CN101079592A - 一种能抑制本振开关管噪声的cmos下混频器 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线接收机射频前端技术领域，具体为一种能抑制本振开关管噪声的CMOS下混频器。它由射频RF放大级、本振LO开关级和中频IF负载级组成。其中RF放大级将接收到的RF电压信号转换成电流信号，LO开关级使RF电流信号以LO频率在输出差分负载上交替输出，从而实现RF频率与LO频率相乘后得到的IF信号在负载上的输出。该电路结构与传统的基尔伯特型混频器结构相比，将LO信号与RF信号的位置进行了调换，以使该混频器适用于电源为低电压且LO信号为高频时，降低LO管的噪声对输出IF端的噪声贡献和干扰，并减小混频器在LO信号为零时的静态直流功耗。

Description

一种能抑制本振开关管噪声的CMOS下混频器

技术领域

本发明属于无线接收机射频前端技术领域，具体涉及一种在低电压及高频LO应用下能抑制开关管噪声的CMOS下混频器(Mixer)电路的设计。

背景技术

在移动通信系统迅速发展的同时，短距离无线通信技术也已经进入前所未有的发展时期。超宽带(UWB)技术在短距离无线通信系统中具有巨大的应用潜力。多带-正交频分复用超宽带(MB-OFDM UWB)技术是多频带方式的UWB，技术上易于实现、功耗很低，频带的利用率高，多个频率子带并列，可以灵活配置、避开某些频带，速率的扩展性好。它使用的频谱从3.1GHz到10.6GHz，其具体频带划分为5个频段，其中频段1中接收机的频率相对较低，范围为3.168GHz和4.752GHz之间。对于频段1接收机，下变频混频器也是其中的重要模块，其本振(LO)信号为3个频点：3.432GHz、3.960GHz和4.488GHz，每个本振信号所要处理的射频(RF)信号的频率范围是在本振信号左右的264MHz之间，也就是说每个本振信号调制产生的中频(IF)信号的频率范围为在约264MHz以内[1]。

混频器是OFDM UWB接收机中的重要模块之一，也是无线通信收发器中的重要模块之一。在发射机中，它的作用一般是上混频，将已调制的中频信号搬移到射频段，最后通过PA放大后经天线发送出去，因为高频有利于信号的有效辐射；在接收机中，它的作用一般是下混频，将天线接收到的经前端LNA放大后的信号从射频段搬移到中频段，较低的中频信号便于基带部分电路对信号进行处理。

按是否有功率增益来分，混频器的结构可以分为无源结构和有源结构。无源混频器的速度快，线性范围大，但增益小于1；为了能弥补混频器前端LNA电压增益可能不够的问题，接收机中经常采用有源结构的混频器，以提供正增益，抑制混频器及后端电路带来的噪声。

在有源结构混频器中，按照工作原理的不同可以分为平方律型混频器和乘法器型混频器等。较常用的传统结构是基尔伯特乘法型混频器，基本结构如图1所示。

在文献[2]中，提出了一种利用PMOS和NMOS倒向器对RF管的电流进行开关控制，从而实现混频功能的混频器，核心结构如图3所示。该结构的LO开关位于RF平衡对管的共源节点处，使得该开关管的1/f噪声作为RF平衡对管的共模噪声被抑制，而且与具有尾电流源管的传统基尔伯特结构混频器相比，减少了一层MOS管，从而使该平衡混频器可以应用于低电压中。

但这种结构混频器也具有以下的缺点，

1)不适于高频LO的应用，因为LO反向器中PMOS管的面积大约是NMOS管的二三倍，其引入的对地寄生电容在高频时对LO信号的衰减较大，需要较大的LO功率来驱动开关以保证混频器有较好的性能，从而需要消耗系统较大的功耗。

2)LO反向器的电源可能需要不同于混频器核心电路电源的电压，从而增加了供电电源的数量，加大了电路的复杂性。

发明内容

本发明的目的是设计一种应用于OFDM UWB无线接收机的混频器，要求其在低电压及LO为高频时，能降低LO管对输出IF端的噪声贡献和干扰，并减小混频器的静态直流功耗。

本发明设计的混频器结构如图2所示，与图3中已在国外杂志上发表的开关电流型混频器结构[2]相比，本发明中仅用了NMOS管来实现LO控制开关管。本发明中混频器包括三级：RF放大级、LO开关控制级和IF差分负载级；其中LO开关控制级由MOS管1和第2MOS管2组成，两个MOS管对称设置；RF放大级由第3MOS管、第4MOS管4、第5MOS管5和第6MOS管6组成，其中，第4MOS管4和第5MOS管5对称设置，第3MOS管(3)和第6MOS管(6)对称设置；LO开关控制级MOS管1的漏极与平衡的RF放大级的第3MOS管3和第4MOS管4的源极结点7相连，LO开关控制级第2MOS管2的漏极与平衡的RF放大级的第5MOS管5和第6MOS管6的源极结点7相连，IF差分负载级分别与RF放大级的第3MOS管3、第4MOS管4、第5MOS管5和第6MOS管6的漏极节点9和节点10相连。

