CN101056152A - 通用移动通信系统中的传输方法及其体系 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信领域，公开了一种通用移动通信系统中的传输方法及其体系，使得在兼容现有UMTS系统的前提下提高了MIMO下行物理信道的抗多径干扰能力。本发明中，在网络侧将使用MIMO的下行物理信道中各支路信号分别组成带有循环前缀的单载波符号，并在与其他下行物理信道信号进行合并后，通过与各支路所对应的各发射天线分别发送到UE侧，UE以频域多用户检测处理方式处理各接收天线所接收到的使用MIMO的下行物理信道中的信号，对于其它下行物理信道，仍保持CDMA的常规方式进行接收。

Description

通用移动通信系统中的传输方法及其体系

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别涉及通用移动通信系统中的传输技术。

背景技术

第三代合作伙伴项目(3rd Generation Partnership Project，简称“3GPP”)作为移动通信领域的重要组织推动了第三代移动通信(The Third Generation，简称“3G”)技术的标准化工作，其早期的协议版本中上行和下行业务的承载都是基于专用信道的。

随着移动通信技术的发展，3G技术也在不断的发展演进。为了进一步提高3G中通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System，简称“UMTS”)的各方面性能，引入了高速下行分组接入(High SpeedDownlink Packet Access，简称“HSDPA”)和高速上行分组接入(High SpeedUplink Packet Access，简称“HSUPA”)。HSDPA和HSUPA中的数据包的调度和重传等由基站节点(Node B)控制。

其中，HSDPA作为下行高速数据包接入技术在2002年被引入到3GPP第5版(Release 5，简称“R5”)的版本中，并在3GPP第6版(Release 6，简称“R6”)中进行了进一步的改进。由于它采用更短的传输时间间隔(Transmission Timing Interval，简称“TTI”)2ms，并使用自适应的编码和调制(Adaptive Modulation and Coding，简称“AMC”)、混合自动重传请求(Hybrid Auto Repeat reQuest，简称“HARQ”)以及多用户分组调度等关键技术，因此，具有频谱效率高、下行传输速率大、传输时延小等明显的优势，从而可以对分组数据业务提供有效地支持。

为了实现用户设备(User Equipment，简称“UE”)下行数据的高速传输，HSDPA新增了两个下行物理信道和一个上行物理信道，它们分别是用于承载用户数据的高速下行物理共享信道(High Speed Physical DownlinkShared Channel，简称“HS-PDSCH”)，用于承载解调伴随数据信道HS-PDSCH所需的信令的下行的高速共享控制信道(High Speed Shared Control Channel，简称“HS-SCCH”)，以及用于承载UE的确认/不确认信息(ACK/NACK)和CQI等反馈信息的上行的专用物理控制信道(High Speed DedicatedPhysical Control Channel，简称“HS-DPCCH”)。Node B通过HS-DPCCH获知数据是否被正确接收，如果不正确，将发起重传，否则发送新数据。

HSUPA作为高速上行数据包接入技术，在2004年引入到了3GPP第6版(Release 6，简称“R6”)的版本中。与HSDPA类似，HSUPA也采用更短的TTI和帧长(2ms或10ms)以实现快速自适应控制，使用HARQ和基于Node B的快速上行调度技术，使得频谱效率高、上行传输速率快、传输时延小，从而更有效地支持了实时游戏业务、文件上传、宽带多媒体业务等分组数据业务的应用。

HSDPA与HSUPA中的上、下行物理信道都属于UMTS中的物理信道。UMTS物理层传输的基本单位是一个长度为10ms的物理帧，如图1所示，一个10ms帧(Frame)又细分为15个时隙(Slot)，在HSDPA和HSUPA中，一个10ms帧分解为5个2ms的子帧，每个子帧包括3个时隙。其中，每个时隙的长度为0.667ms，包含2560个码片(chip)。

在UMTS中，各下行物理信道首先由彼此正交的扩频码(信道化码)进行扩频，再由小区特定的下行链路扰码进行加扰。在接收端，同一小区的下行物理信道主要靠扩频码进行区分、同一物理信道的多径分量则由下行扰码加以分离，而相邻的不同小区的下行物理信道由于下行链路扰码不同，因此即使扩频码相同也可以加以区分。

UMTS中下行链路的扩频因子(Spreading Factor，简称“SF”)为2的幂，即SF＝1，2，4，8，16，32，64，128，256，512。根据3GPP的规范TS25.211，UMTS所定义的下行物理信道包括公共下行物理信道和专用下行物理信道两类，如图2所示，UMTS下行物理信道中除了HS-PDSCH、DPCH及S-CCPCH外，其它物理信道的SF都较大，因此速率较低但具有较大的扩频增益，图3和图4进一步示出了HS-SCCH和HS-PDSCH的帧结构。

然而，由于HSDPA与HSUPA基于码分多址(Code Division MultipleAccess，简称“CDMA”)技术，因此受到CDMA系统固有的多径干扰的限制，已经越来越难以满足移动通信不断向更大传输带宽(如20MHz带宽)和更高传输速率(如100-200Mbps)方向发展的需求。所以，与CDMA技术相比，具有优良的抗多径能力、易于与多天线技术结合和接收机结构较简单等明显的优势的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)技术，逐渐成为未来无线通信系统主要采用的多址方式，如3GPP的长期演进(Long Term Evolution，简称“LTE”)系统和3GPP2的空中接口演进(Air Interface Evolution，简称“AIE”)等系统。

OFDM在发送端，经过信道编码和调制(星座图映射)的高速数据符号成块进行逆快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称“IFFT”)变换后，插入循环前缀(Cyclic Prefix，简称“CP”)形成OFDM符号发送出去，经过多径信道(含噪声)后，接收信号将包含多个时延不同的多径分量，但是在接收端直接进行快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)处理后各多径分量自动完成分集合并，因此OFDM具有优良的抗多径能力，经FFT处理后的已经消除多径干扰影响的信号再经过信道均衡处理去除掉频率选择性信道的影响，即完成OFDM信号的接收处理。

