CN101076951A - 用于发射泄漏信号抑制的自适应滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明描述一种适合于制造在RF集成电路上并用于无线全双工通信系统中的发射(TX)泄漏抑制的自适应滤波器。所述自适应滤波器包括加法器和自适应估计器。所述加法器接收具有TX泄漏信号的输入信号和具有所述TX泄漏信号的估计的估计器信号，从所述输入信号减去所述估计器信号，和提供具有经衰减的所述TX泄漏信号的输出信号。所述自适应估计器接收所述输出信号和具有所述发射信号的一型式的参考信号，基于所述输出信号和所述参考信号估计所述输入信号中的所述TX泄漏信号，和提供所述估计器信号。所述自适应估计器可利用LMS算法以使所述输入信号中的所述TX泄漏信号与所述估计器信号中的所述TX泄漏信号估计之间的均方误差最小化。

Description

用于发射泄漏信号抑制的自适应滤波器

本申请案主张2003年11月13日申请且转让给本发明的受让人的题为“ADAPTIVEFILTERING OF TX LEAKAGE IN CDMA RECEIVERS”的第60/519,561号美国临时申请案的优先权，所述临时申请案出于所有目的而以全文引用的方式并入本文。

技术领域

本发明大体上涉及电子元件，且更具体来说涉及用于减轻发射(TX)泄漏信号在无线全双工通信系统中的有害作用的技术。

背景技术

无线全双工通信系统中的无线装置可同时发射和接收数据以进行双向通信。一种所述全双工系统是码分多址(CDMA)系统。在发射路径上，无线装置内的发射器(1)将数据调制到射频(RF)载波信号上以产生经RF调制的信号，且(2)放大经RF调制的信号以获得具有适当信号电平的发射信号。发射信号经由双工器路由，并从天线发射到一个或一个以上基站。在接收路径上，无线装置内的接收器(1)经由天线和双工器获得接收到的信号，且(2)对接收到的信号进行放大、滤波和降频转换以获得基带信号，所述基带信号经进一步处理以恢复由基站发射的数据。

对于全双工无线装置，接收器中的RF电路常常受到来自发射器的干扰。举例来说，发射信号的一部分通常从双工器泄漏到接收器，且泄漏的信号(通常称为“TX泄漏”信号或“TX馈穿”信号)可能导致对接收到的信号内的所需信号的干扰。由于发射信号和所需信号通常驻留在两个不同的频带，因此TX泄漏信号通常可被滤出，且本身不会造成问题。然而，TX泄漏信号可与“干扰信号(jammer)”(在频率上接近于所需信号的较大幅值的不需要的信号)相互作用而在干扰信号的两侧产生“交叉调制”失真分量，如下文所述。在所需信号的信号频带内且未被滤出的失真分量作为可能使性能降级的额外噪声。

表面声波(SAW)滤波器常用于滤出TX泄漏信号和减轻其有害作用。出于几种原因而不希望使用SAW滤波器来进行TX泄漏抑制。第一，SAW滤波器通常是未制造于RF集成电路(RFIC)上的离散组件，且因此占据电路板上的空间。第二，SAW滤波器通常需要其它离散组件来进行输入和输出阻抗匹配。第三，SAW滤波器及其阻抗匹配电路增加了无线装置的成本。

因此在此项技术中需要一种在不使用SAW滤波器的情况下减轻TX泄漏信号的有害作用的技术。

发明内容

本文描述可衰减无线全双工通信系统(例如，CDMA系统)中的TX泄漏信号的自适应滤波器。可在RFIC上连同用于接收器的其它电路块(例如，用于放大的低噪声放大器(LNA)、用于降频转换的混频器等)一起制造自适应滤波器。自适应滤波器可避免上文针对SAW滤波器描述的缺点。

在一实施例中，一种适合用于TX泄漏抑制的自适应滤波器包括加法器和自适应估计器。所述加法器接收具有TX泄漏信号的输入信号和具有所述TX泄漏信号的估计的估计器信号，从所述输入信号减去所述估计器信号，和提供具有经衰减的所述TX泄漏信号的输出信号。所述自适应估计器接收所述输出信号和具有正发射信号的一部分或一种型式的参考信号，基于所述输出信号和所述参考信号估计所述输入信号中的所述TX泄漏信号，以及提供具有所述TX泄漏信号估计的估计器信号。

所述自适应估计器可利用最小均方(LMS)算法以使所述输入信号中的TX泄漏信号与所述估计器信号中的TX泄漏信号估计之间的均方误差(MSE)最小化。在此情况下，所述自适应估计器可包括：(1)第一乘法器，其将所述输出信号与同相参考信号相乘，并提供第一同相信号，(2)第一积分器，其对所述第一同相信号进行积分，并提供第二同相信号，(3)第二乘法器，其将所述第二同相信号与所述同相参考信号或正交参考信号相乘，并提供第三同相信号，(4)第三乘法器，其将所述输出信号与所述正交参考信号相乘，并提供第一正交信号，(5)第二积分器，其对所述第一正交信号进行积分，并提供第二正交信号，和(6)第四乘法器，其将所述第二正交信号与所述同相或正交参考信号相乘，并提供第三正交信号，以及(7)加法器，其将所述第三同相信号与所述第三正交信号求和，并提供所述估计器信号。所述乘法器可用混频器构建。所述自适应估计器可进一步包括下文所述的用于改进性能的其它电路块/元件。正交分离器接收所述参考信号并提供用于自适应估计器的同相和正交参考信号。

