CN101060363B - 通用移动通信系统中的传输方法及其体系 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信领域，公开了一种UMTS系统中的传输方法及其体系，使得在兼容现有UMTS系统的前提下提高了系统抗多径干扰的能力。本发明中，在UMTS的部分下行物理信道中以SC-FDE方式发送和接收，其它下行物理信道保持CDMA的常规发送和接收方式。在HSDPA的HS-PDSCH应用SC-FDE方式的发送和接收，通过循环前缀和频域均衡，提高了HS-PDSCH的抗多径能力。HS-PDSCH中的各子帧可以根据UE的能力使用不同的方式。可以对部分具有频域均衡处理能力的UE采用本发明基于SC-FDE的HSDPA方式，对于其它UE采用现有的HSDPA方式。

Description

通用移动通信系统中的传输方法及其体系 

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别涉及无线下行物理信道的传输技术。 

背景技术

第三代合作伙伴项目(3rd Generation Partnership Project，简称“3GPP”)作为移动通信领域的重要组织推动了第三代移动通信(The Third Generation，简称“3G”)技术的标准化工作，其早期的协议版本中上行和下行业务的承载都是基于专用信道的。 

随着移动通信技术的发展，3G技术也在不断的发展演进。为了进一步提高3G中通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System，简称“UMTS”)的各方面性能，引入了高速下行分组接入(High SpeedDownlink Packet Access，简称“HSDPA”)和高速上行分组接入(High SpeedUplink Packet Access，简称“HSUPA”)。HSDPA和HSUPA中的数据包的调度和重传等由基站节点(Node B)控制。 

其中，HSDPA作为下行高速数据包接入技术在2002年被引入到3GPP第5版(Release 5，简称“R5”)的版本中，并在3GPP第6版(Release 6，简称“R6”)中进行了进一步的改进。由于它采用更短的传输时间间隔(Transmission Timing Interval，简称“TTI”)2ms，并使用自适应的编码和调制(Adaptive Modulation and Coding，简称“AMC”)、混合自动重传请求(Hybrid Auto Repeat reQuest，简称“HARQ”)以及多用户分组调度等关键技术，因此，具有频谱效率高、下行传输速率大、传输时延小等明显的优势，从而可以对分组数据业务提供有效地支持。 

为了实现用户设备(User Equipment，简称“UE”)下行数据的高速传输，HSDPA新增了两个下行物理信道和一个上行物理信道，它们分别是用于承载用户数据的高速物理下行共享信道(High Speed Physical DownlinkShared Channel，简称“HS-PDSCH”)，用于承载解调伴随数据信道HS-PDSCH所需的信令的下行的高速共享控制信道(High Speed Shared Control Channel，简称“HS-SCCH”)，以及用于承载UE的确认/不确认信息(ACK/NACK)和CQI等反馈信息的上行的专用物理控制信道(High Speed DedicatedPhysical Control Channel，简称“HS-DPCCH”)。Node B通过HS-DPCCH获知数据是否被正确接收，如果不正确，将发起重传，否则发送新数据。 

HSUPA作为高速上行数据包接入技术，在2004年引入到了3GPP第6版(Release 6，简称“R6”)的版本中。与HSDPA类似，HSUPA也采用更短的TTI和帧长(2ms或10ms)以实现快速自适应控制，使用HARQ和基于Node B的快速上行调度技术，使得频谱效率高、上行传输速率快、传输时延小，从而更有效地支持了实时游戏业务、文件上传、宽带多媒体业务等分组数据业务的应用。 

HSDPA与HSUPA中的上、下行物理信道都属于UMTS中的物理信道。UMTS物理层传输的基本单位是一个长度为10ms的物理帧，如图1所示，一个10ms帧(Frame)又细分为15个时隙(Slot)，在HSDPA和HSUPA中，一个10ms帧分解为5个2ms的子帧，每个子帧包括3个时隙。其中，每个时隙的长度为0.667ms，包含2560个码片(chip)。 

在UMTS中，各下行物理信道首先由彼此正交的扩频码(信道化码)进行扩频，再由小区特定的下行链路扰码进行加扰。在接收端，同一小区的下行物理信道主要靠扩频码进行区分、同一物理信道的多径分量则由下行扰码加以分离，而相邻的不同小区的下行物理信道由于下行链路扰码不同，因此即使扩频码相同也可以加以区分。 

UMTS中下行链路的扩频因子(Spreading Factor，简称“SF”)为2的幂，即SF＝1，2，4，8，16，32，64，128，256，512。根据3GPP的规范TS25.211，UMTS所定义的下行物理信道包括公共下行物理信道和专用下行物理信道两类，如图2所示，UMTS下行物理信道中除了HS-PDSCH、DPCH及S-CCPCH外，其它物理信道的SF都较大，因此速率较低但具有较大的扩频增益，图3和图4进一步示出了HS-SCCH和HS-PDSCH的帧结构。 

UMTS下行链路物理信道的扩频、加扰和合路结构如图5所示。各个下行物理信道分别经过星座图映射、扩频及加扰等操作，经过用不同的信道增益加权后合并为一路信号进行发送，其中P-SCH和S-SCH信道本身是每时隙一个256长的码片，不进行加扰直接乘上相应的信道增益后与其它信道进行合并。根据3GPP的规范TS25.213，下行扰码是长为2¹⁸-1＝262143的伪随机序列，具有良好的自相关性和互相关性。 