OFDM虽然是一种典型的多载波技术，具有很强的抗多径能力，但却具有信号功率峰均比(PAPR，Peak Average Power Ratio)较大的问题。而基于频域均衡(FDE，Frequency Domain Equalization)的单载波(SC-FDE)技术通过引入与OFDM类似的CP，可以使得在接收端实现基于FFT的频域均衡，从而达到与OFDM系统类似的抗多径能力，同时还保持了峰均比较低的特性。

SC-FDE系统与OFDM系统相比，其差别在于将OFDM系统发送端的IFFT处理移到了接收端，因此，发送端直接插入CP后发送出去，经过多径信道(含噪声)在接收端进行FFT处理与信道均衡处理消除多径干扰影响和频率选择性信道的影响后，再经过IFFT处理变换到时域，即完成SC-FDE信号的接收处理。SC-FDE系统的CP部分，包含了M个数据符号的数据块的最后P个数据符号的拷贝。

尽管基于OFDM技术的LTE等系统能够满足未来移动通信的性能需求，但是，由于多址方式的不同，现有的HSPA(HSDPA/HSUPA的简称)系统和LTE系统是两个完全不兼容的系统，因此，现有的HSPA系统将难以向LTE系统平滑演进，从而使大量的HSPA投资得不到保护并将严重影响LTE系统的商用进程。

因此，在2006年二月份的3GPP无线接入网络(Radio Access Network，简称“RAN”)各工作组的会议上，由众多知名移动通信设备供应商和运营商共同提出了对HSPA技术进行演进的提案“R2-060492，Support forEvolution of HSPA(HSDPA+HSUPA)，2006-02”，并在不久前结束的2006年三月份的3GPP RAN全会上获得通过并确立了相关的研究工作项“RP-060217，HSPA Evolution Work Item Description，2006-03”。R2-060492和RP-060217对演进的HSPA(E-HSPA)的主要要求包括：只考虑在与现有HSPA系统相同的5MHz带宽内进行演进；需要接近或达到LTE系统在5MHz带宽内的频谱效率；峰值速率和时延等性能，必须能够与HSPA后向兼容；必须能够与HSPA后向兼容；尽可能向LTE系统平滑演进。

根据3GPP的研究报告“TR25.913，Requirements for Evolved UTRA andUTRAN，V7.3.0，2006-03”，LTE系统在5MHz带宽内的频谱效率和峰值速率等无线性能在下行方向是R6的HSDPA系统的3-4倍，在上行方向是HSUPA系统的2-3倍。因此，为了实现这一目标，必须采用多输入多输出(Multi-Input Multi-Output，简称“MIMO”)、高阶调制(64QAM或更高)等支持高频谱效率的无线技术。

目前，MIMO技术在无线通信系统中的应用越来越受到重视，无论是从增加系统容量的角度还是改善系统性能的角度，MIMO都有其不可替代的优越性。MIMO主要分为两大类，一类是以最大化分集增益为目的的空间分集技术，另一类则是以最大化数据速率为目的的空分复用技术。

在基于MIMO的空分复用技术中，传输数据分为多个并行的数据流分别经不同的发射天线发送，根据系统所采用的多址方式的不同，各发射天线的数据占用相同的信道码或频率或时间等信道资源，例如，CDMA系统中各发射天线使用相同的信道码及扰码，正交频分多址(OFDMA)系统中各发射天线使用相同的一组子载波等。

图5为CDMA系统中的MIMO发送端结构示意图。假定发射天线数为M，则M路并行的数据流每路分解为P个子流分别经过P个并行的正交的信道码扩频，然后每路分别插入不同的正交的导频合并形成M路扩频信号，其中这M路并行的数据流使用同样的P个并行的正交的信道码，最后，这M路扩频信号采用相同的扰码加扰后分别经过M个发射天线发送出去。另外，M路并行的数据流可以是同一用户的经过统一信道编码及星座图映射再数据分路后的并行数据流，也可以是同一用户的经过M个不同信道编码及星座图映射支路的并行数据流，或者是多个用户的的经过M个不同信道编码及星座图映射支路的并行数据流。

在MIMO系统的接收端，各接收天线所收取的信号是发送端各发射天线发射信号经过空中信道传输后的多径信号的迭加，即每个接收天线的信号，同时包含两类干扰，即因不同发射天线发射的不同信号混迭而造成的多用户干扰，以及各发射线发射的信号经过多径信道后形成的多径干扰。如图6所示，假定接收天线数为N，则各接收天线的信号首先对各多径进行解扩处理，然后进行空时RAKE接收处理，即对每个接收天线，对每个发射天线到达该接收天线的所有空间及时间维多径分量进行最大比合并，这样得到N路多径分量合并后的信号，每路信号均包含P个并行码道对应的P个分量信号。由于P个分量信号中每个分量信号均是M个不同的空间复用的信号的迭加，因此接收端在空时RAKE接收处理之后采用P个多用户检测分别对这P个分量信号的每一路进行多用户检测处理，最后恢复出M路并行的分别包含P个子流的信号流。其中，典型的多用户检测的实现方案是采用最小均方误差(MMSE)。