下文进一步详细描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

当结合附图阅读下文陈述的详细描述时，将更明了本发明的特征和特性，附图中相同的参考字符始终对应地识别，且其中：

图1展示无线装置的RF部分；

图2A到2C展示所述无线装置内的接收器中各个点处的信号；

图3展示具有RF SAW滤波器的接收器的实施方案；

图4展示具有用于TX泄漏抑制的自适应滤波器的无线装置的RF部分；

图5和6展示所述自适应滤波器的两个实施例；

图7和8展示所述自适应滤波器的两个更详细的实施例；

图9展示用于稳定性分析的所述自适应滤波器的简化模型；

图10展示所述自适应滤波器针对三种不同阻尼因数的频率响应；和

图11A到11D展示由于自适应滤波器内的双混频而引起的交叉调制失真的产生。

具体实施方式

本文使用词语“示范性”来表示“用作实例、示例或说明”。本文描述为“示范性”的任何实施例或设计不一定解释为优选的或优于其它实施例或设计。

本文描述的自适应滤波器可用于各种无线全双工通信系统。这些自适应滤波器也可用于各种频带，例如从824到894MHz的蜂窝频带、从1850到1990MHz的个人通信系统(PCS)频带、从1710到1880MHz的数字蜂窝系统(DCS)频带、从1920到2170MHz的国际移动电信2000(IMT-2000)频带等等。为了清楚起见，以下描述是针对蜂窝频带，其包括(1)从824到849MHz的上行链路频带和(2)从869到894MHz的下行链路频带。上行链路和下行链路频带分别为无线装置的发射(TX)和接收(RX)频带。

图1展示无线装置100的RF部分的方框图。在发射路径上，发射器110内的功率放大器(PA)112接收并放大TX经调制信号，且提供发射信号。发射信号通过双工器116路由，且经由天线118发射到一个或一个以上基站。发射信号的一部分也通过双工器116耦合或泄漏到接收路径。TX泄漏的量取决于双工器的发射与接收端口之间的隔离，其对于处在蜂窝频带的SAW双工器可为约50dB。较低的TX-RX隔离导致较高水平的TX泄漏。

在接收路径上，含有所需信号和可能的干扰信号的接收信号经由天线118被接收、通过双工器116路由，且被提供到接收器120内的LNA 122。LNA 122还接收来自发射路径的TX泄漏信号，在其输入处放大接收器输入信号，且提供经放大的RF信号x(t)。滤波器130接收经放大的RF信号并对其进行滤波，以除去频带信号分量(例如，TX泄漏信号)并提供经滤波的RF信号y(t)。混频器132接收经滤波的RF信号并用本机振荡器(LO)信号对其进行降频转换，且提供经降频转换的信号。

图2A展示接收到的信号，其包括所需信号212和干扰信号214。干扰信号214是不需要的信号且可对应于(例如)由附近的在高级移动电话服务(AMPS)系统中的基站发射的信号。干扰信号可具有比所需信号的幅值高得多的幅值，且在频率上可接近于所需信号。

图2B展示LNA 122输入处的信号。此信号含有接收信号中的所需信号212和干扰信号214，以及来自发射路径的TX泄漏信号216。TX泄漏信号相对于所需信号可具有较大的幅值，因为发射信号在幅值上常比所需信号大得多。

图2C展示混频器132输出处的信号。LNA 122和混频器132中的非线性可导致对TX泄漏信号216的调制转移到(窄带)干扰信号214，这接着导致干扰信号周围的加宽的频谱218。此频率加宽称为交叉调制，且在下文详细描述。如图2C所示，加宽的频谱218的一部分220(用阴影展示)可落在所需信号频带内。部分220作为额外噪声而使无线装置的性能降级。此噪声进一步使接收器灵敏度降级，使得可由接收器可靠检测到的最小所需信号需要具有更大的幅值。

图3展示具有RF SAW滤波器330的接收器120的常规实施方案的示意图。SAW滤波器330具有各种期望的特性，例如尖锐过渡频带边缘和频带外信号分量的较大衰减。SAW滤波器330常用于抑制混频器132输入处的TX泄漏信号，这接着减少由混频器产生的交叉调制失真的量。

LNA 122通过由电阻器312、电感器314和316以及电容器318形成的输入阻抗匹配网络310而耦合到SAW滤波器330。SAW滤波器330通过由电容器342、344和346以及电感器348和350形成的输出阻抗匹配网络340而耦合到混频器132。电容器320提供用于LNA 122的电源VCC的滤波。

使用RF SAW滤波器进行TX泄漏信号滤波存在几个缺点。第一，如果LNA 122和混频器132构建在单个RFIC内以减少成本并改进可靠性，那么SAW滤波器330就构建为芯片外(off-chip)的，且需要三个IC封装引脚来介接到LNA和混频器。第二，SAW滤波器330和用于匹配网络310和340的离散组件需要额外的板空间，且进一步增加了无线装置的成本。第三，SAW滤波器330和匹配网络310和340的插入损失使接收器的级联增益和噪声指数降级。

自适应滤波器可用于抑制TX泄漏信号，且避免上文针对SAW滤波器所述的缺点。自适应滤波器可实施于RFIC(例如，用于LNA和混频器的同一RFIC)上，使得不需要额外的板空间用于外部组件，且降低了成本。自适应滤波器可经设计以实现所需的对TX泄漏信号的抑制且消耗较低功率。

图4展示具有用于TX泄漏抑制的自适应滤波器430的无线装置400的RF部分的方框图。在发射路径上，TX经调制信号由发射器410内的功率放大器412放大、通过双工器416路由，且通过天线418发射到一个或一个以上基站。耦合器414接收来自功率放大器412的发射信号且提供此发射信号的一部分作为参考信号r(t)。

