CN101027572B - 使用信号路径选择的盲信号分离 - Google Patents

Abstract

一种可分离由M信号源所提供源信号的通信装置，该通信装置包含一天线阵列，其包含N元件，用以形成接收该M源信号至少N不同加总的至少N天线波束，其中，N及M大于2。一控制器，连接至该天线阵列，以选择性形成该至少N天线波束。一盲信号分离处理器形成一包含该M源信号至少N不同加总的混合矩阵。该盲信号分离处理器亦可决定该M源信号不同加总是否为相关联或统计独立，若否，则与该控制器共同操作，以不同波束形成而接收该M源信号新不同加总，来取代该混合矩阵中不相关联或统计独立的M源信号不同加总。预期源信号可通过该盲信号分离处理器与该混合矩阵分离。

Description

使用信号路径选择的盲信号分离

技术领域

本发明系有关信号处理领域，更特别有关使用盲信号分离(BSS)技术将预期源信号与源信号混合分离。

背景技术

盲信号分离系涉及从组合信号回复源信号，其中该组合信号系包含源信号的混合物。该分离为”盲目”系其通常被以信号，信号源及传导频道位于信号上的效应相关的有限资讯来执行。

一例系宴会上的个人可将单声音与房间中所有声音组合分离时的熟悉”鸡尾酒会”效应。盲源分离特别可应用至手机及个人无线通信装置，其中通常共存于相同频谱中的许多频带系被众多射频发射器混乱。共频道发射器的问题系被预期只会随着年复一年低功率，如蓝芽及其他个人领域网络的未授权无线技术发展而更糟。

三个普遍使用盲信号分离技术系为主分量分析(PCA)，独立分量分析(ICA)及单值分解(SVD)。主分量分析系涉及源信号第一及第二矩统计值，且被用于源信号的信号噪声信号比很高时。另外，独立分量分析系被使用涉及主分量分析处理之后的源信号第三及第四矩统计值。可替代是，单值分解可被用来以其特征值为基础将源信号与源信号混合物分离。

无论被应用的盲信号分离技术为何，多个感测器系被用来接收来自各信号源的不同源信号混合物。各感测器系输出源信号唯一加总的源信号混合物。通常，接收器并不知频道系数及原始源信号。信号唯一加总系被用来集结混合矩阵。适当盲信号分离技术接着被施加至混合矩阵以便将预期源信号与源信号混合物分离。

如一例，美国专利号第6,799,170系揭示使用独立分量分析将独立源信号与源信号混合物分离。多个感测器系接收源信号混合物，而处理器随时采取源信号混合物的样本并储存各样本当作数据向量来创造数据组。各感测器系输出源信号唯一加总的源信号混合物。独立分量分析模块系执行该数据向量的独立分量分析将源信号混合物中的独立源信号与其他信号分离。

感测器系被空间性彼此分离，而该处理器仅为各感测器产生一数据向量来创造数据组。’170专利案亦揭示感测器数N等于或大于源数M，也就是N≥M可集结数据组。该实施的一问题系当源数M增加时，感测器数N亦增加。小型可携式通信装置系对大量感测器数N具有少许可用体积，而装设该感测器于通信装置外侧对使用者是个问题。

美国专利号第6,931,362系揭示使用盲信号分离分离信号的另一方法。被揭示盲信号分离技术系形成具有可最小化因干扰发射器及高斯噪声信号所造成的均方差的混合矩阵笔适应阵列权重的混合矩阵。该混合权重系最大化信号干扰加噪声信号比。如同’170专利案，感测器亦被空间性彼此分离，而感测器数N等于或大于源数M以集结混合矩阵。再者，各感测器系提供单输入至产生大量面积给可携式通信装置的混合矩阵。

发明内容

考虑上述背景，本发明目的系提供一通信装置，包含可以盲信号分离技术接收源信号混合物使预期源信号可被分离的一小型天线阵列。

依据本发明的此及其他目的，特性及优点系通过通信装置提供分离M信号源所提供的源信号，该通信装置系包含可接收该M源信号不同加总的一天线阵列。一接收器或接收器组件系被连接至该天线阵列，而一盲信号分离处理器系被连接至该接收器以形成混合矩阵。该混合矩阵系包含被该天线阵列接收的该M源信号不同加总。该盲信号分离处理器接着将预期源信号与该混合矩阵分离。

除了使用空间分离感测器为该混合矩阵提供M源信号不同加总的外，小型天线阵列可被替代使用。针对可携式通信装置，因为天线阵列提供一个以上输入至该混合矩阵而仍维持紧密，所以盲信号分离技术可被使用。

特别是，路径选择可被用来提供信号不同加总来做盲信号分离处理。路径选择系被执行使被用来集结混合矩阵的所有源信号加总均被产生关联(第一及第二矩)及/或统计(第三及第四矩)独立。也就是说，天线波束系被选择性形成使入射信号得以被选择性挑选来提供混合矩阵中的源信号新加总来取代不被产生关联及/或统计独立的加总。

天线阵列可包含N天线元件来接收M源信号至少N不同加总，N及M大于2。一控制器可被连接至天线阵列来选择性形成至少N天线波束。

一接收器组件，被连接至该天线阵列接收该M源信号至少N不同加总。一盲信号分离处理器，被连接至该接收器组件以形成包含该M源信号至少2N不同加总的混合矩阵。

盲信号分离处理器亦可决定M源信号不同加总是否为被相关联或统计独立，若否，则与控制器共同操作来形成可接收M源信号新不同加总的不同波束来取代混合矩阵中不被相关联或统计独立的M源信号不同加总。预期源信号系通过盲信号分离处理器被与混合矩阵分离。