CDMA-MIMO系统中某接收天线上各接收信号经历的多径信道如图7所示。可以看到，任一接收天线接收的信号实际上包含各个不同发射天线上的信号，由于各发射天线到达该接收天线的信号经历了不同的多径信道，因此该接收天线接收的信号包含的多径分量数为M×L，其中L是每个发射天线信号到该接收天线的多径数。图6中的空时RAKE接收就是将这M×L个多径分量解扩并合并起来，为此需要估计各发射天线到该接收天线的多径信道的信道参数。由于这M×L个多径分量之间并不完全正交因而存在相互干扰，因此当MIMO阶数较高时较单天线系统多径干扰的因素显著增加，从而使得后续的多用户检测器难以有效分辨出各空间复用的信号流。实际上，MIMO通常又是同高阶调制(16QAM/64QAM)混合使用的，因此多径干扰的不利影响更为显著。

在实际应用中，上述方案存在以下问题：目前的HSPA系统难以支持MIMO之类的高频谱效率的无线技术，从而很难达到所提出的“接近或达到LTE系统在5MHz带宽内的频谱效率、峰值速率和时延等性能”以及“尽可能向LTE系统平滑演进”等要求。

造成这种情况的主要原因在于，对于现有HSPA的系统而言，由于受CDMA系统固有的多径干扰的限制，很难支持MIMO之类的高频谱效率的无线技术。

以HSDPA为例，在HSDPA协议制定之初就进行过大量的HSDPA支持MIMO/64QAM等的研究(参考3GPP的研究报告“TR25.848，Physical layeraspects of UTRA High Speed Downlink Packet Access，V4.0.0，2001-03”)。目前，3GPP在Release 7中提出的在现有的HSPA基础上引入MIMO的工作项中，也进行了大量的关于HSDPA-MIMO的性能研究。但是，所有这些研究都清楚地表明，在应用MIMO/64QAM等对信噪比(SNR)要求较高的技术时，由于多径环境下CDMA系统存在固有的多径干扰，CDMA系统自身的多径干扰已经超过环境噪声成为接收端SNR提高的主要限制。因此，为了有效支持MIMO/64QAM等高频谱效率技术，必须采用多径干扰消除(Multi-Path Interference Cancellation，简称“MPIC”)等复杂的接收机技术，才能达到较好的性能。即使如此，采用多径干扰消除等复杂的接收机技术所能达到的性能是有限的，特别是当采用高阶的MIMO如收发天线数为4及其以上的MIMO，以及MIMO和高阶调制混合使用时，采用多径干扰消除等复杂的接收机技术所能达到的性能极其有限。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种通用移动通信系统中的传输方法及其体系，使得在兼容现有UMTS系统的前提下提高了MIMO下行物理信道的抗多径干扰能力。

为实现上述目的，本发明提供了一种通用移动通信系统中的传输方法，包含以下步骤：

在网络侧，将使用多输入多输出的下行物理信道中的各支路信号分别组成带有循环前缀的单载波符号，并与其他采用码分多址方式的下行物理信道信号进行合并，将合并后的信号通过各支路的发射天线分别发送到用户设备侧；

在用户设备侧，以频域多用户检测处理方式接收各接收天线所收取的所述使用多输入多输出的信道中的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号。

其中，所述频域多用户检测处理方式的接收包含以下子步骤：

先对收到的信号按所述单载波符号长度的数据块为单位进行离散傅里叶变换，将变换得到的信号进行多用户检测后再作逆离散傅里叶变换。

此外在所述方法中，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现；

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。

此外在所述方法中，所述多用户检测技术通过最小均方误差估计算法实现，其公式为：

${\hat{X}}_{\mathrm{MMSE}}\left(k\right)=[H^H\left(k\right)H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}^2{I}^{-1}]H^H\left(k\right)Y\left(k\right),(k=\mathrm{0,1},...K-1)$

其中，

为多用户检测结果，H(k)为多径信道的频域响应，H^H(k)为H(k)的共轭转置，σ²为噪声方差，I为单位矩阵，Y(k)为接收信号的频域信号，K为FFT点数。

此外在所述方法中，所述常规的码分多址方式的接收包含RAKE接收方式。

此外在所述方法中，所有其他下行物理信道信号合并在一个带有循环前缀的单载波符号的支路信号中，其他支路信号在组成带有循环前缀的单载波符号后，与相应的第二公共导频信道进行合并。

此外在所述方法中，所述各支路信号在组成带有循环前缀的单载波符号后，分别与相应的第二公共导频信道以及其他不同的下行物理信道相应发射分集的信号进行合并。

此外在所述方法中，在所述网络侧，在将各支路信号组成所述单载波符号之前，对各支路信号先进行扩频和加扰的处理；

在所述用户设备侧，对经所述频域多用户检测处理方式处理后的各支路信号进一步作解扰和解扩的处理。

此外在所述方法中，通过以下步骤生成所述带有循环前缀的单载波符号：

将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部。

此外在所述方法中，所述使用多输入多输出的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道。

此外在所述方法中，所述高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道是高速下行物理共享信道；

在高速下行物理共享信道各支路的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。

此外在所述方法中，所述单载波符号的长度为N×256个码片，所述循环前缀的长度为M×16个码片，其中N为大于等于1小于等于30的整数，M为大于等于1的整数。

此外在所述方法中，所述N的优选值为2，对应单载波符号的长度为512个码片，所述M的优选值为1或2，对应所述循环前缀的长度为16或32个码片。

此外在所述方法中，每个单载波符号占一个时隙，长度为2560个码片。

此外在所述方法中，每个单载波符号占一个半时隙，长度为3840个码片。

此外在所述方法中，每个单载波符号占三个时隙，长度为7680个码片。

此外在所述方法中，每个时隙包含三个单载波符号，其中两个单载波符号的长度为1024个码片，另一个单载波符号的长度为512个码片。

此外在所述方法中，在一个子帧中，两个相邻时隙的组合共包含五个长度为1024码片单载波符号，单独的时隙包含两个长度为1024码片的单载波符号和一个长度为512码片的单载波符号。