其中RF放大级将接收到的RF电压信号转换成电流信号，LO开关级使RF电流信号以LO频率在输出差分负载上交替输出，从而实现RF频率与LO频率相乘后得到的IF信号在负载上的输出。该电路结构与传统的基尔伯特型混频器结构相比，将LO信号与RF信号的位置进行了调换，以使该混频器适用于电源为低电压且LO信号为高频时，降低LO管的噪声对输出IF端的噪声贡献和干扰，并减小混频器在LO信号为零时的静态直流功耗。

本发明中，平衡的LO开关控制级的MOS管的源极没有直接接地，而是与作为电流源的MOS管的漏极相连接。RF放大级和LO开关控制级中全部或部分由三极管实现。

本发明中，混频器的负载由电阻或电感或MOS管或它们的组合实现。

本发明提供的混频器可用于总线接收机和无线收发机中。

工作原理

如图4所示，对该新型混频器，直流偏置电压Vb2大小等于混频器尾部的两个NMOS开关管的阈值电压，LO大信号控制该两个NMOS开关管轮流导通，周期性的分别产生时变的电流，该电流通过混频器中部的RF管，使RF管产生时变的跨导，而RF电压信号在RF管上基于该跨导产生的小信号电流也叠加到该时变电流上，经过IF端口差分输出后，时变电流被抵消，而基于时变跨导产生的小信号电流翻倍，该电流中存在RF与LO信号之间的差频分量，即IF有用信号。

当LO信号使左边开关管导通，产生时变电流I_B1(t)，该时变电流使左边两RF管产生时变的跨导g_m1(t)，经过左边两RF管的单路总电流分别为：

$I_{o1,\mathrm{gm}1}=I_{B1}\left(t\right)+g_{m1}\left(t\right)\frac{1}{2}{v}_{\mathrm{RF}}$

$I_{o2,\mathrm{gm}2}=I_{B1}\left(t\right)-g_{m1}\left(t\right)\frac{1}{2}{v}_{\mathrm{RF}}$

该两路电流经双端IF输出后为：

I_o，gm1＝I_o1，gm1-I_o2，gm1＝g_m1(t)v_RF

当LO信号使右边开关管导通，产生时变电流

，T为LO的周期。该时变电流使右边两RF管产生时变的g_m2(t)， $g_{m2}\left(t\right)=g_{m1}(t-\frac{T}{2})$ ，IF端输出电流为：

I_o，gm2＝I_o1，gm2-I_o2，gm2＝g_m2(t)v_RF

即 $I_{o,\mathrm{gm}2}=g_{m1}(t-\frac{T}{2})v_{\mathrm{RF}}$

所以，总的IF端差分输出电流为

$I_o=I_{o,\mathrm{gm}1}-I_{o,\mathrm{gm}2}=[g_{m1}\left(t\right)-g_{m1}(t-\frac{T}{2})]v_{\mathrm{RF}},$

从图5可以看出，该差分跨导 项是一个以RF管的饱和跨导g_m0为幅值的近方波图形，该周期方波波形中含有LO信号的基波频率分量，所以该差分跨导与RF电压信号相乘后，会在IF输出口产生LO频率分量与RF信号中的频率分量的差值，即所需的中频IF分量。

令f_LO＝1/T，则该混频器转换增益可以表示为[3]

$\mathrm{CG}\≈\frac{2}{\mathrm{\π}}\left(\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{LO}}\mathrm{\Δ\τ}\right)}{\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{LO}}\mathrm{\Δ\τ}}\right)g_{m0}{Z}_L---\left(1\right)$

从式(1)及图5中可以看出，如果要提高转换电压增益的话，可以提高LO的幅度以及增大开关管的宽长比，使开关管趋于在理想的关闭与导通之间切换的“硬开关”状态，减小开关对管同时导通的时间Δτ，以及提高RF管的跨导g_m0和适当的提高负载电阻Z_L。

相对图1中传统的基尔伯特结构混频器以及文献[2]中开关电流混频器结构相比，本发明结构中的混频器中具有以下优点：

1)尾部开关管的直流偏置电压大小为该开关管的阈值电压，所以在静态时该混频器的直流功耗非常小，直流电流为μA级。

2)尾部开关管产生的噪声以及LO大信号带来的干扰被当成RF差分对管的共模干扰而被抑制。

3)文献[2]中的混频器利用PMOS和NMOS管构成的倒向器来实现开关管，由于PMOS管的大小被设为了NMOS管的二三倍，所以该倒向器会带来较大的寄生电容，在高频应用(例如在UWB接收机中LO为约3.4～4.5GHz)时会使LO信号严重衰减，需提高LO信号的功率以保证开关管处于硬开关状态，从而会使混频器在工作时消耗较大的功耗。而本发明中仅利用NMOS管来实现开关管，可以使该开关管的对地寄生电容大大减小，从而使该混频器在LO功率较小的时候也能达到较好的性能。