另一实施例中，接收器组件可包含N耙式接收器，各耙式接收器系包含可针对被连接至此的各天线元件所接收的M源信号不同加总选择k不同多路分量的k耙指。盲信号分离处理器可被连接至N耙式接收器来形成混合矩阵，其可包含达M源信号至少N不同加总的至少kN不同多路分量。该混合矩阵系具有等于达kN的排序。

N天线元件可被相关联。该N相关联天线元件可包含N主动天线元件使该天线阵列得以形成相位阵列。可替代是，该N关联天线元件可包含至少一主动天线元件，及至多N-1被动天线元件使该天线阵列得以形成切换波束天线。

M源信号各加总系为线性。盲信号分离处理器可以主分量分析，独立分量分析及单值分解至少其中之一为基础将预期源信号与混合矩阵分离。

对路径选择实施例之一增强系涉及可接收附加信号加总给混合矩阵使用而不必添加附加天线元件的阵列偏向。阵列偏向系涉及控制方位角及/或仰角方向中的天线场型。

本发明另一特征系有关一种操作通信装置用于上述分离M信号源所提供的源信号的方法。

附图说明

图1为依据本发明的典型操作方案方块图，其中通信装置系接收来自其各信号源的预期及非预期信号。

图2为图1所示通信装置的更详细方块图。

图3为依据本发明为混合矩阵创造源信号线性独立加总的不同方法说明。

图4为依据本发明被配置当作切换波束天线的天线阵列方块图。

图5为依据本发明被配置当作相位阵列的天线阵列方块图。

图6为依据本发明被配置极性天线元件的天线阵列方块图。

图7为描绘依据本发明使用三极性的三因次图。

图8为依据本发明包含可为盲信号分离处理提供不同信号加总的相关联及不相关联天线元件的通信装置方块图。

图9为依据本发明为盲信号分离处理提供不同信号加总的阵列偏向为基础操作的通信装置方块图。

图10为依据本发明具有可选择性改变天线场型仰角的仰角控制器的切换波束天线方块图。

图11系为描绘方位角方向中的天线场型且接着被以仰角方向旋转以回应图9所示仰角控制器的天线图示。

图12为依据本发明具有可以仰角方向旋转天线场型的被形成于接地平面中的射频抑流圈的天线元件方块图。

图13为依据本发明为盲信号分离处理提供不同信号加总的路径选择为基础操作的通信装置方块图。

图14为依据本发明为盲信号分离处理提供附加信号加总的展开码为基础操作的通信装置方块图。

图15为依据本发明为盲信号分离处理提供附加信号加总的同相及正交信号分量为基础操作的通信装置方块图。

图16为图15所示被连接至天线元件的同相及正交模块更详细方块图。

图17为依据本发明以场型分集为基础操作的多输入多输出系统方块图。

图18为依据本发明提出符号间干扰的富利叶转换通信系统方块图。

图19为依据本发明的通信系统方块图，其中传送器系以分时基础改变各分层空间流的功率位准。

图20为依据本发明的通信系统方块图，其中波浪场型系被用来支援多传送器传送至相同存取点。

图21为依据本发明的接收器最佳处理及功率汲极方块图。

图22为协调其操作与传送器的图21所示接收器方块图。

图23为依据本发明传送接收器已知时序波状的场型轮廓图示。

图24为依据本发明的时线，其中符号周期系具有12变数(也就是12晶片)，而被改变的参数系被4晶片固定。

图25为依据本发明的用于多个空间独立频道的接收器方块图。

图26为依据本发明的接收器解码链方块图。

图27至图30系为分别对应图26中的节点A，B，D及E的振幅对频率图示。

具体实施方式

本发明现在更详细参考此后显示本发明较佳实施例的附图做说明。然而，本发明可以许多不同型式来具体化，而应不限于在此说明实施例来建构。当然，这些实施例系被提供使此揭示可透彻及完整，且可完全传达本发明范围给熟练技术人士。片及全文的类似数字系代表类似元件，而主要标记系被用来标示替代实施例中的类似元件。

通信网络中，系具有被预期用于特定通信装置的源信号，且具有被预期用于操作于相同频带内的其他通信装置的源信号。亦具有噪声信号源，其可制造不被用于通信但亦被通信装置接收的信号。

为了促成解码源信号，盲信号分离系被用来分离被通信装置接收的信号。如上述，”盲”一词系涉及理论上信号可不需得知信号本质或因信号及通信频道间的交互作用所发生的转换即可被分离的事实。实际实施时，任何可取得的知识通常会被开发。此例中，信号分离系半盲。

三个普遍使用盲信号分离技术系为主分量分析，独立分量分析及单值分解。只要信号于某些可测量特性中为独立，且若其信号加总彼此线性独立，则一个或更多这些盲信号分离技术可被用来将独立或预期源信号与该源信号混合物分离。该可测量特性通常为信号的第一、第二、第三或第四矩若干组合。

主分量分析可白化信号，使用第一及第二矩，并以相关联特性旋转数据组。若源信号的信号噪声信号比很高，则信号分离处理可以主分量分析来停止。

若源信号的信号噪声信号比很低，则独立分量分析可以涉及源信号的第三及第四矩的统计属性为基础来分离源信号。因为源信号为高斯(Gaussian)，所以其第三及第四矩系视第一及第二矩而定。作为独立分量分析及主分量分析的替代，单值分解可以其特征值为基础将源信号与该源信号混合物分离。

典型方案系被描绘于图1，其中多个信号源20系传送源信号22。源信号22系以与各信号源20相关联所产生天线波束24为基础被传送于一方向。多个信号源20系包含第一信号源20(1)至第M信号源20(M)。同样地，各源信号系被附上参考20(1)-20(M)，而对应天线波束系被附上参考24(1)-24(M)。更直接实施通常以全方向性天线场型或方向性天线场型型式被用于通信网络中。