此外在所述方法中，在所述用户设备侧，从公共导频信道获得信道估计，再根据该信道估计进行所述多用户检测。

本发明还提供了一种通用移动通信系统中的传输体系，包含：

网络侧的发送设备，用于将使用多输入多输出的下行物理信道中的各支路信号分别组成带有循环前缀的单载波符号，并与其他采用码分多址方式的下行物理信道信号进行合并，将合并后的信号通过各支路的发射天线分别发送到用户设备侧；

用户设备，用于以频域多用户检测处理方式接收各接收天线所收取的所述使用多输入多输出的信道中的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号。

其中，所述使用多输入多输出的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道。

此外，所述高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道是高速下行物理共享信道；

在高速下行物理共享信道各支路的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。

此外，所述发送设备还包含：

扩频模块，用于对高速下行物理共享信道各支路的用户数据进行并行的正交的扩频；

加扰模块，用于对经所述扩频模块扩频后的各支路的信号加扰；

循环前缀插入模块，用于至少在各支路的一个子帧中，将经所述加扰模块加扰后的各支路的信号组成至少一个单载波符号，将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部；

以及发送模块，用于将所述循环前缀插入模块输出的高速下行物理共享信道各支路的信号与其它下行物理信道信号和/或公共导频信道合并后发送。

此外，所述发送模块将所有其他下行物理信道信号合并在一条高速下行物理共享信道的支路信号中，将其他高速下行物理共享信道的支路信号与相应的第二公共导频信道进行合并。

此外，所述发送模块将高速下行物理共享信道的各支路信号分别与相应的第二公共导频信道以及其他下行物理信道相应发送分集的信号进行合并。

此外，所述用户设备包含：

信道估计模块，用于进行信道估计；

DFT模块，用于对所述接收天线接收到的高速下行物理共享信道信号进行离散傅里叶变换；

多用户检测器，用于根据所述信道估计模块的信道估计结果，对所述DFT模块输出的信号进行多用户检测；

IDFT模块，用于对所述多用户检测器输出的各支路信号进行逆离散傅里叶变换；

解扰模块，用于对所述IDFT模块输出的各支路信号进行解扰；

解扩模块，用于对所述解扰模块输出的各支路信号进行解扩。

此外，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现；

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的主要区别在于，在网络侧将使用MIMO的下行物理信道中各支路信号分别组成带有循环前缀的单载波符号，并在与其他下行物理信道信号进行合并后，通过与各支路所对应的各发射天线分别发送到UE侧，UE以频域多用户检测处理方式处理各接收天线所接收到的使用MIMO的下行物理信道中的信号，对于其它下行物理信道，仍保持CDMA的常规方式进行接收。使用了MIMO的信道可以有更好的抗多径能力，而其他下行物理信道由于使用常规的方式进行发送与接收，保证了现有的UE也可以正常接入。MIMO的信道在空口的变化仅仅是发送的信号被组织成带有循环前缀的单载波符号，发送的方式依然符合CDMA的基本原理，并不会对采用常规方式发送的信道产生影响，从而保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。

对MIMO信道而言，由于频域多用户检测处理消除了多径的影响，且各并行码道具有良好的正交性，因此不需要采用现有技术中的RAKE接收机结构进行各多径的分别接收和合并处理，既较现有技术中的MIMO接收结构简单，又较好地解决了多径干扰的问题，特别是与高阶调制共同应用时能够达到较高的频谱效率。

频域多用户检测处理的处理方式为先将接收到的信号进行DFT处理，再将经多用户检测后的信号作IDFT处理，其中，进行多用户检测所需的信道估计仍从各发射天线对应的导频P-CPICH和/或S-CPICH中获得，以较好地兼容现有的UMTS技术。因为采用了与LTE相近的接收结构，因此很容易实现E-HSPA/LTE的双模终端，从而有力支持E-HSPA系统向LTE系统的平滑演进。DFT和IDFT通过FFT实现，加快了处理速度。

在网络侧，可以将所有其他下行物理信道信号合并在一个支路信号中，只用多个发射天线中的一个进行发送，对所有其他下行物理信道而言就是单天线发射方式，这样可以更好地与现有技术兼容，让使用其它下行物理信道但不支持MIMO接收的手机也可以顺利地接入网络；也可以将其他下行物理信道信号组成发射分集分别合并在各个支路信号中，既充分利用了其它发射支路的功率并降低了对一个发射支路的功率要求，同时还获得了一定的分集增益。UE对其他下行物理信道信号仍采用现有技术方案，保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。

典型的，将本发明应用在在HSDPA的HS-PDSCH中，提高了HS-PDSCH的抗多径能力。对于HS-PDSCH，循环前缀长度是16的整数倍。因为HS-PDSCH的扩频因子是16，所以以16的整数倍作为循环前缀长度可以使循环前缀的引入对其它CDMA信号处理过程不产生任何影响，从而与现有UMTS系统具有最佳的兼容性。

本发明还提了出循环前缀长度的优选值为16或32、单载波符号长度的优选值为512。使用这些优选值可以在以下三个方面达到平衡：保证抗多径效果、尽可能地减少循环前缀在单载波符号中所占的比例以降低开销、使用较短的单载波符号长度以减少对接收信号采样数据存储的需求和FFT处理的计算复杂度。

单载波符号的长度可以灵活设置，一个单载波符号可以在一个时隙内也可以跨一个或多个时隙，一个子帧内各单载波符号的长度可以相同也可以不同。可以根据具体的应用环境灵活设置单载波符号的长度以获得最佳的效果。