在接收路径上，接收信号经由天线418被接收、通过双工器416路由，且被提供到接收器420内的LNA 422。LNA 422还接收来自发射路径的TX泄漏信号，在其输入处放大所述信号，且提供经放大的RF信号x(t)。自适应滤波器430接收经放大的RF信号并对其进行滤波，以衰减/抑制TX泄漏信号并提供经滤波的RF信号y(t)。混频器432用LO信号对经滤波的RF信号进行降频转换，且提供经降频转换的信号。

一般来说，自适应滤波器430可位于接收路径上混频器432之前的任一点。举例来说，自适应滤波器430可放置在LNA 422之前或之后。通常可用放置在LNA 422之后的自适应滤波器430实现改进的噪声性能。

图5展示作为接收器420内自适应滤波器430的实施例的自适应滤波器430a的方框图。自适应滤波器430a基于参考信号r(t)产生TX泄漏信号的估计e(t)，并进一步从信号x(t)中减去TX泄漏信号估计以获得用于混频器432的信号y(t)。也将信号x(t)称为滤波器输入信号，且也将信号y(t)称为滤波器输出信号。

对于图5所示的实施例，自适应滤波器430a利用LMS算法来使滤波器输入信号中的TX泄漏信号与TX泄漏信号估计之间的均方误差最小化。自适应滤波器430a包括正交分离器508、LMS自适应估计器510a和加法器540。正交分离器508接收参考信号r(t)，并提供同相参考信号i(t)和正交参考信号q(t)。i(t)和q(t)信号分别含有参考信号的同相和正交分量，其中信号i(t)超前信号q(t)90°。

LMS估计器510a包括同相部分520a、正交部分520b和加法器530。在同相部分520a内，乘法器522a接收信号i(t)和信号y(t)并将其相乘而提供信号m_i(t)，其中m_i(t)＝y(t)·i(t)。积分器524a接收信号m_i(t)并对其进行积分，且提供同相积分信号w_i(t)。乘法器528a接收信号i(t)与信号w_i(t)并将其相乘而提供信号z_i(t)，其中z_i(t)＝w_i(t)·i(t)。类似地，在正交部分520b内，乘法器522b接收信号q(t)和信号y(t)并将其相乘而提供信号m_q(t)，其中m_q(t)＝y(t)·q(t)。积分器524b接收信号m_q(t)并对其进行积分，且提供正交积分信号w_q(t)。乘法器528b接收信号q(t)与信号w_q(t)并将其相乘而提供信号z_q(t)，其中z_q(t)＝w_q(t)·q(t)。乘法器522a、522b、528a和528b是四象限乘法器。加法器530接收信号z_t(t)和z_q(t)并将其求和而提供估计器信号e(t)，其含有基于LMS算法获得的TX泄漏信号估计。信号w_i(t)和w_q(t)是用于估计TX泄漏信号的有效权值。

加法器540接收来自LMS估计器510a的估计器信号e(t)和含有接收信号以及TX泄漏信号的滤波器输入信号x(t)。加法器540从滤波器输入信号减去估计器信号，并提供滤波器输出信号y(t)。

对于LMS算法，来自LMS估计器510a的估计器信号可表示为：

$e\left(t\right)=\mathrm{\μ}\·[i\left(t\right)\·\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{i}{\∫}}i\left(\mathrm{\τ}\right)\·y\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}+q\left(t\right)\·\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{i}{\∫}}q\left(\mathrm{\τ}\right)\·y\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}].$ 等式(1)

其中μ是LMS估计器510a的单位增益角频率，其为从加法器540的输出到加法器540的倒相输入的总增益等于一时的角频率。参数μ包括从加法器540的输出到倒相输入的反馈回路中所有电路块的增益，且以rad/sec/V²的单位给出。等式(1)假定积分器理想地在DC下具有单极。

来自自适应滤波器430a的滤波器输出信号可表示为：

$y\left(t\right)=x\left(t\right)-e\left(t\right)=x\left(t\right)-\mathrm{\μ}[i\left(t\right)\·\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{i}{\∫}}i\left(\mathrm{\τ}\right)\·y\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}+q\left(t\right)\·\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{i}{\∫}}q\left(\mathrm{\τ}\right)\·y\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}].$ 等式(2)

常将滤波器输出信号y(t)称为误差信号。为了简明起见，以下的分析假定信号x(t)仅含有TX泄漏信号。也可假定TX泄漏信号和同相与正交参考信号为具有以下形式的正弦曲线：

x(t)＝A·sin(ωt+φ)，i(t)＝B·sin(ωt)，且q(t)＝B·cos(ωt)。     等式(3)

其中A为TX泄漏信号的幅值；

φ为TX泄漏信号的随机角；

B为参考信号r(t)的幅值；

且ω为发射信号和参考信号的角频率。

频率f及其角频率ω通过因数2П而关联，或ω＝2П·f。可将等式(2)转换为带有等式(3)所示信号的线性二阶常微分等式，如下：

$\frac{d^{2}y\left(t\right)}{d{t}^2}=\mathrm{\μ}\·B^2\frac{\mathrm{dy}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^{2}y\left(t\right)=0.$ 等式(4)

可使用拉普拉斯变换求解等式(4)，如下：

s²·Y(s)-s·y(0)-y′(0)+μ·B²[s·Y(s)-y(0)]+ω²·Y(s)＝0，      等式(5)