用于通信装置30的天线阵列32系接收来自信号源20的源信号22线性组合(混合)。天线阵列32系包含多个天线元件34，各天线元件系提供来自信号源20的源信号22至少一线性组合(混合)。天线元件34系包含第一天线元件34(1)至第N天线元件34(N)。

被接收信号源22(1)-22(M)最初被形成为混合矩阵36。通信装置30系使用盲信号分离技术来决定可分离混合矩阵中的源信号的分离矩阵38。该被分离信号系通过参考数字39来表示。

通信装置30系通过采样被接收源信号的聚集或结合而不需得知其特性来联合撷取被天线阵列32接收的信号源混合物。各天线元件34的输出系于与频道脉冲响应，也就是信号源20的输出及天线元件34的输出间的传播路径加上相加高斯噪声信号回旋的后被模制为信号源22的加总。

可分离M信号源20(1)-20(M)所提供的源信号的通信装置30现在将参考图2被更详细讨论。天线阵列34系包含可接收达M源信号至少N不同加总的N天线元件34(1)-34(N)。天线阵列32不限于任何特定配置。天线阵列32可包含一个或更多天线元件34。例如将于更后面被讨论者，天线元件34可被配置使天线阵列32得以形成相位阵列或切换波束天线。

收发器40系被向下游连接至天线阵列32以接收达M源信号22至少N不同加总。处理器42系位于收发器40的下游。即使处理器42被描绘与收发器40分离，处理器亦可被包含于收发器40内。被收发器40接收的M源信号22不同加总系被用来集结混合矩阵36。混合矩阵36接着通过处理器42内的一个或更多盲信号分离处理模块44，46及48来处理。

盲信号分离处理模块系包含一主分量分析模块44，一独立分量分析模块46及一单值分解模块48。这些模块44，46及48可被配置为盲信号分离处理器49的一部分。主分量分析模块44可以被接收源信号不同加总的第一及第二矩为基础来操作，而独立分量分析模块46可以相同信号的第三及第四矩为基础来操作。单值分解模块48可以被接收源信号不同加总的特征值为基础来执行信号分离。

最初被主分量分析模块44执行的相关联处理可针对源信号不同加总决定启始分离矩阵38(1)，而独立分量分析模块46接着可决定加强分离矩阵38(2)来分离混合矩阵36中的源信号。若信号被单值分解模块48分离，则分离矩阵38(3)亦被决定来分离混合矩阵36中的被接收源信号不同加总。

针对各分离矩阵38(1)-38(3)，被分离信号系通过参考数字39来表示。被分离信号39接着接受信号分析模块50的信号分析来决定何信号有用而何信号为干扰子。应用相依处理模块52系处理来自信号分析模块50的信号输出。

决定何信号有用的决定并非一直涉及最后被解码的信号。例如，该应用可能需辨识干扰子并将其从被接收源信号不同加总撷取出，并接着馈送该被降低信号至波型解码器。此例中，有用信号系为最终结束被拒绝者。

被馈送至主分量分析模块44的资讯系为信号x_j的唯一加总。假设M独立分量的N线性混合物x₁，...，x_N被观察为：

x₁(t)＝a₁₁s₁(t)+...a_1ks_k(t)+...a_1Ms_M(t)

x_j(t)＝a_j1s₁(t)+...a_jks_k(t)+...a_jMs_M(t)

x_N(t)＝a_N1s₁(t)+...a_Nks_k(t)+...a_NMs_M(t)

通常，收发器40并不知频道系数a_jk及原始信号s_k。上组方程式的矩阵标记可被缩小写为x＝As，其中A为混合矩阵。统计模型x＝As亦已知为独立分量分析模型。传统技术尝试找出频道反向：s＝A^-1x。

独立分量分析模块46系决定分离矩阵W，而y＝W(As)＝Wx。向量y系为度量改变的未知顺序的s子集。若所有信号均不可分离，则更多一般型式可为y＝W(As)+Wn＝Wx+Wn，其中附加n项系为因不可识别源的剩余噪声信号。

独立分量分析模型系为有生产力的模型，其意指其说明被观察数据如何通过混合分量s_k的处理来产生。独立分量系为潜伏变数，意指其不能被直接观察。同时，混合矩阵A被假设为未知。所有被观察者系为随机向量x，而A及s系以x为基础来估计。

独立分量分析的起点系假设分量s_k为统计独立。再者，假设独立分量s_k至多具有高斯分配的一。具有高斯分配限制的一信号系由于高斯信号的第三矩为0，而第四矩在高斯信号的间不可分辨。为了简化，未知混合矩阵A系被假设为正方形。因此，独立分量数系等于被观察混合物数。然而，此假设有时可被放松。只要信号s_k于某些可测量特性中为统计独立，则分离矩阵W可被决定。

混合矩阵A的排序系决定有多少信号可实际被分离。例如，具有4排序的混合矩阵意指4源信号可被分离。理论上，混合矩阵A的排序应至少等于信号源M数。排序愈大，可被分离的信号愈多。当源M数增加时，则所需天线元件N数亦增加。被讨论于背景段落中的’170及’362专利案均揭示天线元件N数等于或大于信号源数M，也就是N≥M，否则，非盲信号分离的技术将被用来分离信号。

创造信号线性独立加总的产业标准系使用N不相关联感测器，也就是感测器被彼此隔离至少一波长。该波长系以通信装置30的操作频率为基础。N感测器空间上不相关联，但极性及角度上相关联。N不相关联感测器系提供线性独立信号加总，其中各感测器系提供进入混合矩阵A的单入口。