附图说明

图1是现有技术中UMTS物理层的基本帧结构；

图2是现有技术中UMTS的下行物理信道的例举；

图3是现有技术中HS-SCCH的帧结构；

图4是现有技术中HS-PDSCH的帧结构；

图5是根据现有技术中CDMA系统的MIMO发送端示意图；

图6是根据现有技术中CDMA系统的MIMO接收端示意图；

图7是根据现有技术中CDMA-MIMO系统中接收天线上各信号经历的多径信道示意图；

图8是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法流程图；

图9是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的网络侧发送端的示意图；

图10是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图；

图11是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图；

图12是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图；

图13是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图；

图14是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图；

图15是根据本发明第一实施方式的一种HS-PDSCH的单载波符号的设置示意图；

图16是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的UE采用双支路方式接收下行物理信道的信号示意图；

图17是根据本发明第一实施方式的UMTS中的传输方法的UE侧接收端的示意图；

图18是根据本发明第二实施方式的UMTS中的传输方法的网络侧发送端的示意图；

图19是根据本发明第三实施方式的UMTS中的传输体系结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

本发明的核心在于，网络侧在使用MIMO的下行物理信道中，将各支路的信号组成带有CP的单载波符号，并与其它采用CDMA方式的下行物理信道的信号合并后发送，每个单载波符号的最前部的CP为该单载波符号最后的部分码片的复本。UE侧在接收到下行物理信道的信号后，以频域多用户检测处理方式接收使用MIMO的下行物理信道中的信号，以常规的CDMA方式接收其它采用CDMA方式的下行物理信道的信号。其中，频域多用户检测处理处理为先进行离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)，将得到的信号进行多用户检测后再作逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称“IDFT”)。

以上对本发明的原理进行了阐述，下面根据该原理，对本发明的第一实施方式UMTS中的传输方法进行详细说明，在本实施方式中，所进行的DFT通过FFT实现，所进行的IDFT通过IFFT实现，以加快处理速度。

如图8所示，在步骤801中，网络侧将使用MIMO的下行物理信道中各支路的信号在进行扩频和加扰的处理后，组成带有CP的单载波符号。其中，CP为该单载波符号最后的部分码片的复本；使用MIMO的下行物理信道可以是HSDPA中用于承载用户数据的下行物理信道，如HS-PDSCH。

具体地说，如图9所示，假定发射天线数为M，则M路并行的数据流每路分解为P个子流分别经过P个并行的正交的信道码扩频后，合并形成M路扩频信号，即这M路并行的数据流使用同样的P个并行的正交的信道码，然后这M路扩频信号用相同的扰码加扰。将经过扩频和加扰的各支路的HS-PDSCH信号至少在一个子帧中组成一个或多个单载波符号，并将每个单载波符号最后的部分码片复制后作为CP插入到该单载波符号的最前部。包括CP长度在内的单载波符号的长度为N×256个码片，N的取值范围为大于等于1小于等于30的整数，CP的长度为M×16个码片，M的取值范围为大于等于1的整数。之所以将CP的长度设置为16的整数倍，是因为HS-PDSCH的扩频因子是16，所以以16的整数倍作为CP长度可以使CP的引入对其它CDMA信号处理过程不产生影响，从而与现有UMTS系统具有最佳的兼容性。下面简单介绍几种长度不同的单载波符号。

如图10所示，网络侧将一个2ms子帧的一个时隙内的信号组成了多个单载波符号，包括CP长度在内的每个单载波符号的长度为N×256个码片，CP的长度为M×16个码片；

如图11所示，网络侧将一个2ms子帧的一个时隙内的信号组成了一个单载波符号，因此该单载波符号的长度为2560个码片，在该单载波符号最前部的CP长度为M×16个码片；

如图12所示，网络侧将一个2ms子帧的一个半时隙内的信号组成了一个单载波符号，因此该单载波符号的长度为3840个码片，在该单载波符号最前部的CP长度为M×16个码片；

如图13所示，网络侧将一个2ms子帧内的信号组成了一个单载波符号，由于一个2ms的子帧包含了3个时隙，因此该单载波符号的长度为7680个码片，在该单载波符号最前部的CP长度为M×16个码片。

另外，也可以在同一时隙内设置不同长度的单载波符号。如图14所示，将一个时隙内的信号组成3个单载波符号，将前两个单载波符号长度均为1024个码片，最后一个单载波符号长度为512个码片。而且，单载波符号还可以跨K个时隙，K为大于等于1小于等于3的整数。如图15所示，将一个2ms子帧的前2个时隙内的信号组成了5个单载波符号，每个单载波符号的长度均为1024个码片，将最后一个时隙内的信号组成3个单载波符号，将前两个单载波符号长度均为1024个码片，最后一个单载波符号长度为512个码片。

当然，如果演进的HSDPA采用更短的子帧结构(例如子帧的长度为一个时隙，即一个子帧只包含一个时隙)，也可以采用类似于图10至图15所示的方式设置单载波符号的长度。

与现有技术相比，本实施方式将经过扩频和加扰的HS-PDSCH信号组成了一个或多个单载波符号，并在每个单载波符号的最前部插入CP，因此，为了减少因引入CP而造成的开销，CP的长度应大于最大可能的多径时延扩展。根据3GPP的技术报告“TR25.814，Physical Layer Aspects for Evolved UTRA”，对单小区传输的情况采用的CP长度是4.7us，因此，本实施方式优选的HS-PDSCH的CP长度是16或32个码片，也就是说，M的优选值为1或2，即对应4.17us或8.3us。在确定了CP长度的情况下，单载波符号长度的确定主要需考虑两个因素，一是要求CP的开销占有效数据的比例应尽可能的低，二是要求尽量地减少对接收信号采样数据存储的需求以及FFT处理的计算复杂度。而前者需要单载波符号长度尽可能地大一些，而后者需要单载波符号长度尽可能地短一些，因此，在平衡上述两个因素的情况下，本实施方式优选的HS-PDSCH的单载波符号长度为512个码片，也就是说，N的优选值为2，即将一个2ms子帧的一个时隙内的信号组成了5个单载波符号，当采样频率为码片速率时，FFT的长度为512，当采样频率为两倍码片速率时，FFT的长度为1024，