其中y(0)和y′(0)分别为y(t)和dy(t)/dt的初始条件。如果t≤0时没有施加参考信号(即，对于t≤0，i(t)＝0且q(t)＝0)，那么对于t≤0，y(t)＝x(t)，且初始条件可表示为：

y(0)＝x(0)＝A·sin(φ)，且

y′(0)＝x′(0)＝A·ω·cos(φ)..。

                                                      等式(6)

通过等式(6)所示的初始条件，自适应滤波器输出y(t)的拉普拉斯变换可表示为：

$Y\left(s\right)=A\·\frac{s\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)+\mathrm{\ω}\·\cos \left(\mathrm{\φ}\right)+2\mathrm{\ζ\ω}\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{s^2+2\mathrm{\ζ\ω}\·s+{\mathrm{\ω}}^2},$ 等式(7)

其中ζ为阻尼因数，其中ζ＝μ·B²/(2ω)。自适应滤波器输入x(t)的拉普拉斯变换可表示为：

$X\left(s\right)=A\·\frac{s\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)+\mathrm{\ω}\·\cos \left(\mathrm{\φ}\right)}{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}.$ 等式(8)

则自适应滤波器430a的传递函数可表示为：

$H\left(s\right)=\frac{Y\left(s\right)}{X\left(s\right)}=\frac{s\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)+\mathrm{\ω}\·\cos \left(\mathrm{\φ}\right)+2\mathrm{\ζ\ω}\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{s\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)+\mathrm{\ω}\·\cos \left(\mathrm{\φ}\right)}\·\frac{s^2+{\mathrm{\ω}}^2}{s^2+2\mathrm{\ζ\ω}\·s+{\mathrm{\ω}}^2},$ 等式(9)

其中s＝jω_x且ω_x为角频率的变量。

图10展示自适应滤波器430a对于三种不同的阻尼因数的频率响应。针对包含ω/2π＝835MHz下的单音的TX泄漏信号而给出所述频率响应。图10中的曲线1012展示对于ζ＝0.001(下阻尼)的阻尼因数的频率响应，其具有最窄的凹口和蜂窝频带的869到894MHz的RX频带的最少的衰减量。图10中的曲线1014和1016分别展示对于ζ＝0.01和ζ＝0.1的阻尼因数的频率响应。在阻尼因数增加时，凹口变宽且RX频带的衰减量增加。理想的自适应滤波器可实现TX泄漏信号的无限衰减。由实际的自适应滤波器实现的TX泄漏衰减量取决于如下所述的自适应滤波器的缺陷。

等式(7)中的Y(s)的拉普拉斯反变换可表示为：

$y\left(t\right)=A\·e^{-\mathrm{\ζ\ωt}}\·[\frac{\cos \left(\mathrm{\φ}\right)+\mathrm{\ζ}\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}}\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}\right)+\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}^2}\right)].$

                                                              等式(10)

指数项e^-ζωt控制稳定时间且因此控制LMS算法的收敛速度。由于阻尼因数ζ需要比1小得多(即，ζ＜1)以减少滤波器失真和衰减(如图10所示)，可将等式(10)简化如下：

$y\left(t\right)\≅x\left(t\right)\·e^{-\mathrm{\ζ\ωt}}.$ 等式(11)

等式(11)表明滤波器输出信号仅为滤波器输入信号的指数衰减型式。对于30dB的TX泄漏抑制，e^-ζωt＝10^-30/20，且稳定时间可表示为：

$t_{\mathrm{settle},30\mathrm{dBC}}=\frac{1.5}{\log \left(e\right)\·\mathrm{\ζ\ω}}.$ 等式(12)

即使自适应滤波器的所有电路块均完全为线性的，自适应滤波器430a也会产生交叉调制失真。交叉调制失真由乘法器522和528的混频功能产生，如图11A到11D所说明。

图11A展示滤波器输入信号x(t)含有以频率f_TX为中心的TX泄漏信号1112和位于频率f_J处的单音干扰信号1114的情况。对于此实例，干扰信号频率接近于所需信号的信号频带，且f_J-f_TX≈45MHz，其为蜂窝频带的TX频带与RX频带之间的分离。

图11B展示每一乘法器522a和522b的输出处的信号分量。处于DC的信号分量1122和处于2f_TX的信号分量通过TX泄漏信号与参考信号i(t)和q(t)之间的混频而产生。处于f_J-f_TX的信号分量1124和处于f_J+f_TX的信号分量1128通过干扰信号与参考信号之间的混频而产生。

图11C展示每一积分器524a和524b的输出处的信号分量。对于此分析，每一积分器524均具有理想的传递函数，其在DC下为单极。处于f_J-f_TX的信号分量1124被衰减了特定的量，且处于较高频率的信号分量1126和1128被衰减了较大的量且可忽略不计。信号分量1124表示含有干扰信号(jammer)与发射信号的卷积频谱的不需要的分量。

图11D展示自适应滤波器430a的输出处的信号分量。以f_J为中心的信号分量1144通过以f_J-f_TX为中心的信号分量1124与以f_TX为中心的参考信号的混频而产生。乘法器522a/522b和乘法器528a/528b的双混频动作导致以f_TX为中心的发射信号分量转移到干扰信号频率f_J。信号分量1144表示通过加法器540而添加到滤波器输入信号的交叉调制失真。滤波器输出信号含有经衰减/抑制的TX泄漏信号1112、未经衰减的干扰信号1114和信号分量1144。