为混合矩阵A创造源信号线性独立加总的不同方法说明或阐述将最先参考图3作讨论。简短介绍的后，各方法将被更详细讨论如下。块100系表示不相关联感测器，其中各感测器提供对混合矩阵A的单输入。块102系表示相关联天线阵列，其中该阵列系提供多输入来集结混合矩阵A。块104亦表示天线阵列，其中该天线元件的一部分系被相关联，且该天线元件具有可集结混合矩阵A的不同极性。被块100，102及104所提出的感测器及天线阵列不同组合可被组合于块106中以进一步集结块116中的混合矩阵A。

说明图第二段落系对被提供于第一段落中的天线配置提出加强。该加强系使源信号线性附加或替代加总被收集来进一步集结混合矩阵A。块108系涉及天线场型仰角被改变来接收源信号附加加总的阵列偏向。块116中的组合任一者均可被用于阵列偏向块108中。

块110中，路径选择系被执行使被用来集结混合矩阵A的所有源信号加总均被相关联(第一及第二矩)及/或统计(第三及第四矩)独立。也就是说，入射信号系被选择性挑选来接收源信号新加总以取代不被相关联及/或统计独立的加总。块110可被块106及块108中的组合任一者馈送。块108及110可被直接馈送至混合矩阵块116。

说明图第三段落系提出信号分割以进一步集结块116中的混合矩阵。例如，块112系使用展开码来分割不同加总信号。若加总信号具有k展开码，则特定加总信号可被处理来提供与此相关的k加总信号。展开码可结合块106，108及110的输出被施加。块114系将该不同加总信号分割为同相(I)及正交(Q)分量来进一步集结混合矩阵A。I及Q分量因此当做用于遗失矩阵的2乘数，且可结合块106，108，110及112的输出被施加。

说明图的最后选择系被形成于块116中的混合矩阵A。如说明图所示，混合矩阵A可以上述块任一为基础被集结源信号不同加总。第一段落中的天线阵列配置优点系小型天线阵列可被形成来集结混合矩阵A。第二及第三段落中的天线阵列配置优点系N天线元件，其中N小于源信号数M，可被用来以M集结混合矩阵或源信号更多加总。

考虑被讨论于说明图中的天线配置，包含N相关联天线元件以接收M源信号至少N不同加总的天线阵列将被讨论，其中N及M大于1。一实施例中，如图4所示，天线阵列系为切换波束天线140。

切换波束天线140可产生包含方向性天线场型及全方向性天线场型的多个天线场型。切换波束天线140可包含一主动天线元件142及一对被动天线元件144。主动及被动天线元件142，144系视预期应用而有所不同。参考美国专利申请案第11/065,752号以便更详细讨论切换波束天线阵列。此专利申请案系被制定给本发明目前受让人，其内容在此被并入其主体做参考。

各被动天线元件144系包含一上半144a及一下半144b。被动天线元件144的上半144a系经由反应性负载148被连接至接地平面146。反应负载148系为一可变电抗，其可通过使用乏时，传输线或交换从电容改变为电感。通过改变反应性负载148，辐射场型可被改变。因为有两被动天线元件144，所以可形成四个不同天线场型。三天线场型可被用来接收信号x_j的唯一加总。第四场型系为其他三个的线性组合，所以其不可当作混合矩阵A中的入口。因此，由于三个天线元件被使用，信号x_j的三个唯一加总系被输入混合矩阵A。切换波束天线的优点系通过使用三元件142及144，排序3的混合矩阵可被支援。

如图5所示，另一实施例中，天线阵列系包含使天线阵列得以形成相位阵列160的N相关联主动天线元件。相位阵列160系包含多个主动天线元件162，及被耦合至该主动天线元件的多个权重控制分量164。权重控制分量164可调整被接收信号的振幅及/或相位来形成组合波束。

分割器/组合器166及控制器168系被连接至权重控制分量164。参考美国专利案第6,473,036号以便更详细讨论主动阵列160。此申请案系被指派至本发明目前受让人，其内容在此被并入其主体做参考。

主动元件162数量系支援具有相同排序的混合矩阵A。与使用被分隔超过一波长的不相关联天线元件的传统方法相较，即使M源数等于主动元件N数，也就是M＝N，因为主动元件162被空间及极性相关联，所以主动阵列100很紧密。

另一实施例中，混合矩阵排序可为K，其中K＜N，使盲信号分离处理器49可将M源信号的K与混合矩阵分离。如以下更详细讨论，N亦可大于M。

切换波束天线140及相位阵列160中，其个别天线元件142，144及162间的距离系被设定促成有利后前比。此系因这些天线阵列正统使用系拒绝非预期信号(也就是后趋近)及强化预期信号(也就是前趋近)。

然而，为了建造混合矩阵，目标系创造不同信号加总。本申请案中的有用信号实际上可永远低于干扰子而仍被分离。因为此蓄意明显差异，天线阵列间的距离不需为特定分离。

天线元件可被进一步或更靠近一起以正统’坏’前后比产生场型，且仍相当适用于混合矩阵。事实上，该场型于盲信号源分离应用中通常很优越。该原因系使用良好前后比需追踪信号方向以保持前端被指向预期信号及/或后端被指向干扰子。通过使用具各方向差异性的场型，但仍需明显增益而无该信号追踪。

天线波束可被定义具有从最大增益点向下3db点而提供信号接近至少一方向中的信号拒绝。同样地，天线场型可被定义实质无从最大增益点向下3db点而并无信号接近任何方向中的信号拒绝。