网络侧将经过扩频和加扰的HS-PDSCH中各支路的信号组成单载波符号，并插入CP后，进入步骤802，将HS-PDSCH中各支路的信号与其它下行物理信道的信号合并后发送。

具体地说，如图9所示，网络侧将所有其他下行物理信道信号合并在一个带有CP的单载波符号的支路信号中，其他支路信号在组成带有CP的单载波符号后，与相应的经过扩频和加扰的第二公共导频信道(Secondary Common PilotChannel，简称“S-CPICH”)进行合并，通过使用不同的S-CPICH信道码的不同，保证各S-CPICH的相互正交，当发射天线数为1时，即只有一个带有CP的单载波符号的支路信号时，其对应的导频信道为即为基本公共导频信道(Primary Common Pilot Channel，简称“P-CPICH”)，也就是单天线方式。由于所有其他下行物理信道信号合并在一个支路信号中，只用多个发射天线中的一个进行发送，因此，对所有其他下行物理信道而言就是单天线发射方式，可以更好地与现有技术兼容，让使用其它下行物理信道但不支持MIMO接收的手机也可以顺利地接入网络。

接着，进入步骤803，UE侧接收来自网络侧的下行物理信道的信号。由于网络侧是将使用MIMO的下行物理信道的信号与其它采用CDMA方式的下行物理信道的信号合并后发送到UE侧的，因此，UE侧对接收到的MIMO信道的信号进行步骤805与806的处理，对接收到的其它下行物理信道的信号进行步骤804的处理，即以常规的CDMA接收方式(如RAKE接收方式)对接收到的其它下行物理信道的信号进行处理，最终得到解调的其它下行物理信道信号。

具体地说，UE侧采用双支路方式接收下行物理信道的信号。当MIMO信道为HSDPA中用于承载用户数据的下行物理信道，如HS-PDSCH时，如图16所示，对除HS-PDSCH外的其它下行物理信道采用现有技术(如RAKE接收方式)进行接收，最终得到解调的其它下行物理信道信号；对HS-PDSCH的信号，采用本实施方式中频域多用户检测处理的方式以及解扰和解扩处理，最终得到解调的HS-PDSCH信号。

针对上述案例，在步骤805中，UE对接收到的HS-PDSCH信号，进行频域多用户检测处理的处理。

具体地说，如图17所示，在UE侧的接收端，假定接收天线数为N，则各接收天线的信号首先分别以单载波符号长度的数据块为单位进行FFT处理变换到频域，然后对频域的每个子载波进行多用户检测，即每个子载波分别进行多用户检测以分离出空间复用的M个不同的发射支路信号。其中，多用户检测技术可以典型地采用最小均方误差估计(MMSE)算法。尽管各天线的接收信号均包含了多个时延不同的多径分量，但经过FFT处理后各多径分量自动完成合并，则第n个接收天线的接收信号Y_n(k)，(k＝0，1，…K-1，K为FFT点数)可以表示为：

$Y_n\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{mn}}\left(k\right)X_m\left(k\right)+W_n\left(k\right)---\left(1\right)$

其中H_mn(k)，(k＝0，1，…K-1)为第m个发射天线到第n个接收天线的多径信道的频域响应，X_m(k)为第m个发射天线支路对应的发射信号，W_n(k)为第n个接收天线的白噪声的频域信号，其中各接收天线的噪声方差相同为σ²。为了便于描述，分别定义发射信号向量、接收信号向量和噪声信号向量如下：

$\left(k\right)={\left[\begin{array}{c}{X}_1\left(k\right)\\ X_2\left(k\right)\\ M\\ X_M\left(k\right)\end{array}\right]}_{M\×1}$ $Y\left(k\right)={\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(k\right)\\ Y_2\left(k\right)\\ M\\ Y_N\left(k\right)\end{array}\right]}_{N\×1}$ $W\left(k\right)={\left[\begin{array}{c}{W}_1\left(k\right)\\ W_2\left(k\right)\\ M\\ W_M\left(k\right)\end{array}\right]}_{N\×1}---\left(2\right)$

以及MIMO信道频域响应矩阵：

$H\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}{H}_{11}\left(k\right)& H_{21}\left(k\right)& \mathrm{\Λ}& H_{M1}\left(k\right)\\ H_{12}\left(k\right)& H_{22}\left(k\right)& \mathrm{\Λ}& H_{M2}\left(k\right)\\ M& M& O& M\\ H_{1,N}\left(k\right)& H_{2,N}\left(k\right)& \mathrm{\Λ}& H_{M,N}\left(k\right)\end{array}\right]}_{N\×M}---\left(3\right)$

则输入频域信号向量可以表示为：

Y(k)＝H(k)·X(k)+W(k)                        (4)

而多用户检测所采用的MMSE算法将按下式计算发射信号向量X(k)的MMSE估计：

${\hat{X}}_{\mathrm{MMSE}}\left(k\right)={[H^H\left(k\right)H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}^{2}I]}^{-1}{H}^H\left(k\right)Y\left(k\right)---\left(5\right)$

其中，

为多用户检测结果，H(k)为多径信道的频域响应，H^H(k)为H(k)的共轭转置，σ²为噪声方差，I为单位矩阵，Y(k)为接收信号的频域信号，K为FFT点数。对单天线情况(M＝1，N＝1)，式(5)即简化为：

${\hat{X}}_{\mathrm{MMSE}}\left(k\right)=\frac{H^{*}\left(k\right)}{{\left|H\left(k\right)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}\·Y\left(k\right)---\left(6\right)$

