出结果进行M点的IFFT变换；

3)M个上采样步骤，分别用于对经过IFFT变换的数据块中的各元素进行R倍上采样操作，其中R＝L/M；

4)M个时变多相成型滤波步骤，分别用于对经过上采样的序列进行时变子带滤波成型操作；

5)并/串转换步骤，用于将并行输入的来自M个时变多相成型滤波器步骤的数据进行并串转换；

6)波形合成步骤，用于将并串转换步骤输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔进行移位叠加。

5、根据权利要求4所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述1)相位旋转步骤中，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{b(l)，l＝0，1，...，D-1}，其中，b_m(l)＝a_m(l)exp(-j2πmlξ/M)，m＝0，1，...，M-1，{a(l)，l＝0，1，2，...，D-1}为输入的并行已调制符号序列，D为其后波形合成装置15中叠加的波形数目，所述2)IFFT变换步骤中，对输入的每个并行符号数据块序列{b(l)，l＝0，1，...，D-1}经过M点的IFFT变换后，变换成相应的数据块序列{c(l)，l＝0，1，，...，D-1)，即{c(l)＝IFFT{b(l))，l＝0，1，...，D-1}。

6、根据权利要求5所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述3)M个上采样步骤中，用于对所述数据块c(l)中的各元素进行R倍上采样操作，第m个上采样装置的第l个并行数据块时刻的输出序列为{d_m，n(l)，n＝0，1，2...，R-1；m＝0，1，，...，M-1；l＝0，1，...，D-1}。

7、根据权利要求6所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述4)M个时变多相成型滤波步骤中，各个时刻的多相滤波的系数由该时刻同一个时变原型滤波器系数通过移位抽样而获得。

8、根据权利要求6或7所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述4)M个时变多相成型滤波步骤中，所有时变原型滤波系数由同一个整数倍采样的原型滤波线性插值而获得。

9、根据权利要求6所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述4)M个时变多相成型滤波步骤中，假设整数倍采样的成型原型滤波器系数为{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}，其频率响应为单子带低通滤波器的频率响应，该滤波器满足移位正交条件：

$\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{lN})=\mathrm{\δ}\left(l\right)$

其中，N为原型滤波器移位正交间隔，则第l个时刻采用的时变原型滤波器系数可由所述原型滤波器系数经过线性插值估计为

${\tilde{f}}_{p,l}\left(n\right)={\mathrm{\η}}_1[f_p\left(n_2\right)-f_p\left(n_1\right)]+f_p\left(n_1\right)$

其中，n₁＝n-lξ；η₁＝n-lξ-n₁；

n＝0，...，L′-1；l＝0，...，D-1，L′为时变原型滤波器长度，并且，获得的时变原型滤波器满足移位正交条件：

$\underset{n=0}{\overset{L^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{f}}_{p,l^{\′}}(n-l^{\′}N){\tilde{f}}_{p,l}^{*}(n-\mathrm{lN})=\mathrm{\δ}(l^{\′}-l),l^{\′},l=0,...,D-1$

第l个时刻，第m(m＝0，1，...，M-1)个多相滤波器系数

为该时刻原型滤波器系数起始值移位m点后M倍下采样而得，即

$\{{\tilde{f}}_{0,l,m}\left(n\right)={\tilde{f}}_{p,l}(\mathrm{nM}+m),n=0,\mathrm{1,2}...,L^{\′}/M-1\}$

其中M为子带总数，L′为M的整数倍，经过多相滤波器装置后，第m个多相滤波器的第l个时刻的输出序列为{e_l，m(n)，n＝0，1，2...，L′/M-1；l＝0，1，...，D-1}。

10、根据权利要求9所述的一种基于分数倍采样的滤波器组的滤波方法，其特征在于：所述6)波形合成步骤中，用于将并串转换输出的数据块序列按多相滤波器对应的整数倍采样的原型滤波器的移位正交间隔N进行移位叠加，经过波形合成，其输出序列为{s(n)，n＝0，1，2...，E-1}，并且

$s\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l(n-\mathrm{lN})$

$=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\left(l\right){\tilde{f}}_{p,l}(n-\mathrm{lN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-\mathrm{lN})/M),$

$=\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(l\right){\tilde{f}}_{p,l}(n-\mathrm{lN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-l(N+\mathrm{\ξ}))/M)$

其中，序列s(n)为多带滤波器组输出的连续信号 $s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(l\right)f_m(t-\mathrm{lT})$

经过分数倍采样后获得的离散值，其中f_m(t)＝f_p(t)exp(j2πmΔFt)，f_p(t)为滤波器组的原型滤波器时域连续波形，第l个时刻采用的时变原型滤波器系数

与原型滤波器时域连续波形f_p(t)满足采样关系为：

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