许多应用中，此偏离元件间的特定距离可大大降低整个天线阵列尺寸。其他应用中，其可实际预期增加元件间的距离来减轻追踪问题，但增加某些程度附加信号不相关联。

另一实施例中，如图6所示，天线阵列180系包含用于接收M源信号至少N不同加总的N天线元件。至少两N天线元件182a，182b被相关联，且具有用于接收M源信号至少两N不同加总的不同极性，N及M大于1。阵列180中的其他天线元件184a，184b可被与天线元件182a，182b相关联。即使被极化天线元件184a，184b另一对被描绘，这些元件仍另外具有相同极性。再者，这些元件彼此亦被不相关联。

天线元件182a，182b的不同极性可彼此正交。另一配置中，天线元件182a，182b系包含一第三元件182c使三极性被支援来接收M源信号的3不同加总。

以下讨论系支援使用极化来集结混合矩阵A。三不同极化天线元件182a，182b可接收三线性及独立信号加总。如图7所示的x，y及z轴的定义及关系将被使用。例如，以下关系存在：

x＝S cos(θ)sin(φ)

y＝S sin(θ)sin(φ)

z＝S cos(φ)

简化假设系信号具有线性极化，信号系线性独立，且正交轴上各具有三线性天线元件。例如，天线元件182a位于x轴上，天线元件182b位于y轴上，而天线元件182c位于z轴上。

通过各放置三线性天线元件182a，182b，182c于正交轴上，数学系被简化。实际配置中，天线元件182a，182b，182c不需为完全正交，其亦不需满足于共同点。此假设的移除系使一般结论无效，而改变排序不足产生下的例。

以下定义系被施加，其中数字下标系涉及信号1，2，3：

S₁，S₂，S₃：入射天线元件的信号；

θ₁，θ₂，θ₃：信号的X，Y平面E域角度；

φ₁，φ₂，φ₃：信号的Z轴E域角度；

X_x，X_y，X_z：入射天线元件的信号加总点乘积。

因此，向量分量为：

x                 y                z

元件”x”：    1                 0                0

元件”y”：    0                 1                0

元件”z”：    0                 0                1

S₁系数：cos(θ₁)sin(φ₁)    sin(θ₁)sin(φ₁)   cos(φ₁)

S₂系数：cos(θ₂)sin(φ₂)    sin(θ₂)sin(φ₂)   cos(φ₂)

S₃系数：cos(θ₃)sin(φ₃)    sin(θ₃)sin(φ₃)   cos(φ₃)

采取各天线元件及信号的点乘积，(X·Y＝x₁x₂+y₁y₂+z₁z₂)可决定被加总于元件中的相对E域分量。这些值系被用来创造混合矩阵：

$\left[\begin{array}{c}{X}_x\\ Y_y\\ Z_z\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\\ \sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\\ \cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)& \cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)& \cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\end{array}\right].$

其中：

$\det \left[\begin{array}{c}{X}_x\\ Y_y\\ Z_z\end{array}\right]=$

$\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)$

$-\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)-\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)$

$=\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$=\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$+\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$+\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$=\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)[\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]$

$+\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)[\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)]$

$+\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)[\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)]$

$=\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)$

$+\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_3-{\mathrm{\θ}}_2)$

$+\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_3)$

排序不足情况现在将被讨论。当决定等于0时，混合矩阵系排序不足。此发生于以下例中：

1)θ₁＝θ₂＝θ₃

‘x’及’y’元件接收来自所有三信号的相同贡献。

2)φ₁       φ₂         φ₃

0         0           0

0         0           90°

0         90°        0

90°      0           0

90°      90°        90°

对另一排序不足例的表入口任何组合加180度。这些系发生于信号不被天线元件充分组合独立加总时。

3)所有个别加总每1或2不等于0，但：

sin(φ₁)sin(φ₂)cos(φ₃)sin(θ₂-θ₁)

+cos(φ₁)sin(φ₂)sin(φ₃)sin(θ₃-θ₂)

+sin(φ₁)cos(φ₂)sin(φ₃)sin(θ₁-θ₃)＝0

此意指信号间的小分离实心角，几乎等于信号极化，来自阵列对侧的被校准信号，或对两元件产生相同能量位准的某些其他非常不可能偶然发生的信号入射。

如上述，说明图第一段落系提出天线配置。包含不相关联感测器的上述天线配置，系可被以各种不同配置组合来提供M源信号的被加总信号至混合矩阵。

现在参考图8，可分离M信号源所提供的源信号的通信装置200将被讨论。天线阵列202系包含可接收M源信号至少N不同加总的N天线元件，N及M大于1。

N天线元件系包含可接收M源信号至少的一N不同加总的至少一天线元件204，及可接收M源信号至少两N不同加总的至少两相关联天线元件206。该两相关联天线元件206系被与天线元件204不相关联。天线阵列可包含各种组合中的附加天线元件，其中该元件系被相关联，不相关联及极化。

接收器210系被连接至天线阵列202用于接收M源信号至少N不同加总。盲信号分离处理器212系被连接至接收器以形成包含M源信号至少N不同加总的混合矩阵214。该混合矩阵系具有等于达至少N的排序，而盲信号分离处理器212系将预期源信号216与混合矩阵A分离。

说明图第二段落系提出对被提供于第一段落中的天线配置的加强。该加强系使源信号线性附加或替代加总被收集来进一步集结混合矩阵A。

一增强系涉及可接收附加信号加总给混合矩阵A使用而不必添加附加天线元件的阵列偏向。阵列偏向系涉及控制方位角及/或仰角方向中的天线场型。

可使用天线阵列将M信号源提供的源信号分离的通信装置240现在将参考图9做讨论。天线阵列242系包含N天线元件244，可产生用于接收M源信号的N不同加总的N最初天线场型。天线阵列242亦包含可选择一仰角控制器246，可选择性改变该N最初天线场型至少其中的一的仰角，以产生至少一附加天线场型使M源信号的至少一附加不同加总得以被接收。