该操作即为对单天线情况的基于MMSE的信道均衡处理。

其中，UE进行多用户检测所需的信道估计仍通过现有技术获得，典型地可以从各发射天线对应的P-CPICH和/或S-CPICH中获取，以较好地兼容现有的UMTS技术。

由于频域多用户检测处理处理采用了与LTE相近的接收结构，因此很容易实现E-HSPA/LTE的双模终端，从而有力支持E-HSPA系统向LTE系统的平滑演进。

接着，进入步骤806，UE侧的接收端将经频域多用户检测处理处理的各支路信号进行解扰和解扩(如图17所示)。具体地说，在经过多用户检测后，空间复用的M个不同的发射支路信号被分离出来，并且已经消除了多径信道的干扰，这M个支路信号在分别经过IFFT处理后，再分别进行解扰和解扩处理，最后分别恢复出M个支路信号中的P个并行码道的信号分量。由于频域多用户检测处理消除了多径的影响，各并行码道具有良好的正交性，因此不需要采用现有技术中的RAKE接收机结构进行各多径的分别接收和合并处理，既较现有技术中的MIMO接收结构简单，又较好地解决了多径干扰的问题，特别是与高阶调制共同应用时能够达到较高的频谱效率。

在本实施方式中，网络侧将使用MIMO的下行物理信道中的各支路信号分别组成带有CP的单载波符号，并在与其他采用CDMA方式的下行物理信道信号进行合并后，通过与各支路所对应的各发射天线分别发送到UE侧，UE以频域多用户检测处理方式处理各接收天线所接收到的使用MIMO的下行物理信道中的信号，对于其它下行物理信道，仍保持CDMA的常规方式进行接收。使用了MIMO的信道可以有更好的抗多径能力，而其他下行物理信道由于使用常规的方式进行发送与接收，保证了现有的UE也可以正常接入。MIMO的信道使用SC-FDE方式后，在空口的变化仅仅是发送的信号被组织成带有循环前缀的单载波符号，发送的方式还是符合CDMA的基本原理的，并不会对采用常规方式发送的信道产生影响，从而保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。

本发明的第二实施方式UMTS中的传输方法与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，网络侧将所有其他下行物理信道信号合并在一个支路信号中，只用多个发射天线中的一个进行发送，而在本实施方式中，各支路信号在组成带有CP的单载波符号后，分别与相应的S-CPICH以及其他不同的下行物理信道相应发射分集的信号进行合并。

具体地说，如图18所示，各发射天线对应的导频信道均采用S-CPICH(各S-CPICH信道码不同保证相互正交)，即第一根发射天线的导频也采用S-CPICH而不是P-CPICH，这样，除了HS-PDSCH信道以及各发射支路对应的导频信道S-CPICH外的其它下行物理信道均采用发射分集的方式由各发射天线支路同时发射，既充分利用了其它发射支路的功率并降低了对一个发射支路的功率要求，同时还获得了一定的分集增益。UE对其他下行物理信道信号仍采用现有技术方案，保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。

本发明的第三实施方式UMTS中的传输系统如图19所示。

在网络侧的发送设备中包含：用于对使用MIMO的下行物理信道中各支路的用户数据进行并行的正交扩频的扩频模块、用于对经扩频模块扩频后的各支路信号加扰的加扰模块、用于至少在各支路的一个子帧中，将经加扰模块加扰后的各支路的信号组成至少一个单载波符号，将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为CP插入该单载波符号的最前部的CP插入模块，以及用于将CP插入模块输出的各支路信号的与其它采用CDMA方式的下行物理信道信号和/或CPICH合并后发送的发送模块。

在UE中包含：用于进行信道估计的信道估计模块、用于对接收天线接收到的使用MIMO的下行物理信道信号进行DFT变换的DFT模块、用于根据信道估计模块的信道估计结果，对DFT模块输出的信号进行多用户检测的多用户检测器、用于对多用户检测器输出的信号进行IDFT变换的IDFT模块、用于对IDFT模块输出的信号进行解扰的解扰模块，以及用于对解扰模块输出的信号进行解扩的解扩模块。

在本实施方式中，使用MIMO的下行物理信道为HSDPA中用于承载用户数据的HS-PDSCH，DFT模块所进行的DFT通过FFT实现，IDFT模块所进行的IDFT通过IFFT实现，以加快处理速度。

网络侧的发送设备通过CP插入模块将使用MIMO的下行物理信道中的各支路信号分别组成带有CP的单载波符号，并通过发送模块将组成的单载波符号与其他采用CDMA方式的下行物理信道信号进行合并，并将合并后的信号通过各支路的发射天线分别发送到UE侧。UE侧的接收端通过DFT模块、多用户检测器、以及IDFT模块以频域多用户检测处理方式接收使用MIMO的下行物理信道信号，以常规的CDMA方式(如RAKE方式)接收其它采用CDMA方式的下行物理信道的信号。

需要说明的是，在本实施方式中，网络侧的发送设备中的发送模块可以将所有其他采用CDMA方式的下行物理信道信号合并在一个支路信号中，只用多个发射天线中的一个进行发送，对所有其他采用CDMA方式的下行物理信道而言就是单天线发射方式，这样可以更好地与现有技术兼容，让使用其它采用CDMA方式的下行物理信道但不支持MIMO接收的手机也可以顺利地接入网络；也可以将其他采用CDMA方式的下行物理信道信号组成发射分集分别合并在各个支路信号中，既充分利用了其它发射支路的功率并降低了对一个发射支路的功率要求，同时还获得了一定的分集增益。UE对其他下行物理信道信号仍采用现有技术方案，保证了与现有UMTS技术的良好兼容性。

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (27)

1.一种通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，包含以下步骤：

在网络侧，将使用多输入多输出的下行物理信道中的各支路信号分别组成带有循环前缀的单载波符号，并与其他采用码分多址方式的下行物理信道信号进行合并，将合并后的信号通过各支路的发射天线分别发送到用户设备侧；