可通过三次差拍失真来分析由自适应滤波器430a产生的交叉调制失真。对于所述分析，发射信号(且因此参考信号)含有处于频率f_TX±Δf/2的两个紧密间隔的音。滤波器输入信号含有(1)具有两个发射音的TX泄漏信号和(2)处于频率f_J的带内单音干扰信号。如果自适应滤波器完全抑制TX泄漏信号，使得滤波器输出信号y(t)仅含有干扰信号，那么其三次差拍失真d(t)可推算为：

$d\left(t\right)=\frac{\mathrm{\μ}}{{\mathrm{\ω}}_J-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Tx}}}{[i^2\left(t\right)\·y\left(t\right)+q^2\left(t\right)\·y\left(t\right)]}_{\mathrm{\ω}=w_J\±\mathrm{\Δ\ω}},$ 等式(13)

其中i(t)＝B·[sin((ω-Δω/2)·t)+sin((ω+Δω/2)·t)]；

q(t)＝B·[cos((ω-Δω/2)·t)+cos((ω+Δω/2)·t)]；且

y(t)＝C·cos(ω_jt)，其中C为干扰信号的幅值。

等式(13)表明，在频率f_J±Δf处产生两个三次差拍失真项，如上文针对图11A到11D所述。

将三次差拍抑制比(TBRR)定义为干扰信号幅值与交叉调制失真幅值的比。通过对等式(13)执行简单的三角处理并取干扰幅值与三次差拍失真幅值的比，可获得TBRR。TBRR可表示为：

$\mathrm{TBRR}\≈10\log \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_J-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{TX}}}{\mathrm{\μ}\·B^2}\right)=20\log \left[\frac{1}{2\mathrm{\ζ}}(\frac{{\mathrm{\ω}}_J}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{TX}}}-1)\right],$ 等式(14)

其中ζ＝μ·B²/(2ω_TX)为阻尼因数。等式(14)表明，针对f_TX＝849MHz且f_J＝894MHz使用阻尼因数ζ≤8.1×10^-6可获得68dBc的TBRR。关于此阻尼因数，稳定时间为81μsec。

图6展示作为接收器420内自适应滤波器430的另一实施例的自适应滤波器430b的方框图。自适应滤波器430b包括一额外的极，其用于(1)减小由自适应滤波器产生的交叉调制失真的幅值、(2)实现更快的LMS算法收敛和(3)缩短稳定时间。

自适应滤波器430b包括LMS自适应估计器510b和加法器540。LMS估计器510b包括图5中LMS估计器510a的所有电路块。LMS估计器510b进一步包括(1)放置在积分器524a的输出与乘法器528a的输入之间的单极或一阶低通滤波器(LPF)526a和(2)放置在积分器524b的输出与乘法器528b的输入之间的单极低通滤波器526b。每一低通滤波器526均可用(例如)包括串联电阻器和连接到电路地的旁路电容器的RC低通网络构建。单极的频率经选择以使得自适应滤波器无条件稳定。例如，通过置于318KHz的额外极，阻尼因数可增加到ζ＝1×10^-4，稳定时间可减小到6μsec，且TBRR可改进为优于80dBc。用无条件稳定的自适应滤波器实现所有这些改进。较高阶和/或具有置于不同频率的极的低通滤波器也可用作低通滤波器526a和526b。

理想的自适应滤波器提供对TX泄漏信号的无限抑制，使得滤波器输出信号不含有TX泄漏信号。然而，实际的/可实现的自适应滤波器的各种缺陷限制了可实现的TX泄漏抑制的量。所述缺陷可包括(例如)积分器的有限增益和LMS估计器的电路块的非零DC偏移量。

TX泄漏抑制比(TXRR)为处于自适应滤波器输出处的TX泄漏信号功率与自适应滤波器输入处的TX泄漏信号功率的比。自适应滤波器430的TXRR要求取决于各种因素，例如(1)在LNA 422输出处预期的最大TX泄漏信号功率和(2)在混频器432输入处的最大可接受TX泄漏信号功率。可证实，具有约30dB的TXRR的自适应滤波器可提供与具有RF SAW滤波器的接收器(例如，图3所示的接收器)实现的性能相当的性能。一般来说，自适应滤波器的TXRR要求取决于各种因素，例如以上所述的那些因素和可能的其它因素。

自适应滤波器430a和430b具有类似的TXRR性能。自适应滤波器430a实现的实际TXRR取决于各种因素，例如(1)积分器和乘法器的总增益和(2)乘法器和积分器的DC偏移量。不充足的总增益限制了自适应滤波器可实现的TXRR。因此，总增益经选择以使得所需TXRR可实现且适当地分布于积分器和乘法器之间。

DC偏移量也可不利地影响自适应滤波器430a的TXRR性能。乘法器522a、522b、528a和528b由于在两个输入上的不平衡而通常具有DC响应。积分器524a和524b具有系统的以及随机的输入DC偏移量。DC偏移量引入了使滤波器进行的TX泄漏抑制的量减小的误差。同样，由于其较大的DC增益，积分器可能最初通过组合的DC偏移量而饱和。一旦饱和，积分器就会具有极低的增益，其导致自适应滤波器的较长稳定时间。为防止由于DC偏移量引起的饱和，在启用自适应滤波器之前可重设(例如，通过同时缩短每一积分器的差分输出)每一积分器的输出，且随后释放。

可使用各种技术来实现同相和正交路径的较低的组合DC偏移量。可通过以下方式减小组合DC偏移量：

·增加乘法器522a和522b的增益且减小其DC偏移量；

·增加参考信号功率(即，增加B)；和/或

·使用动态偏移量消除技术，例如截波稳定和/或自动归零技术。

通过将乘法器522a和522b转换为混频器并使用同相和正交参考信号作为强LO信号，可增加乘法器增益。混频器的高增益(例如，对于示范性混频器设计约为50dB)可显著减小DC偏移量对积分器的影响。由于混频器固有的截波动作，混频器的输出DC偏移量较低。