4)文献[2]中混频器的倒向器的电源电压可能不等于混频器本身的供电电压，所以需要至少一个电源供电，而本发明中没有采用倒向器，也就不需要该倒向器的电源供应，简化了电路。

附图说明

图1为现有技术的基尔伯特混频器结构图。

图2为本发明抑制本振开关管噪声的下混频器结构图。

图3为现有技术的开关电流混频器结构图示。

图4本发明中混频器工作原理介绍图之一。

图5本发明中混频器工作原理介绍图之二。

具体实施方式

此混频器电路是以Jazz RF CMOS工艺实现的，拟应用于OFDM UWB接收机中。

电源电压为1.8V(本发明中混频器也可以应用于小于1.3V左右的电源电压下)，四个对称RF管的尺寸各为宽度W＝3μm*15，长度L＝0.18μm；两个LO开关管的尺寸各为W＝3μm*28，长度L＝0.18μm。LO开关管的直流偏置电压大小为该开关管的阈值电压，该偏置电压由栅漏极短接的NMOS在50μA电流下实现，该NMOS管的finger宽度与LO管的finger宽度相同，也为3μm，以使在工艺变化时该NMOS管产生的电压与LO管的阈值电压接近。为了保证混频器在输出宽IF下有较平坦的增益，此处负载使用了电阻，该电阻为约420欧姆，提高该电阻值会提高混频器的转换增益，但是提高该电阻时需保证其RF管处于饱和状态。

因为在接收机中，LO信号线在自PLL到达混频器开关控制端的沿途会受到干扰，为克服该干扰，此处使用了LO buffer对LO信号进行放大和整形。该LO buffer消耗的电流约为2.6mA，buffer的差分输出作为该混频器尾端开关管的LO开关控制信号。

本发明中混频器版图后仿真结果

版图后仿真在50摄氏度环境下进行，LO频率为4.0GHz，功率为0dBm，输出中频IF为100MHz。

                        表1 混频器版图后仿真结果

参考文献

[1]A.Batra，J.Balakrishnan et al.，“Multi-band OFDM Physical Layer Proposal forIEEE 802.15 Task Group 3a，”IEEE P802.15-04/493rl-TG3a，September 2004.

[2]Eric A.M.Klumperink，Simon M.Louwsma，A CMOS Switched Transconductor Mixer，JSSC，VOL.39，NO.8，August 2004.

[3]M.T.Terrovitis，R.g.Meyer，Noise in current-commutating CMOS mixers.JSSC VOL.34，PP.772-783，June 1999.

[4]Behzad Razavi，射频微电子(翻译版)，清华大学出版社，2006年4月，P151-P157.

Claims (6)

1、一种能抑制本振开关管噪声的CMOS下混频器，包括三级：RF放大级、LO开关级和IF负载级，其特征在于其中LO开关控制级由MOS管(1)和第2MOS管(2)组成，两个MOS管对称设置；RF放大级由第3MOS管(3)、第4MOS管(4)、第5MOS管(5)和第6MOS管(6)组成，其中，第4MOS管(4)和第5MOS管(5)对称设置，第3MOS管(3)和第6MOS管(6)对称设置；LO开关控制级MOS管(1)的漏极与平衡的RF放大级的第3MOS管(3)和第4MOS管(4)的源极结点(7)相连，LO开关控制级第2MOS管(2)的漏极与平衡的RF放大级的第5MOS管(5)和第6MOS管(6)的源极结点(7)相连，IF差分负载级分别与RF放大级的第3MOS管(3)、第4MOS管(4)、第5MOS管(5)和第6MOS管(6)的漏极节点(9)和节点(10)相连。

2.根据权利要求1所述的能抑制本振开关管噪声的CMOS下混频器，其特征在于平衡的LO开关控制级的MOS管的源极没有直接接地，而是与作为电流源的MOS管的漏极相连接。

3.根据权利要求1所述能抑制本振开关管噪声的CMOS下的混频器，其特征在于其中RF放大级和LO开关控制级中全部或部分由三极管实现。

4.根据权利要求1所述的能抑制本振开关管噪声的CMOS下混频器，其特征在于负载由电阻或电感或MOS管或它们的组合实现。

5.一种包含如权利要求1所述的混频器的无线接收机。

6.一种包含如权利要求1所述的混频器的无线收发机。

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