接收器248系被连接至天线阵列242并使用N最初天线场型来接收M源信号的N不同加总，且亦使用至少一附加天线场型来接收M源信号的至少一附加不同加总。

盲信号分离处理器250系被连接至接收器248以形成包含M源信号至少N不同加总及M源信号的至少一附加不同加总的混合矩阵252。该混合矩阵系具有等于达至少N的排序加上使用附加天线场型来接收M源信号的至少一附加不同加总数。处理器250可将预期信号254与混合矩阵分离。

通常，提供适用于增加混合矩阵排序的信号加总的任何天线阵列装置均可使用偏向机构。该偏向将针对各天线阵列装置产生两不同及混合阵列可用信号。因此具有使用此技术的两倍乘法效果。

若阵列偏向系被分割为与天线连结的K不同区域，各K区域均可提供2独立偏向区域及进入混合矩阵的入口。例如，若天线阵列可自行提供M加总且具有K不同偏向区域，则混合矩阵中的信号加总数可为2*K*N。

为了描绘系参考图10，其中图4所示的切换波束天线100’已被修改使天线波束可被向上或向下倾斜仰角。特别是，被动天线元件104’的各上半104a’系经由反应性负载108’被连接至接地平面106’。被动天线元件104’的各下半104b’亦经由反应性负载108’被连接至接地平面106’。被动天线元件104’上的电抗系具有增长或缩短该被动天线元件的效应。电感负载系增长电容性负载并缩短被动天线元件104’的电子长度。

天线波束系依据电抗负载108’上半104a’及电抗负载118’下半104b’被向上及向下倾斜仰角。如图11所示，通过调整该比率，天线场型可指向上97或向下99。当天线场型仰角被调整接收混合信号时，至少一附加排序可被添加至混合矩阵A。使用阵列偏向，则不必增加天线元件N数，更多信号即可被接收给混合矩阵A。

此特定实施系具有各被电抗118’控制的2不同偏向区域。阵列的场型产生能力系为3独立场型，因此可被用来创造混合矩阵的信号加总数系为12(2*2*3)。

参考上述美国专利案第11/065,752号，其更详细揭示如何调整天线波束仰角。阵列偏向技术可被施加至任何上述天线阵列实施例，或对接地平面交互作用敏感的任何其他天线阵列。

如图12所示，仰角控制器的另一实施例系以被耦合至天线元件274的接地平面272的可控制射频抑制线圈270。熟练技术人士可轻易理解，与天线元件274连结的天线场型系通过控制射频抑制线圈270被仰角移动。

以路径选择为基础可分离M信号源提供支援信号的通信装置300将参考图13作讨论。此为对被提供于说明图第一段落中的天线配置及对上述阵列偏向的加强。通信装置300系包含一天线阵列302，包含可形成用于接收M源信号至少N不同加总的至少N天线波束的N元件304，N及M大于2。

控制器306系被连接至天线阵列以选择性形成至少N天线波束。接收器组件308系被连接至天线阵列302以接收M源信号至少N不同加总。盲信号分离处理器310系被连接至接收器组件308以形成包含达M源信号至少N不同加总的混合矩阵312。

盲信号分离处理器310亦决定M源信号不同加总是否为被相关联或统计独立，而若否，则与控制器306共同操作来形成可接收M源信号新不同加总的不同波束来取代混合矩阵312中不被相关联或统计独立的M源信号不同加总。预期源信号314接着被与混合矩阵312分离。

耙式(rake)接收器系为一种被设计用来计算多路衰落效应的无线接收器。其系通过使用各被些微延迟的若干独立接收器来调谐各多路分量来达成此。其可被大多数无线存取网络类型存取。已发现调变展开码类型的特别利益。其选择特定入射信号路径的能力系使其可当作改变被馈送至盲信号分离处理的路径的一装置。

熟练技术人士可轻易理解，如上述选择性形成N天线波束可被应用至所有无线存取网络。针对分码多重存取(CDMA)系统，接收器组件308系包含N耙式接收器316。各耙式接收器316系包含可针对被连接至此的各天线元件所接收的M源信号不同加总选择k不同多路分量的k耙指。此配置中，盲信号分离处理器310系被连接至N耙式接收器316来形成混合矩阵312。混合矩阵312系包含达M源信号至少N不同加总的至少kN不同多路分量，而该混合矩阵系具有等于达kN的排序。

特别是，当分码多重存取波型传递时，其通常遭遇从来源至目的地的多路径。耙式接收器316特别被设计用来捕捉若干这些个别例并将其组合用于更强力信号解码。当原始信号沿各路径传递时，其特性系通过路径唯一特性来修正。某些情况中，被接收信号的相关联及/或统计特性的修正将大得足以使其可被视为分离信号流。修正耙式接收器316可被用来撷取各被修正流并将其当作对混合矩阵312的唯一入口馈送。虽然此增加排序的装置并非永远可得，但当其最可能被需要时，其于高多路环境中容易取得。

如参考图13所讨论者，虽然耙式接收器316可开发不同路径，但更多可应用至任何调变技术的一般方法者系为波束形成。因为波束形成被用于预期信号环境及预期信号拒绝，所以此不同于耙式接收器316。然而，该差异系被拒绝信号可实际为被预期用于接收器的另一版本。然而，接收器组件308必须侦测相同信号的若干这些这些唯一传递路径版本以便建造混合矩阵312至充分排序。