截波稳定技术能够实现低输入DC偏移电压(例如，低于10μV)。自动归零技术(例如，相关双采样技术)通常会增加噪声底层，这随后可能损害RX频带。因此应谨慎使用自动归零技术。

自适应滤波器430固有地引入使接收器的噪声指数降级的额外噪声。自适应滤波器430可经设计以通过使用此项技术中已知的各种电路设计技术来使噪声影响最小化。由此，即使具有来自自适应滤波器430的额外的噪声影响，也可满足系统要求。

自适应滤波器430是反馈系统，且如果沿着反馈回路的总相位延迟为180°且回路增益大于1，就会不稳定。对于理想的自适应滤波器，沿着反馈回路的仅有的延迟为90°，其由积分器引入。对于实际的自适应滤波器，延迟由自适应滤波器内的每一电路块引入。

图7展示作为自适应滤波器430的更详细实施例的自适应滤波器430c的方框图。正交分离器708接收参考信号r(t)并提供差分同相参考信号i′(t)和差分正交参考信号q′(t)。

前置放大器718接收并放大滤波器输入信号x(t)，并将差分输出信号y′(t)提供到同相部分720a和正交部分720b。在同相部分720a内，乘法器722a接收信号y′(t)和信号i′(t)并将其相乘而提供差分信号m_i′(t)。积分器724a接收信号m_i′(t)并对其进行积分，且提供差分信号w_i(t)。积分器724a用放大器和耦合在所述放大器的差分输出与差分输入之间的两个电容器构建，如图7所示。乘法器728a接收信号w_i′(t)和信号i′(t)并将其相乘而提供信号z_i′(t)。在正交部分720b内，乘法器722b、积分器724b和乘法器728b类似地处理信号y′(t)和信号q′(t)并提供信号z_q′(t)。信号z_i′(t)和z_q′(t)为当前输出，且可通过将这些输出连结在一起进行组合以获得估计器信号e(t)。通过在前置放大器718的输入处将这些信号连结在一起来从信号x(t)减去信号e(t)。对于图7所示的电路实施例，加法器仅是由前置放大器718的输入处的黑点标记出的节点，且自适应滤波器的输入也是其输出(即，y(t)＝x(t))。

前置放大器718具有处于TX泄漏信号的频率的延迟Δ₁。由于RF和LO输入的不相等的延迟，乘法器722a和722b各具有延迟Δ₂。乘法器728a和728b各具有从参考信号到乘法器输出的处于TX泄漏信号的频率的延迟Δ₃。自适应滤波器430c的总延迟Δ可计算为：Δ＝Δ₁+Δ₂+Δ₃。

图9展示适合于稳定性分析的自适应滤波器简化模型900。加法器912接收积分器916的输出并从滤波器输入信号V_in减去所述输出而提供滤波器输出信号V_out。延迟元件914使信号V_out延迟了延迟Δ。积分器916将经延迟的信号与传递函数G_o/(s/p+l)进行积分。滤波器输出信号与滤波器输入信号之间的传递函数可表示为：

等式(15)

等式(15)的阶跃响应可表示为：

等式(16)

等式(16)表明，由于积分器极点位于p，因此滤波器输出信号为具有指数衰减e^-pt的振荡信号。延迟Δ的存在在滤波器输出信号中引入振荡。取决于延迟Δ，振荡的幅值可衰减或增加。可证明，自适应滤波器：(1)如果Δ在-90°到+90°的范围内，就稳定，且(2)如果|Δ|超过90°，就不稳定。举例来说，如果Δ₁＝40°、Δ₂＝0°且Δ₃＝60°，那么Δ＝100°且自适应滤波器振荡。

图8展示作为自适应滤波器430的另一更详细实施例的自适应滤波器430d的方框图。自适应滤波器430d利用可补偿RF频率处的相位延迟(例如，Δ₁和Δ₃)的结构。自适应滤波器430d包括图7的自适应滤波器430c的所有电路块。然而，自适应滤波器430d针对每一部分720a和720b中的两个乘法器，使用不同的参考信号。对于同相部分720a，乘法器722a由信号i′(t)驱动，且乘法器728a由信号q′(t)(而不是信号i′(t))驱动。对于正交部分720b，乘法器722b由信号q′(t)驱动，且乘法器728b由信号i′(t)(而不是信号q′(t))驱动。因此乘法器728a和728b的LO信号分别超前乘法器722a和722b的LO信号90°。总延迟Δ也相应地减小90°。对于上述实例，总延迟Δ＝10°而不是100°，且自适应滤波器稳定。

可以各种方式构建图5和6所示的自适应滤波器。图7和8中展示两种示范性实施方案。也可以各种方式构建自适应滤波器的电路块。举例来说，可用混频器构建乘法器，可通过将当前输出连结在一起来构建加法器，等等。也可用差分或单端电路设计来构建自适应滤波器。图7和8展示图5中自适应滤波器430a的示范性差分设计。差分设计可提供优于单端设计的某些优点，例如较好的抗噪声性。

本文描述的自适应滤波器利用LMS自适应估计器来估计TX泄漏信号。也可使用其它类型的估计器来估计TX泄漏信号，且这在本发明的范围内。举例来说，可使发射信号逐步跨越TX频带，且可分别针对同相和正交部分确定权值w_i和w_q并用其代替图5中的w_i(t)和w_q(t)来估计TX泄漏信号。