HS-PDSCH信道的扩频、加扰和合路等发送端结构如图6所示，每个用户的编码比特经星座图映射后由物理信道映射单元分为多个并行的数据流由多个不同的SF＝16的扩频码进行扩频后合并为一路，再经过加扰和信道增益加权后与其它物理信道合路。HS-PDSCH同一子帧内的不同用户采用相同的下行扰码时，不同用户以及同一用户的不同的并行码道的扩频码互不相同即相互正交。由于SF为固定的16，一个2ms子帧最多允许15个并行的码道，不同的用户在同一子帧内可以以码复用的方式同时传输，如图7所示(图6和图7表示两个码复用的HSDPA用户)。 

然而，由于HSDPA与HSUPA基于码分多址(Code Division MultipleAccess，简称“CDMA”)技术，因此受到CDMA系统固有的多径干扰的限制，已经越来越难以满足移动通信不断向更大传输带宽(如20MHz带宽)和更高传输速率(如100-200Mbps)方向发展的需求。所以，与CDMA技术相比，具有优良的抗多径能力、易于与多天线技术结合和接收机结构较简单 等明显的优势的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)技术，逐渐成为未来无线通信系统主要采用的多址方式，如3GPP的长期演进(Long Term Evolution，简称“LTE”)系统和3GPP2的空中接口演进(Air Interface Evolution，简称“AIE”)等系统。 

图8示出了OFDM系统的发送和接收结构，在发送端，经过信道编码和调制(星座图映射)的高速数据符号成块进行逆快速傅立叶变换(Inverse FastFourier Transform，简称“IFFT”)变换后，插入循环前缀(Cyclic Prefix，简称“CP”)形成OFDM符号发送出去，经过多径信道(含噪声)后，接收信号将包含多个时延不同的多径分量，但是在接收端直接进行快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)处理后各多径分量自动完成分集合并，因此OFDM具有优良的抗多径能力，经FFT处理后的已经消除多径干扰影响的信号再经过信道均衡处理去除掉频率选择性信道的影响，即完成OFDM信号的接收处理。 

OFDM虽然是一种典型的多载波技术，具有很强的抗多径能力，但却具有信号功率峰均比(PAPR，Peak Average Power Ratio)较大的问题。而基于频域均衡(FDE，Frequency Domain Equalization)的单载波(SC-FDE)技术通过引入与OFDM类似的CP，可以使得在接收端实现基于FFT的频域均衡，从而达到与OFDM系统类似的抗多径能力，同时还保持了峰均比较低的特性。 

SC-FDE系统的发送和接收结构如图9所示，与OFDM系统相比，其差别在于将OFDM系统发送端的IFFT处理移到了接收端，因此，发送端直接插入CP后发送出去，经过多径信道(含噪声)在接收端进行FFT处理与信道均衡处理消除多径干扰影响和频率选择性信道的影响后，再经过IFFT处理变换到时域，即完成SC-FDE信号的接收处理。如图10所示，SC-FDE系统的CP部分，包含了M个数据符号的数据块的最后P个数据符号的拷贝。 

尽管基于OFDM技术的LTE等系统能够满足未来移动通信的性能需求，但是，由于多址方式的不同，现有的HSPA(HSDPA/HSUPA的简称)系统和LTE系统是两个完全不兼容的系统，因此，现有的HSPA系统将难以向LTE系统平滑演进，从而使大量的HSPA投资得不到保护并将严重影响LTE系统的商用进程。 

因此，在2006年二月份的3GPP无线接入网络(Radio Access Network，简称“RAN”)各工作组的会议上，由众多知名移动通信设备供应商和运营商共同提出了对HSPA技术进行演进的提案“R2-060492，Support forEvolution of HSPA(HSDPA+HSUPA)，2006-02”，并在不久前结束的2006年三月份的3GPP RAN全会上获得通过并确立了相关的研究工作项 

“RP-060217，HSPA Evolution Work Item Description，2006-03”。R2-060492和RP-060217对演进的HSPA(E-HSPA)的主要要求包括：只考虑在与现有HSPA系统相同的5MHz带宽内进行演进；需要接近或达到LTE系统在5MHz带宽内的频谱效率；峰值速率和时延等性能，必须能够与HSPA后向兼容；必须能够与HSPA后向兼容；尽可能向LTE系统平滑演进。 

根据3GPP的研究报告“TR25.913，Requirements for Evolved UTRA andUTRAN，V7.3.0，2006-03”，LTE系统在5MHz带宽内的频谱效率和峰值速率等无线性能在下行方向是R6的HSDPA系统的3-4倍，在上行方向是HSUPA系统的2-3倍。因此，为了实现这一目标，必须采用MIMO(多输入多输出)、高阶调制(64QAM或更高)等支持高频谱效率的无线技术。 

在实际应用中，上述方案存在以下问题：目前的HSPA系统难以支持MIMO、高阶调制(64QAM或更高)等高频谱效率的无线技术，从而很难达到所提出的“接近或达到LTE系统在5MHz带宽内的频谱效率、峰值速率和时延等性能”以及“尽可能向LTE系统平滑演进”等要求。 

造成这种情况的主要原因在于，对于现有HSPA的系统而言，由于受 CDMA系统固有的多径干扰的限制，很难支持MIMO、高阶调制(64QAM或更高)等高频谱效率的无线技术。 