说明图的第三段落系提出可进一步集结混合矩阵A的信号分割。一方法中，加总信号系使用展开码来分割。另一方法中，加总信号系使用I及Q模块来分割。

使用展开码的信号分割现在将参考图14来讨论。被描绘通信装置400系包含一天线阵列402，包含可形成用于接收M源信号至少N不同加总的N天线元件404。编码缩频器406系被连接至N天线元件404以解码该M源信号至少N不同加总。N不同加总各包含可提供与此连结的M源信号k不同加总的k编码。

接收器组件408系被连接至编码缩频器406以接收M源信号至少kN不同加总。盲信号分离处理器410系被连接至接收器组件408来形成包含M源信号至少kN不同加总的混合矩阵412。混合矩阵412系具有等于达kN的排序。盲信号分离处理器410可将预期源信号414与混合矩阵412分离。

视被接收信号的调变而定，上述信号分割可被用于增加混合矩阵A的排序而不会增加天线元件数N。CDMA IS-95，CDMA2000及WCDMA系为展开码被使用的展开码频谱通信系统例。常用线程系唯一码被以各信号处理于更大频带上展开数据。

相同展开码系被以被接收信号加总(预期信号，非预期信号及未知噪声信号源)来处理。此使预期信号被再建构回到其原始频宽，而干扰子于宽频上被展开。

上列CDMA实施实际上系具有同时使用相同频带的许多信号流。各信号流系使用理论上与所有其他者正交的编码。若此条件于解码器处被满足，则其意指仅有用信号将被解展频。若该加总第K信号编码被用于解展频，则最终被接收信号加总x_k将大部分由增加振幅s_k项及未改变或较低值k-1项所组成。

分码多重存取信号的间通常有某些相关联，所以干扰信号系与预期信号一起某程度地被重建。此通常因各信号所经历的延迟及信号多路发生所致。某些非预期信号，特别是分码多重存取者将增加值。该增加不会如预期信号般明显，但其仍会增加全部噪声信号值而降低信号噪声信号比。

解展频信号方程式及信号本身型式系满足盲信号分离处理准则。事实上，若展开码的一被个别施加给通信装置400所接收的已知信号，则可获得满足独立分量分析模型要求的个别加总。

因此，具有与已知编码一样多的用于混合矩阵的列入口，当然假设其各产生线性独立显著值。正确环境下，此将增加混合矩阵至大于编码数的一值。例如，N天线元件及M编码可提供NM矩阵列。

为了描绘，3编码系被假设已知，而该3已知编码信号系保留其正交性。编码缩频器406中，混合矩阵A系具有各因天线流于各流被该3已知编码解展频的后的上3列及下3列。不在对角0值系因为编码的正交性。栏入口4，5及6系用于相同指标未知信号一般例。

$\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\\ x_5\\ x_6\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}{a}_{11}& 0& 0& a_{14}& a_{15}& a_{16}\\ 0& a_{22}& 0& a_{24}& a_{25}& a_{26}\\ 0& 0& a_{33}& a_{34}& a_{35}& a_{36}\\ a_{41}& 0& 0& a_{44}& a_{45}& a_{46}\\ 0& a_{52}& 0& a_{54}& a_{55}& a_{56}\\ 0& 0& a_{63}& a_{64}& a_{65}& a_{66}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ s_3\\ s_4\\ s_5\\ s_6\end{array}\right]$

对应栏入口4，5及6的信号可为已知编码的其他路径版本，或已知编码的其他胞元信号。同时，一信号可为高斯而另一信号系为服从中央限制定理使其类似单高斯信号，如让渡4频道的分码多重存取信号组。也就是说，非随机信号的充足量将相加为高斯信号。干扰子可为非高斯信号源或网络未知的至多一高斯信号。

解展频编码缩频器406中的已知编码的后，盲信号分离处理器410可接收排序6的混合矩阵412。因为3编码已知，6的排序系以2天线元件成上3因子而被导出。

6信号系被施加至盲信号分离处理器410，其中具有排序6的混合矩阵412系被形成。盲信号分离处理器410可仅从频道：x＝As修正的被接收信号决定分离矩阵W。所述例中，6信号系可分离。

盲信号分离处理器410可选择将被解码的信号。例如，干扰信号可被降落，而预期信号所有版本均被选择。被选择信号系被施加至解调器模块来解调。解调器系使用可组合相同信号多路版本的熟知等化技术。

较一般例中，为了简化，以上显示为0的不在对角值实际上可为非零值。当被编码信号间的相关联特性不完美时，此将为更有用例。此可表示各被分离信号的附加噪声信号。然而，如先前显示，矩阵排序系足以分离这些信号，所以其值于盲信号分离处理的后将被明显降低。此导致噪声信号降低，信号噪声信号比增加，及Shannon定律所指出的频道容量增加。

现在参考图15，增加混合矩阵A排序而不增加天线元件数N的其他方法系将被接收混合信号分离为I及Q分量。相干射频信号的I及Q分量系为振幅相同但相位被分离90度的分量。

通信装置500系包含一天线阵列502，包含可接收M源信号至少N不同加总的N天线元件504。各I及Q模块506系位于各天线元件504下游，用于分离被接收的M源信号的各N不同加总者为I及Q分量组。

接收器组件508系位于各I及Q模块506下游以便接收M源信号至少N不同加总的至少N个I及Q分量组。盲信号分离处理器510系位于接收器组件508下游以形成包含M源信号至少2N不同加总的混合矩阵512。各I及Q分量组系提供对混合矩阵512的2输入。混合矩阵512系具有等于2N的排序，而盲信号分离处理器510可将预期源信号514与混合矩阵512分离。