也可用各种方式训练自适应滤波器。举例来说，可在训练脉冲(其含有已知的训练信号)的开始处启动自适应滤波器，且可基于此脉冲来推算权值。权值随后可固定并用于估计信令间隔期间的TX泄漏信号。只要训练脉冲可用，就可更新权值。为加速收敛，可在调谐远离RF信道之前确定并存储积分器的条件，且可在下一次选择此RF信道时用存储的条件来初始化积分器。

本文描述的自适应滤波器也可用于各种系统和应用。举例来说，自适应滤波器可用于无线全双工通信系统，例如蜂窝式系统、OFDM系统、正交频分多址(OFDMA)系统、多输入多输出(MIMO)系统、无线局域网(LAN)，等等。全双工蜂窝式系统包括CDMA系统和某些型式的全球移动通信系统(GSM)系统，且CDMA系统包括IS-95、IS-2000、IS-856和宽频CDMA(W-CDMA)系统。自适应滤波器可用于无线全双工通信系统中的无线装置以及基站。

可在集成电路(IC)、RF集成电路、专用集成电路(ASIC)或经设计以执行本文所述功能的其它电子单元内构建本文描述的自适应滤波器。也可用例如互补金属氧化物半导体(CMOS)、双极结型晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、锗化硅(SiGe)、砷化镓(GaAs)等各种IC工艺技术来制造自适应滤波器。

提供对所揭示实施例的先前描述以使所属领域的技术人员能够制造和使用本发明。所属领域的技术人员将容易明了对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文定义的一般原理可应用于其它实施例。因此，不希望本发明限于本文展示的实施例，而是符合与本文揭示的原理和新颖特征一致的最广泛的范围。

Claims (28)

1.一种集成电路，其包含：

加法器，其操作以：接收具有发射泄漏信号的输入信号和接收具有对所述发射泄漏信号的估计的估计器信号；从所述输入信号减去所述估计器信号；和提供具有经衰减的所述发射泄漏信号的输出信号，其中所述发射泄漏信号对应于在无线全双工通信系统中发射的经调制信号的一部分；和

估计器，其操作以：接收所述输出信号和具有所述经调制信号的一种形式的参考信号；基于所述输出信号和所述参考信号来估计所述输入信号中的所述发射泄漏信号；和提供具有对所述发射泄漏信号的所述估计的所述估计器信号。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

低噪声放大器(LNA)，其操作以放大接收器输入信号并提供所述输入信号。

3.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

低噪声放大器(LNA)，其操作以放大所述输出信号并提供用于降频转换到基带的经放大的信号。

4.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包含：

混频器，其操作以用本机振荡器(LO)信号对所述输出信号进行降频转换并提供经降频转换的信号。

5.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述估计器利用最小均方(LMS)算法来使所述输入信号中的所述发射泄漏信号与所述估计器信号中的所述发射泄漏信号的所述估计之间的均方误差(MSE)最小化。

6.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述估计器包含：

第一乘法器，其操作以将所述输出信号与同相参考信号相乘并提供第一同相信号，

第一积分器，其操作以对所述第一同相信号进行积分并提供第二同相信号，

第二乘法器，其操作以将所述第二同相信号与所述同相参考信号或正交参考信号相乘并提供第三同相信号，其中所述同相和正交参考信号从所述参考信号中产生，

第三乘法器，其操作以将所述输出信号与所述正交参考信号相乘并提供第一正交信号，

第二积分器，其操作以对所述第一正交信号进行积分并提供第二正交信号，和

第四乘法器，其操作以将所述第二正交信号与所述同相或正交参考信号相乘并提供第三正交信号，且其中通过对所述第三同相信号与所述第三正交信号进行求和而获得所述估计器信号。

7.根据权利要求6所述的集成电路，其进一步包含：

正交分离器，其操作以接收所述参考信号并提供所述同相参考信号和所述正交参考信号。

8.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述第二乘法器操作以将所述第二同相信号与所述正交参考信号相乘，且其中所述第四乘法器操作以将所述第二正交信号与所述同相参考信号相乘。

9.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述第二乘法器操作以将所述第二同相信号与所述同相参考信号相乘，且其中所述第四乘法器操作以将所述第二正交信号与所述正交参考信号相乘。

10.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述第一、第二、第三和第四乘法器用混频器构建，且其中所述同相和正交参考信号用作用于所述混频器的本机振荡器(LO)信号。

11.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述估计器进一步包含：

第一低通滤波器，其耦合在所述第一积分器与所述第二乘法器之间，和

第二低通滤波器，其耦合在所述第二积分器与所述第四乘法器之间。

12.根据权利要求11所述的集成电路，其中所述第一和第二低通滤波器为单极低通滤波器。

13.根据权利要求6所述的集成电路，其进一步包含：

开关，其可操作以在启动所述估计器之前重设所述第一和第二积分器的输出。

14.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述第一到第四乘法器以及所述第一和第二积分器是用差分电路设计构建的。

15.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述估计器可操作以基于训练脉冲推算一组权值，并使用所述组权值来估计所述输入信号中的所述发射泄漏信号。

16.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述估计器提供对所述发射泄漏信号的至少30dB的抑制。