以HSDPA为例，在HSDPA协议制定之初就进行过大量的HSDPA支持MIMO/64QAM等的研究(参考3GPP的研究报告“TR25.848，Physical layeraspects of UTRA High Speed Downlink Packet Access，V4.0.0，2001-03”)。目前，3GPP在Release 7中提出的在现有的HSPA基础上引入MIMO的工作项中，也进行了大量的关于HSDPA-MIMO的性能研究。但是，所有这些研究都清楚地表明，在应用MIMO/64QAM等对信噪比(SNR)要求较高的技术时，由于多径环境下CDMA系统存在固有的多径干扰，CDMA系统自身的多径干扰已经超过环境噪声成为接收端SNR提高的主要限制。因此，为了有效支持MIMO/64QAM等高频谱效率技术，必须采用多径干扰消除(Multi-Path Interference Cancellation，简称“MPIC”)等复杂的接收机技术，才能达到较好的性能。即使如此，采用多径干扰消除等复杂的接收机技术所能达到的性能是有限的，特别是当采用高阶的MIMO如收发天线数为4及其以上的MIMO，以及MIMO和高阶调制混合使用时，采用多径干扰消除等复杂的接收机技术所能达到的性能极其有限。 

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种通用移动通信系统中的传输方法及其体系，使得在兼容现有UMTS系统的前提下提高了系统抗多径干扰的能力。 

为实现上述目的，本发明提供了一种通用移动通信系统中的传输方法，包含以下步骤： 

在网络侧，在部分信道中，将信号组成带有循环前缀的单载波符号，并与其它下行物理信道的信号合并后发送； 

在用户设备侧，以频域均衡方式接收使用所述单载波符号的信道的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号； 

其中，使用所述单载波符号的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的高速物理下行共享信道HS-PDSCH。 

其中，所述频域均衡方式的接收包含以下子步骤： 

先对收到的信号按所述单载波符号长度的数据块为单位进行离散傅里叶变换，将变换得到的信号进行信道均衡处理后再作逆离散傅里叶变换。 

此外在所述方法中，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现； 

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。 

此外在所述方法中，所述信道均衡处理采用最小均方误差估计实现，其公式为： 

${\hat{X}}_{\mathrm{MMSE}}\left(k\right)=\frac{H^{*}\left(k\right)}{{\left|H\left(k\right)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}\·Y\left(k\right)$ (k＝0，1，...K-1) 

其中 

为信道均衡处理结果，H(k)为多径信道的频域响应，σ²为噪声方差，Y(k)为接收信号的频域信号，K为FFT点数。 

此外在所述方法中，所述常规的码分多址方式的接收包含RAKE接收方式。 

此外在所述方法中，还包含以下步骤： 

在所述网络侧，在将信号组成所述单载波符号之前，对该信号先进行扩频和加扰的处理； 

在所述用户设备侧，以所述频域均衡方式接收信号之后，对接收的信号进一步作解扰和解扩的处理。 

此外在所述方法中，通过以下步骤生成所述带有循环前缀的单载波符号： 

将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部。 

此外在所述方法中，在进行所述加扰处理所用的扰码结构中，对应每个所述单载波符号的长度，扰码的前面X个码片是最后X个码片的副本，其中X是所述循环前缀的长度。 

此外在所述方法中，在高速物理下行共享信道的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。 

此外在所述方法中，所述单载波符号的长度为N×256个码片，所述循环前缀的长度为M×16个码片，其中N为大于等于1小于等于30的整数，M为大于等于1的整数。 

此外在所述方法中，所述N的优选值为2，对应单载波符号的长度为512个码片，所述M的优选值为1或2，对应所述循环前缀的长度为16或32个码片。 

此外在所述方法中，所述子帧中，每个单载波符号占一个时隙，长度为2560个码片。 

此外在所述方法中，所述子帧中，每个单载波符号占一个半时隙，长度为3840个码片。 

此外在所述方法中，所述子帧中，每个单载波符号占三个时隙，长度为7680个码片。 

此外在所述方法中，所述子帧中，每个时隙包含三个单载波符号，其中两个单载波符号的长度为1024个码片，另一个单载波符号的长度为512个码片。 

此外在所述方法中，所述子帧中，两个相邻时隙的组合共包含五个长度 为1024码片单载波符号，单独的时隙包含两个长度为1024码片的单载波符号和一个长度为512码片的单载波符号。 

此外在所述方法中，根据用户设备的能力，所述网络侧在高速物理下行共享信道的不同子帧内使用不同的方式进行信号发送，如果子帧内是带有循环前缀的单载波符号，则用户设备以频域均衡方式接收该子帧，否则用户设备以常规的码分多址方式接收该子帧。 

此外在所述方法中，所述用户设备接收子帧中信号的方式由高层协议配置；或者， 

所述网络侧在高速共享控制信道中指示每个高速物理下行共享信道子帧的信号发送方式，所述用户设备根据从高速共享控制信道中得到的指示进行相应方式的接收处理。 

此外在所述方法中，在所述用户设备侧，从公共导频信道获得信道估计，再根据该信道估计进行所述信道均衡处理。 

此外在所述方法中，在所述用户设备侧，在以频域均衡方式接收之前，还包含消除其它下行物理信道干扰的步骤。 

此外在所述方法中，需要进行所述干扰消除处理的其它下行物理信道包括公共导频信道。 

本发明还提供了一种通用移动通信系统中的传输体系，包含： 

网络侧的发送设备，用于在部分信道中，将信号组成带有循环前缀的单载波符号，并与其它下行物理信道的信号合并后发送； 

用户设备，用于以频域均衡方式接收使用所述单载波符号的信道的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号； 

其中，使用所述单载波符号的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的高速物理下行共享信道HS-PDSCH。 

此外，在高速物理下行共享信道的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。 

此外，所述发送设备包含： 

扩频模块，用于对高速物理下行共享信道的用户数据进行扩频； 

加扰模块，用于对经所述扩频模块扩频后的信号加扰； 

合路模块，用于将经所述加扰模块加扰后的属于各用户终端的信号合并成一路高速物理下行共享信道信号； 

循环前缀插入模块，用于至少在一个子帧中，将来自所述合路模块的高速物理下行共享信道信号组成至少一个单载波符号，将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部； 