在用户设备侧，以频域多用户检测处理方式接收各接收天线所收取的所述使用多输入多输出的信道中的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号。

2.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述频域多用户检测处理方式的接收包含以下子步骤：

先对收到的信号按所述单载波符号长度的数据块为单位进行离散傅里叶变换，将变换得到的信号进行多用户检测后再作逆离散傅里叶变换。

3.根据权利要求2所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现；

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。

4.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述多用户检测技术通过最小均方误差估计算法实现，其公式为：

${\hat{X}}_{\mathrm{MMSE}}\left(k\right)=[H^H\left(k\right)H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}^2{I}^{-1}]H^H\left(k\right)Y\left(k\right),(k=\mathrm{0,1},...K-1)$

其中，

为多用户检测结果，H(k)为多径信道的频域响应，H^H(k)为H(k)的共轭转置，σ²为噪声方差，I为单位矩阵，Y(k)为接收信号的频域信号，K为FFT点数。

5.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述常规的码分多址方式的接收包含RAKE接收方式。

6.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所有其他下行物理信道信号合并在一个带有循环前缀的单载波符号的支路信号中，其他支路信号在组成带有循环前缀的单载波符号后，与相应的第二公共导频信道进行合并。

7.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述各支路信号在组成带有循环前缀的单载波符号后，分别与相应的第二公共导频信道以及其他不同的下行物理信道相应发射分集的信号进行合并。

8.根据权利要求1所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在所述网络侧，在将各支路信号组成所述单载波符号之前，对各支路信号先进行扩频和加扰的处理；

在所述用户设备侧，对经所述频域多用户检测处理方式处理后的各支路信号进一步作解扰和解扩的处理。

9.根据权利要求8所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，通过以下步骤生成所述带有循环前缀的单载波符号：

将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述使用多输入多输出的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道。

11.根据权利要求10所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道是高速下行物理共享信道；

在高速下行物理共享信道各支路的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。

12.根据权利要求11所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述单载波符号的长度为N×256个码片，所述循环前缀的长度为M×16个码片，其中N为大于等于1小于等于30的整数，M为大于等于1的整数。

13.根据权利要求12所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，所述N的优选值为2，对应单载波符号的长度为512个码片，所述M的优选值为1或2，对应所述循环前缀的长度为16或32个码片。

14.根据权利要求12所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，每个单载波符号占一个时隙，长度为2560个码片。

15.根据权利要求12所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，每个单载波符号占一个半时隙，长度为3840个码片。

16.根据权利要求12所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，每个单载波符号占三个时隙，长度为7680个码片。

17.根据权利要求12所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，每个时隙包含三个单载波符号，其中两个单载波符号的长度为1024个码片，另一个单载波符号的长度为512个码片。

18.根据权利要求12所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在一个子帧中，两个相邻时隙的组合共包含五个长度为1024码片单载波符号，单独的时隙包含两个长度为1024码片的单载波符号和一个长度为512码片的单载波符号。

19.根据权利要求11所述的通用移动通信系统中的传输方法，其特征在于，在所述用户设备侧，从公共导频信道获得信道估计，再根据该信道估计进行所述多用户检测。

20.一种通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，包含：

网络侧的发送设备，用于将使用多输入多输出的下行物理信道中的各支路信号分别组成带有循环前缀的单载波符号，并与其他采用码分多址方式的下行物理信道信号进行合并，将合并后的信号通过各支路的发射天线分别发送到用户设备侧；

用户设备，用于以频域多用户检测处理方式接收各接收天线所收取的所述使用多输入多输出的信道中的信号，以常规的码分多址方式接收其它下行物理信道的信号。

21.根据权利要求20所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述使用多输入多输出的信道是高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道。

22.根据权利要求21所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述高速下行分组接入中承载用户数据的下行物理信道是高速下行物理共享信道；

在高速下行物理共享信道各支路的至少一个子帧中包含至少一个单载波符号。

23.根据权利要求22所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述发送设备还包含：

扩频模块，用于对高速下行物理共享信道各支路的用户数据进行并行的正交的扩频；

加扰模块，用于对经所述扩频模块扩频后的各支路的信号加扰；

循环前缀插入模块，用于至少在各支路的一个子帧中，将经所述加扰模块加扰后的各支路的信号组成至少一个单载波符号，将每个单载波符号最后的部分码片的复本作为循环前缀插入该单载波符号的最前部；

以及发送模块，用于将所述循环前缀插入模块输出的高速下行物理共享信道各支路的信号与其它下行物理信道信号和/或公共导频信道合并后发送。

24.根据权利要求23所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述发送模块将所有其他下行物理信道信号合并在一条高速下行物理共享信道的支路信号中，将其他高速下行物理共享信道的支路信号与相应的第二公共导频信道进行合并。

25.根据权利要求23所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述发送模块将高速下行物理共享信道的各支路信号分别与相应的第二公共导频信道以及其他下行物理信道相应发送分集的信号进行合并。

26.根据权利要求23所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述用户设备包含：

信道估计模块，用于进行信道估计；

DFT模块，用于对所述接收天线接收到的高速下行物理共享信道信号进行离散傅里叶变换；

多用户检测器，用于根据所述信道估计模块的信道估计结果，对所述DFT模块输出的信号进行多用户检测；

IDFT模块，用于对所述多用户检测器输出的各支路信号进行逆离散傅里叶变换；

解扰模块，用于对所述IDFT模块输出的各支路信号进行解扰；

解扩模块，用于对所述解扰模块输出的各支路信号进行解扩。

27.根据权利要求26所述的通用移动通信系统中的传输体系，其特征在于，所述离散傅里叶变换通过快速傅里叶变换实现；

所述逆离散傅里叶变换通过逆快速傅里叶变换实现。

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