17.一种在无线全双工通信系统中的无线装置，其包含：

低噪声放大器(LNA)，其操作以放大接收器输入信号并提供具有发射泄漏信号的输入信号，其中所述发射泄漏信号对应于正发射的经调制信号的一部分；

自适应滤波器，其操作以：接收所述输入信号和具有所述经调制信号的一形式的参考信号；基于输出信号和所述参考信号来产生具有对所述发射泄漏信号的估计的估计器信号；和从所述输入信号减去所述估计器信号以获得具有经衰减的所述发射泄漏信号的所述输出信号；和

混频器，其操作以接收所述输出信号并用本机振荡器(LO)信号对所述输出信号进行降频转换并提供经降频转换的信号。

18.根据权利要求17所述的无线装置，其中所述无线全双工通信系统为码分多址(CDMA)系统。

19.根据权利要求17所述的无线装置，其中所述自适应滤波器利用最小均方(LMS)算法来使所述输入信号中的所述发射泄漏信号与所述估计器信号中的所述发射泄漏信号的所述估计之间的均方误差(MSE)最小化。

20.根据权利要求17所述的无线装置，其中所述自适应滤波器包含：

第一乘法器，其操作以将所述输出信号与同相参考信号相乘并提供第一同相信号，

第一积分器，其操作以对所述第一同相信号进行积分并提供第二同相信号，

第二乘法器，其操作以将所述第二同相信号与所述同相参考信号或正交参考信号相乘并提供第三同相信号，其中所述同相和正交参考信号从所述参考信号中产生，

第三乘法器，其操作以将所述输出信号与所述正交参考信号相乘并提供第一正交信号，

第二积分器，其操作以对所述第一正交信号进行积分并提供第二正交信号，

第四乘法器，其操作以将所述第二正交信号与所述同相或正交参考信号相乘并提供第三正交信号，且其中通过对所述第三同相信号与所述第三正交信号进行求和而获得所述估计器信号，和

加法器，其操作以从所述输入信号减去所述估计器信号并提供所述输出信号。

21.一种在无线全双工通信系统中的设备，其包含：

用于从输入信号减去估计器信号并提供输出信号的装置，所述输入信号具有发射泄漏信号，所述估计器信号具有所述发射泄漏信号的估计，且所述输出信号具有经衰减的所述发射泄漏信号，其中所述发射泄漏信号对应于正发射的经调制信号的一部分；和

用于基于所述输出信号和参考信号来估计所述输入信号中的所述发射泄漏信号并提供所述估计器信号的装置，所述参考信号具有所述经调制信号的一形式。

22.根据权利要求21所述的设备，其中基于最小均方(LMS)算法来估计所述输入信号中的发射泄漏信号，以使所述输入信号中的所述发射泄漏信号与所述发射泄漏信号的所述估计之间的均方误差(MSE)最小化。

23.根据权利要求21所述的设备，其中所述用于估计所述输入信号中的所述发射泄漏信号的装置包含：

用于将所述输出信号与同相参考信号相乘以获得第一同相信号的装置，

用于对所述第一同相信号进行积分以获得第二同相信号的装置，

用于将所述第二同相信号与所述同相参考信号或正交参考信号相乘以获得第三同相信号的装置，其中所述同相和正交参考信号从所述参考信号中产生，

用于将所述输出信号与所述正交参考信号相乘以获得第一正交信号的装置，

用于对所述第一正交信号进行积分以获得第二正交信号的装置，

用于将所述第二正交信号与所述同相或正交参考信号相乘以获得第三正交信号的装置，和

用于将所述第三同相信号与所述第三正交信号求和以获得所述估计器信号的装置。

24.根据权利要求23所述的设备，其中所述用于估计所述输入信号中的所述发射泄漏信号的装置进一步包含：

用于对所述第二同相信号进行滤波以获得经滤波的第二同相信号的装置，且其中将所述经滤波的第二同相信号与所述同相或正交参考信号相乘以获得所述第三同相信号，和

用于对所述第二正交信号进行滤波以获得经滤波的第二正交信号的装置，且其中将所述经滤波的第二正交信号与所述同相或正交参考信号相乘以获得所述第三正交信号。

25.根据权利要求23所述的设备，其进一步包含：

用于将所述第二同相信号和所述第二正交信号重设为已知值的装置。

26.一种用于抑制无线全双工通信系统中的发射泄漏信号的方法，其包含：

从输入信号中减去估计器信号以获得输出信号，所述输入信号具有发射泄漏信号，所述估计器信号具有对所述发射泄漏信号的估计，且所述输出信号具有经衰减的所述发射泄漏信号，其中所述发射泄漏信号是正发射的经调制信号的一部分；和

基于所述输出信号和具有所述经调制信号的一形式的参考信号来估计所述输入信号中的所述发射泄漏信号，并提供具有对所述发射泄漏信号的所述估计的所述估计器信号。

27.根据权利要求26所述的方法，其中基于最小均方(LMS)算法来估计所述输入信号中的发射泄漏信号，以使所述输入信号中的所述发射泄漏信号与所述发射泄漏信号的所述估计之间的均方误差(MSE)最小化。

28.根据权利要求26所述的方法，其中所述估计所述发射泄漏信号包含：

将所述输出信号与同相参考信号相乘以获得第一同相信号，

对所述第一同相信号进行积分以获得第二同相信号，

将所述第二同相信号与所述同相参考信号或正交参考信号相乘以获得第三同相信号，其中所述同相和正交参考信号从所述参考信号中产生，

将所述输出信号与所述正交参考信号相乘以获得第一正交信号，

对所述第一正交信号进行积分以获得第二正交信号，

将所述第二正交信号与所述同相或正交参考信号相乘以获得第三正交信号，和

对所述第三同相信号与所述第三正交信号进行求和以获得所述估计器信号。

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