发送模块，用于将所述循环前缀插入模块输出的高速物理下行共享信道信号与其它下行物理信道信号合并后发送。 

此外，所述用户设备包含： 

信道估计模块，用于进行信道估计； 

DFT模块，用于对用户设备接收到的高速物理下行共享信道信号进行离散傅里叶变换； 

信道均衡模块，用于根据所述信道估计模块的信道估计结果，对所述DFT模块输出的信号进行信道均衡处理； 

IDFT模块，用于对所述信道均衡模块输出的信号进行逆离散傅里叶变换； 

解扰模块，用于对所述IDFT模块输出的信号进行解扰； 

解扩模块，用于对所述解扰模块输出的信号进行解扩。 

此外，所述用户设备还包含： 

前置干扰消除模块，用于根据所述信道估计模块的信道估计结果，从用户设备接收到的信号中消除高速物理下行共享信道以外的其它信道的干扰，并将消除干扰后的信号输出到所述DFT模块。 

此外，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现； 

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。 

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的主要区别在于，在UMTS的部分下行物理信道中以SC-FDE方式发送和接收，其它下行物理信道保持CDMA的常规发送和接收方式。使用了SC-FDE方式的信道可以有更好的抗多径能力，而使用常规方式的信道保证了现有的用户设备也可以正常接入。部分信道使用SC-FDE方式后，在空口的变化仅仅是这些信道发送的信号被组织成带有循环前缀的单载波符号，发送的方式还是符合CDMA的基本原理的，并不会对采用常规方式发送的信道产生影响，从而保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。 

典型的，本发明在HSDPA的HS-PDSCH应用SC-FDE方式的发送和接收，通过循环前缀和频域均衡，提高了HS-PDSCH的抗多径能力。除HS-PDSCH之外的其它信道依然使用以RAKE接收方式为代表的常规方式接收。因为仅对数据传输量最大的HS-PDSCH在多径处理环节采用了新的处理方式，HS-PDSCH的其它处理环节和其它信道都可以兼容现有技术的处理方式，因此具有较好的兼容性。 

此外由于HSDPA采用异步的HARQ方式，所以HS-PDSCH中的各子帧可以根据UE的能力使用不同的方式。可以对部分具有频域均衡处理能力的 UE采用基于本发明的频域均衡的HSDPA方式，对于其它UE采用现有的HSDPA方式。具体实现时UE和网络侧可以预先在高层配置HSDPA方式，或通过HS-SCCH中附加的信令指示每个子帧中的HSDPA方式。因此现有的HSDPA UE依然可以接入使用本发明技术方案的网络，与采用频域均衡接收的UE共存，从而在终端方面具有良好的兼容性。 

对于HS-PDSCH，循环前缀长度是16的整数倍。因为HS-PDSCH的扩频因子是16，所以以16的整数倍作为循环前缀长度可以使循环前缀的引入对其它CDMA信号处理过程不产生任何影响，从而与现有UMTS系统具有最佳的兼容性。 

本发明还提了出循环前缀长度的优选值为16或32、单载波符号长度的优选值为512。使用这些优选值可以在以下三个方面达到平衡：保证抗多径效果、尽可能地减少循环前缀在单载波符号中所占的比例以降低开销、使用较短的单载波符号长度以减少对接收信号采样数据存储的需求和FFT处理的计算复杂度。 

单载波符号的长度可以灵活设置，一个单载波符号可以在一个时隙内也可以跨一个或多个时隙，一个子帧内各单载波符号的长度可以相同也可以不同。可以根据具体的应用环境灵活设置单载波符号的长度以获得最佳的效果。 

对扰码可以使用现有技术的扰码方案，虽然循环前缀的引入会对循环前缀部分HS-PDSCH与其它下行物理信道的正交性产生一些影响(即使得HS-PDSCH与其它下行物理信道在循环前缀部分的扰码不同)，但是考虑到除HS-PDSCH外其它下行物理信道的SF通常都较大，而CP的长度较小，而且现有技术本来也支持下行采用第二扰码(即第二扰码的使用对系统的影响是可以接受的)，因此这种影响较小。通过保留现有技术的扰码方案可以获得较好的兼容性。 

另一种扰码方案是对扰码结构作一些改进，对应每个单载波符号的长 度，前面X个扰码设置为最后X个扰码的副本，其中X是循环前缀的长度。由于单载波符号的长度至少为512个码片，而其它下行物理信道的SF最大为256(E-HSPA中不考虑支持专用信道DPCH)，因此采用改进后的下行扰码时，其它下行物理信道的一个扩频周期内不会出现相同的两段扰码，从而不会对其它下行物理信道的接收造成影响。 

还可以在UE侧频域均衡处理之前增加对其它下行物理信道进行干扰消除的处理，例如对公共导频信道(Common Pilot Channel，简称“CPICH”)的干扰消除处理，经过这种干扰消除处理可以进一步消除HS-PDSCH中由于其它下行物理信道在一个单载波符号的两端没有采用CP而带来的影响。 

附图说明

图1是现有技术中UMTS物理层的基本帧结构； 

图2是现有技术中UMTS的下行物理信道的例举； 

图3是现有技术中HS-SCCH的帧结构； 

图4是现有技术中HS-PDSCH的帧结构； 

图5是现有技术中UMTS下行链路物理信道的扩频、加扰和合路示意图； 

图6是现有技术中HS-PDSCH发送端的示意图； 

图7是现有技术中HS-PDSCH的码复用示意图； 

图8是现有技术中OFDM系统的发送与接收结构示意图； 

图9是现有技术中SC-FDE系统的发送与接收结构示意图； 

图10是现有技术中SC-FDE系统的CP示意图； 

图11是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法流程图； 

图12是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设 置示意图； 

图13是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图； 

图14是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图； 

图15是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图； 

图16是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的优选参数的示意图； 

图17是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图； 

图18是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图； 

图19是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的网络侧发送端的示意图； 

图20是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的UE接收使用单载波符号的信道的信号示意图； 

图21是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的UE采用双支路方式接收下行物理信道的信号示意图； 

图22是根据本发明第三实施方式的UMTS中的传输方法的扰码结构示意图； 

图23是根据本发明第四实施方式的UMTS中的传输方法的UE接收使用单载波符号的信道的信号示意图； 

图24是根据本发明第五实施方式的UMTS中的传输系统结构图。 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。 

本发明的核心在于，网络侧在部分信道中，将信号组成带有CP的单载波符号，并与其它下行物理信道的信号合并后发送，每个单载波符号的最前部的CP为该单载波符号最后的部分码片的复本。UE侧在接收到下行物理信道的信号后，以频域均衡方式接收使用单载波符号的信道的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号。其中，频域均衡处理为先进行离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)，将得到的信号进行信道均衡处理后再作逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete FourierTransform，简称“IDFT”)。 

以上对本发明的原理进行了阐述，下面根据该原理，对本发明的第一实施方式UMTS中的传输方法进行详细说明，在本实施方式中，所进行的DFT通过FFT实现，所进行的IDFT通过IFFT实现。 

如图11所示，在步骤1101中，网络侧将部分信道中的信号在进行扩频和加扰的处理后，组成带有CP的单载波符号。其中，CP为该单载波符号最后的部分码片的复本；部分信道可以是HSDPA中用于承载用户数据的下行物理信道，如HS-PDSCH。 

具体地说，网络侧在对HS-PDSCH中的信号进行扩频和加扰的处理后，至少在一个子帧中，将经过扩频和加扰的HS-PDSCH信号组成一个或多个单载波符号，并将每个单载波符号最后的部分码片复制后作为CP插入到该单载波符号的最前部。包括CP长度在内的单载波符号的长度为N×256个码片，N的取值范围为大于等于1小于等于30的整数，CP的长度为M×16个码片， M的取值范围为大于等于1的整数。之所以将CP的长度设置为16的整数倍，是因为HS-PDSCH的扩频因子是16，所以以16的整数倍作为CP长度可以使CP的引入对其它CDMA信号处理过程不产生影响，从而与现有UMTS系统具有最佳的兼容性。下面简单介绍几种长度不同的单载波符号。 

如图12所示，网络侧将一个2ms子帧的一个时隙内的信号组成了多个单载波符号，包括CP长度在内的每个单载波符号的长度为N×256个码片，CP的长度为M×16个码片； 

如图13所示，网络侧将一个2ms子帧的一个时隙内的信号组成了一个单载波符号，因此该单载波符号的长度为2560个码片，在该单载波符号最前部的CP长度为M×16个码片； 

如图14所示，网络侧将一个2ms子帧的一个半时隙内的信号组成了一个单载波符号，因此该单载波符号的长度为3840个码片，在该单载波符号最前部的CP长度为M×16个码片； 

如图15所示，网络侧将一个2ms子帧内的信号组成了一个单载波符号，由于一个2ms的子帧包含了3个时隙，因此该单载波符号的长度为7680个码片，在该单载波符号最前部的CP长度为M×16个码片。 

当然，如果演进的HSDPA采用更短的子帧结构(例如子帧的长度为一个时隙，即一个子帧只包含一个时隙)，也可以采用类似于图12至图15所示的方式设置单载波符号的长度。 

与现有技术相比，本实施方式将经过扩频和加扰的HS-PDSCH信号组成了一个或多个单载波符号，并在每个单载波符号的最前部插入CP，因此，为了减少因引入CP而造成的开销，CP的长度应大于最大可能的多径时延扩展。根据3GPP的技术报告“TR25.814，Physical Layer Aspects for EvolvedUTRA”，对单小区传输的情况采用的CP长度是4.7us，因此，本实施方式优选的HS-PDSCH的CP长度是16或32个码片，也就是说，M的优选值为 1或2，即对应4.17us或8.3us。在确定了CP长度的情况下，单载波符号长度的确定主要需考虑两个因素，一是要求CP的开销占有效数据的比例应尽可能的低，二是要求尽量地减少对接收信号采样数据存储的需求以及FFT处理的计算复杂度。而前者需要单载波符号长度尽可能地大一些，而后者需要单载波符号长度尽可能地短一些，因此，在平衡上述两个因素的情况下，本实施方式优选的HS-PDSCH的单载波符号长度为512个码片，也就是说，N的优选值为2，即将一个2ms子帧的一个时隙内的信号组成了5个单载波符号，当采样频率为码片速率时，FFT的长度为512，当采样频率为两倍码片速率时，FFT的长度为1024，如图16所示。 

需要说明的是，当单载波符号长度大于512个码片时(N＞2)，由于一个时隙长度是2560个码片，因此，单载波符号长度不能取为2的幂，如图16中单载波符号长度为1280的情况，不利于实现FFT的快速计算。这是因为，1280不是2的幂，而点数为2的幂的FFT计算效率最高。所以，在本实施方式中，同一时隙内的各单载波符号长度并非一定需要相同，可以在同一时隙内设置不同长度的单载波符号。如图17所示，将一个时隙内的信号组成3个单载波符号，将前两个单载波符号长度均为1024个码片，最后一个单载波符号长度为512个码片。另外，单载波符号还可以跨K个时隙，K为大于等于1小于等于3的整数。如图18所示，将一个2ms子帧的前2个时隙内的信号组成了5个单载波符号，每个单载波符号的长度均为1024个码片，将最后一个时隙内的信号组成3个单载波符号，将前两个单载波符号长度均为1024个码片，最后一个单载波符号长度为512个码片。 

网络侧将经过扩频和加扰的HS-PDSCH信号组成单载波符号，并插入CP后，进入步骤1102，将该HS-PDSCH的信号与其它下行物理信道的信号合并后发送。 

步骤1101与步骤1102的过程如图19所示。 

接着，进入步骤1103，UE侧接收来自网络侧的下行物理信道的信号。由于网络侧是将组成单载波符号的信号与其它下行物理信道的信号合并后发送到UE侧的，因此，UE侧对接收到的组成单载波符号的信号进行步骤1105与1106的处理(图20为步骤1105与步骤1106的示意图)。对接收到的其它下行物理信道的信号进行步骤1104的处理，以常规的CDMA接收方式(如RAKE接收方式)对接收到的其它下行物理信道的信号进行处理，最终得到解调的其它下行物理信道信号。 

具体地说，UE侧采用双支路方式接收下行物理信道的信号。当部分信道为HSDPA中用于承载用户数据的下行物理信道，如HS-PDSCH时，如图21所示，对除HS-PDSCH外的其它下行物理信道采用现有技术(如RAKE接收方式)进行接收，最终得到解调的其它下行物理信道信号；对HS-PDSCH的信号，采用本实施方式中频域均衡的方式以及解扰和解扩处理，最终得到解调的HS-PDSCH信号。 

因此，针对上述案例，在步骤1105中，UE对接收到的使用单载波符号的信道的信号，也就是HS-PDSCH的信号进行频域均衡的处理。具体地说，在UE侧的每个接收端，接收信号采样按单载波符号长度的数据块为单位进行FFT变换，将HS-PDSCH的信号从时域变换到频域，然后进行信道均衡处理，经信道均衡后的信号再经IFFT变换回时域。其中，典型的信道均衡处理是采用最小均方误差估计(MMSE)： 

${\hat{X}}_{\mathrm{MMSE}}\left(k\right)=\frac{H^{*}\left(k\right)}{{\left|H\left(k\right)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}\·Y\left(k\right)$ (k＝0，1，...K-1) 

其中 

为信道均衡处理结果，H(k)为多径信道的频域响应，σ²为噪声方差，Y(k)为接收信号的频域信号，K为FFT点数。 

UE进行均衡处理所需的信道估计仍通过现有技术获得，典型地可以从CPICH中获取。 

接着，在步骤1106中，UE对信号进行解扰、解扩以及后续处理。由于解扰和解扩等处理与现有技术相同，这里不作详细说明了。 

由于频域均衡消除了多径的影响，各码复用的用户以及同一用户的不同的并行码道具有良好的正交性，因此不需要采用现有技术中的RAKE接收机结构进行各多径的分别接收和合并处理。由此可见，仅对数据传输量最大的HS-PDSCH在多径处理环节采用了新的处理方式，HS-PDSCH的其它处理环节和其它信道都可以兼容现有技术的处理方式，使本实施方式具有了较好的兼容性。虽然CP的引入会对循环前缀部分HS-PDSCH与其它下行物理信道的正交性产生一些影响(即使得HS-PDSCH与其它下行物理信道在循环前缀部分的扰码不同)，但是考虑到除HS-PDSCH外其它下行物理信道的SF通常都较大，而CP的长度较小，而且现有技术本来也支持下行采用第二扰码(即第二扰码的使用对系统的影响是可以接受的)，因此这种影响较小。所以，通过保留现有技术的扰码方案可以使本实施方式获得较好的兼容性。 

在本实施方式中，在UMTS的部分下行物理信道中以SC-FDE方式发送和接收，其它下行物理信道保持CDMA的常规发送和接收方式。使用了SC-FDE方式的信道可以有更好的抗多径能力，而使用常规方式的信道保证了现有的用户设备也可以正常接入。部分信道使用SC-FDE方式后，在空口的变化仅仅是这些信道发送的信号被组织成带有CP的单载波符号，发送的方式还是符合CDMA的基本原理的，并不会对采用常规方式发送的信道产生影响，从而保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。当部分信道为HSDPA的HS-PDSCH时，通过CP和频域均衡，有效提高了HS-PDSCH的抗多径能力。 

本发明的第二实施方式UMTS中的传输方法与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，网络侧在部分信道如HS-PDSCH的所有子帧中使用同一方式进行信号的发送，而在本实施方式中，网络侧根据UE 的能力，在部分信道如HS-PDSCH的不同子帧内使用不同的方式进行信号发送，如果子帧内是带有CP的单载波符号，则UE以频域均衡方式接收该子帧，否则UE以常规的CDMA方式接收该子帧。UE接收子帧中信号的方式可以由高层协议配置，也可以由网络侧在HS-SCCH(部分信道为HS-PDSCH)中指示每个HS-PDSCH子帧的信号发送方式，UE根据从HS-SCCH中得到的指示进行相应方式的接收处理。 

例如，UE1、UE2、UE3是三个正在使用HSDPA业务的UE。其中，UE1是不支持频域均衡接收方式的，只能支持RAKE接收方式，UE2、UE3是同时支持频域均衡接收方式和RAKE接收方式的。根据高层协议，UE2被配置为使用频域均衡方式接收，而UE3虽然支持频域均衡接收方式，但由于某些原因被配置为以RAKE方式接收。根据第二实施方式，可以在同一个HS-PDSCH的子帧1、2、3中使用不同的发送方式。子帧1是发送给UE1的，使用常规方式发送，子帧2是发送给UE2的，组成带有CP的单载波符号后发送，子帧3是发送给UE3的，还是采用常规方式发送。UE1、UE2、UE3根据高层配置的接收方式对属于自己的子帧进行接收。 

以部分信道为HSDPA的HS-PDSCH为例，由于HSDPA采用异步的HARQ方式，因此HS-PDSCH中的各子帧可以根据UE的能力在每个子帧或者采用现有的HSDPA模式，或者采用基于本发明的频域均衡的HSDPA方式。因此现有的HSDPA UE依然可以接入使用本发明技术方案的网络，与采用频域均衡接收的UE共存，从而在终端方面具有良好的兼容性。 

具体地说，如果控制每个子帧的HSDPA模式的方式是由网络侧对UE的信道配置完成，即UE具体采用哪种模式是由无线资源控制(Radio ResourceControl，简称“RRC”)等高层协议配置的，那么，由于每个HS-PDSCH子帧与该子帧内调度传输的UE相对应，因此不需要在HS-SCCH中附加额外的信令用于指示每个HS-PDSCH子帧的工作模式，该子帧内被调度传输的UE 已经知道该子帧的工作模式；如果控制每个子帧的HSDPA模式的方式是采用动态控制的方法，即由基站在HS-SCCH中附加额外的用于指示每个HS-PDSCH子帧的工作模式的信令(如用一个比特来指示)，那么，在该子帧内被调度传输的UE根据该HS-SCCH中附加的额外信令，判断该子帧的工作模式并进行相应的处理。 

需要说明的是，如果有一个以上的UE需要以码复用的方式在一个子帧内同时传输，则一个子帧内同时传输的UE采用相同的HSDPA模式。 

本发明的第三实施方式UMTS中的传输方法与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，为了保持与现有技术较好的兼容性，忽略由于引入CP而对解扰所产生的影响，保留现有技术的扰码方案，而在本实施方式中，为了避免CP部分与其它下行物理信道相应位置的正交性的影响，在进行加扰处理时，采用了如图22所示的扰码结构，即对应每个单载波符号的长度，扰码的前面X个码片是最后X个码片的副本，其中X是CP的长度。在部分信道为HSDPA的HS-PDSCH的情况下，由于单载波符号的长度至少为512个码片，而其它下行物理信道的SF最大为256(E-HSPA中不考虑支持专用信道DPCH)，因此采用图21所示的下行扰码结构，其它下行物理信道的一个扩频周期内不会出现相同的两段扰码，所以不会对其它下行物理信道的接收造成影响。 

本发明的第四实施方式UMTS中的传输方法与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，UE侧对接收到的使用单载波符号的信道的信号，直接以频域均衡的方式进行接收，而在本实施方式中，UE侧在接收到使用单载波符号的信道的信号后，以频域均衡方式接收之前，先进行消除其它下行物理信道干扰的步骤，如先消除CPCIH的干扰。 

比如说，UE侧在接收到使用单载波符号的HS-PDSCH的信号后，在HS-PDSCH信道频域均衡处理之前先对其它下行物理信道进行干扰消除的处 理。由于CPICH的功率较大(通常占整个小区发射功率的5～10％)，因此，可以增加对CPICH信道的干扰消除的处理，如图23所示。其中，具体的CPCIH干扰消除方法可以采用现有技术的方案，如3GPP技术报告“TR25.991，Feasibility study on mitigation of effect of CPICH interference at UE”中提出的方案。通过这种干扰消除处理可以进一步消除HS-PDSCH中由于其它下行物理信道在一个单载波符号的两端没有采用CP而带来的影响。 

本发明的第五实施方式UMTS中的传输系统如图24所示。 

在网络侧的发送设备中包含：用于对部分信道的用户数据进行扩频的扩频模块、用于对经扩频模块扩频后的信号加扰的加扰模块、用于将经加扰模块加扰后的属于各用户终端的信号合并成一路信号的合路模块、用于将来自合路模块的部分信号组成至少一个单载波符号，将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为CP插入该单载波符号的最前部的CP插入模块，以及用于将CP插入模块输出的组成单载波符号的信号与其它下行物理信道信号合并后发送的发送模块。 

在UE中包含：用于根据信道估计模块的信道估计结果，从UE接收到的信号中消除使用单载波符号的信道以外的其它信道的干扰的前置干扰消除模块、用于进行信道估计的信道估计模块、用于对UE接收到的使用单载波符号的信道的信号进行FFT变换的FFT模块、用于根据信道估计模块的信道估计结果，对FFT模块输出的信号进行信道均衡处理的信道均衡模块、用于对信道均衡模块输出的信号进行IDTF变换的IFFT模块、用于对IFFT模块输出的信号进行解扰的解扰模块，以及用于对解扰模块输出的信号进行解扩的解扩模块。 

在本实施方式中，部分信道为HSDPA中用于承载用户数据的HS-PDSCH，网络侧的发送设备的CP插入模块将经扩频、加扰，并由合路模块合成一路的HS-PDSCH的至少一个子帧中的信号组成一个或多个单载波 符号，并将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为CP插入该单载波符号的最前部，通过发送模块将所组成的单载波符号与其它下行物理信道信号合并后发送。UE通过FFT模块、信道均衡模块、以及IFFT模块以频域均衡方式接收使用单载波符号的信道的信号，以常规的CDMA方式接收其它下行物理信道的信号，为了消除HS-PDSCH中由于其它下行物理信道在一个单载波符号的两端没有采用CP而带来的影响，在FFT模块之前增加了前置干扰消除模块。 

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。 

Claims (27)

1.一种通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，包含以下步骤：

在网络侧，在部分信道中，将信号组成带有循环前缀的单载波符号，并与其它下行物理信道的信号合并后发送；

在用户设备侧，以频域均衡方式接收使用所述单载波符号的信道的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号；

其中，使用所述单载波符号的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的高速物理下行共享信道HS-PDSCH。

2.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述频域均衡方式的接收包含以下子步骤：

先对收到的信号按所述单载波符号长度的数据块为单位进行离散傅里叶变换，将变换得到的信号进行信道均衡处理后再作逆离散傅里叶变换。

3.根据权利要求2所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现；

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。

4.根据权利要求2所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述信道均衡处理采用最小均方误差估计实现，其公式为：

(k＝0，1，...K-1)

其中 

为信道均衡处理结果，H(k)为多径信道的频域响应，σ²为噪声方差，Y(k)为接收信号的频域信号，K为FFT点数。

5.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述常规的码分多址方式的接收包含RAKE接收方式。 

6.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，还包含以下步骤：

在所述网络侧，在将信号组成所述单载波符号之前，对该信号先进行扩频和加扰的处理；

在所述用户设备侧，以所述频域均衡方式接收信号之后，对接收的信号进一步作解扰和解扩的处理。

7.根据权利要求6所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，通过以下步骤生成所述带有循环前缀的单载波符号：

将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部。

8.根据权利要求7所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在进行所述加扰处理所用的扰码结构中，对应每个所述单载波符号的长度，扰码的前面X个码片是最后X个码片的副本，其中X是所述循环前缀的长度。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在高速物理下行共享信道的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。

10.根据权利要求9所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述单载波符号的长度为N×256个码片，所述循环前缀的长度为M×16个码片，其中N为大于等于1小于等于30的整数，M为大于等于1的整数。

11.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述N的优选值为2，对应单载波符号的长度为512个码片，所述M的优选值为1或2，对应所述循环前缀的长度为16或32个码片。 

12.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述子帧中，每个单载波符号占一个时隙，长度为2560个码片。

13.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述子帧中，每个单载波符号占一个半时隙，长度为3840个码片。

14.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述子帧中，每个单载波符号占三个时隙，长度为7680个码片。

15.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述子帧中，每个时隙包含三个单载波符号，其中两个单载波符号的长度为1024个码片，另一个单载波符号的长度为512个码片。

16.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述子帧中，两个相邻时隙的组合共包含五个长度为1024码片单载波符号，单独的时隙包含两个长度为1024码片的单载波符号和一个长度为512码片的单载波符号。

17.根据权利要求9所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，根据用户设备的能力，所述网络侧在高速物理下行共享信道的不同子帧内使用不同的方式进行信号发送，如果子帧内是带有循环前缀的单载波符号，则用户设备以频域均衡方式接收该子帧，否则用户设备以常规的码分多址方式接收该子帧。

18.根据权利要求17所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述用户设备接收子帧中信号的方式由高层协议配置；或者，

所述网络侧在高速共享控制信道中指示每个高速物理下行共享信道子帧的信号发送方式，所述用户设备根据从高速共享控制信道中得到的指示进行相应方式的接收处理。

19.根据权利要求9所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在所述用户设备侧，从公共导频信道获得信道估计，再根据该信道估计 进行信道均衡处理。

20.根据权利要求9所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在所述用户设备侧，在以频域均衡方式接收之前，还包含消除其它下行物理信道干扰的步骤。

21.根据权利要求20所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，需要进行所述干扰消除处理的其它下行物理信道包括公共导频信道。

22.一种通用移动通信系统中的传输系统，其特征在于，包含：

网络侧的发送设备，用于在部分信道中，将信号组成带有循环前缀的单载波符号，并与其它下行物理信道的信号合并后发送；

用户设备，用于以频域均衡方式接收使用所述单载波符号的信道的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号；

其中，使用所述单载波符号的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的高速物理下行共享信道HS-PDSCH。

23.根据权利要求22所述的通用移动通信系统中的传输系统，其特征在于，在高速物理下行共享信道的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。

24.根据权利要求23所述的通用移动通信系统中的传输系统，其特征在于，所述发送设备包含：

扩频模块，用于对高速物理下行共享信道的用户数据进行扩频；

加扰模块，用于对经所述扩频模块扩频后的信号加扰；

合路模块，用于将经所述加扰模块加扰后的属于各用户终端的信号合并成一路高速物理下行共享信道信号；

循环前缀插入模块，用于至少在一个子帧中，将来自所述合路模块的高速物理下行共享信道信号组成至少一个单载波符号，将每个单载波符号最后 的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部；

发送模块，用于将所述循环前缀插入模块输出的高速物理下行共享信道信号与其它下行物理信道信号合并后发送。

25.根据权利要求23所述的通用移动通信系统中的传输系统，其特征在于，所述用户设备包含：

信道估计模块，用于进行信道估计；

DFT模块，用于对用户设备接收到的高速物理下行共享信道信号进行离散傅里叶变换；

信道均衡模块，用于根据所述信道估计模块的信道估计结果，对所述DFT模块输出的信号进行信道均衡处理；

IDFT模块，用于对所述信道均衡模块输出的信号进行逆离散傅里叶变换；

解扰模块，用于对所述IDFT模块输出的信号进行解扰；

解扩模块，用于对所述解扰模块输出的信号进行解扩。

26.根据权利要求25所述的通用移动通信系统中的传输系统，其特征在于，所述用户设备还包含：

前置干扰消除模块，用于根据所述信道估计模块的信道估计结果，从用户设备接收到的信号中消除高速物理下行共享信道以外的其它信道的干扰，并将消除干扰后的信号输出到所述DFT模块。

27.根据权利要求25所述的通用移动通信系统中的传输系统，其特征在于，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现；

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。 

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