天线元件502下游的各I及Q模块506的一系被描绘于图16。被接收于天线元件502处的混合信号系被一对混合器520分割。I及Q分量通常系通过相同参考信号90度相位差被施加至的两同步侦测器转换中频(IF)信号为另一频率范围来产生。同时，I及Q信号可保存被包含于中频信号中的相位资讯，藉此促成具有正频率的信号与具有负频率的信号有所不同。

通过分离被接收混合信号为I及Q分量，混合矩阵大小系增加因子2。只要I及Q分量被以不同数据流编码，则被接收于任何天线元件的混合信号可被分割为两不同混合信号。

不同编码例中，调变本性必须被分析来决定I及Q是否满足线性要求。例如，针对全球行动通信系统(GSM)显示，当高斯最小位移键控(GMSK)编码被适当使用滤波时，其可被假设线性，而被处理于接收器中时，其宛若双相移键控(BPSK)编码。一旦双相移键控满足盲信号分离处理要求，则所说明的I及Q处理可被使用。

I及Q分量可被任何上述天线阵列实施例用来集结混合矩阵A。当I及Q被使用时，混合矩阵A可被集结宛若2倍天线元件数被使用。另一例可使用被与不等极化(2*2因子)不相关联的2天线元件(2因子)，及与I及Q分量(2*2*2因子)组合使8独立混合信号加总得以被产生。

此机构亦可被天线阵列偏向技术来创造更多信号加总。这些加总各亦依序被分离为I及Q分量。

本发明另一特征系有关可发展相同射频频道多重使用的多输入及多输出(MIMO)天线技术。干扰消除的接收器处理技术可通过发展场型分集来最小化所需天线数，而非使用天线分集来达成增加信号发送强度及对应数据速率。

天线阵列于其接收器路径中系具有一可改变权重。当这些权重被改变时，接收天线场型系被修正。通过使用类似这些盲信号分离良好证明的技术，预期信号可从包含来自若干干扰子的信号的接收器数据被撷取。

如图17所示，无论场型如何被形成，用场型分集来替代多输入及多输出实施的接收结构中的天线分集系有可能。K场型数理论上等于N天线元件数。然而，K场型可被产生具有L天线元件，其低于先前技术所需的N天线元件。类似既存天线阵列多输入及多输出实施，M及K仅于所有被传送M空间频道均可被K接收器场型辨识的例中才相等。因为此通常为仅用于固定传送器及接收器例，所以需超额接收器场型或传送器场型来达成K或M空间增益最小化。多使用者侦测处理技术系被用来将数据频道从接收器系统中分离出。所有上述建造混合矩阵的方法可被当作此实施部分。

本发明另一特征系有关符号间干扰(ISI)。使用富利叶转换来降低符号间干扰的限制系通过图18所提供的配置提出。以下块被添加在传输侧上来改良降低符号间干扰的富利叶转换方法：Viterbi编码，重复/穿插及块冗余交错已被添加于传输侧。接收侧上，以下块系被添加：盲信号分离干扰移除，块去交错，去重复/去穿插及Viterbi解码。

“Viterbi编码”系具有可克服数据解码处理误差的强力冗余。如涡轮编码的编码替代型式亦可应用。”重复或穿插”可促成源数据速率及被传送数据速率间的数据块匹配。”块交错”可将依序抵达源数据随机化来最大化可改良传送频道情况回复的适当解码机率。此会于可将数据流从远较块误差有效的随机分配误差回复的Viterbi解码器的前，通过分配该块误差来引进因如严重衰落所造成的块误差。”盲信号分离干扰移除’可于转换为时域的前降低信号为预期信号。

假设最终频域信号具有未必为同调的已知统计特性，则处理非同调分配(PAR位准)的最佳方法系添加非线性匹配器(用于等化跨频率的信号位准)于快速富利叶转换输出处，及添加反向转换于反向快速富利叶转换输入处。

此外，此信号通常于理想情况中被调变及被聚集入传送频率，所以添加入调变器，向上转换器及向下转换器，解调器可完成该图像。被传送波型间的边界处系具有非连续性。此可以若干方式来减轻。一者可被添加保护带于波型间，其中曲线系被内插于波型的间以最小化所产生的频率分量。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

本发明另一特征系有关支援层空间通信的场型分集。现在参考图19，较佳实施例中，传送器系以分时基础来改变各分层空间的功率位准。该流因而抵达具各功率位准的接收器处，其提供被接收信号适当差异来集结适用于盲信号分离处理的矩阵。因为所有功率调整均被达成于传送器处，所以接收器处的L天线元件数系为1，而接收器处不需场型产生硬体或软体组件。

此方法亦提出先前技术，其中抵达信号间的小角度差对创造足够分辨信号的场型轮廓。

另一实施例中，系具有非来自预期传送器的明显干扰子。若具有单该干扰子，则其及改变预期传送器波前的间差异将足以使盲信号分离处理分离所有信号。若具有一个以上明显干扰子，则矩阵排序可能不足。系统效能可通过创造接收器处的附加场型改变来改良。虽然此偏离较佳实施例，旦其仍需较的前明显少场型而较少牵涉接收器处的实施。

另一实施例中，多个数据流系被加总一起经由一功率放大器经由单天线元件来传送。分时基础上，被加总信号间的相对功率位准系以适用于接收器处盲信号分离解码的方式来改变。此方法优点系组合信号中的各信号流系经历相同传递路径效应，其意指相对信号关系可被维持于传送器及接收器的间。此提供接收器处非常强力解码情况。

此概念可度量，其中若干信号个别加总可经由不同天线元件来传送。强力信号分离可与多路分集增益及/或空间容量增益来获得。为了提出理论上为固定的峰值对平均信号功率比讯息，被加总信号功率可以维持近似固定功率位准的方式来调整。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

本发明另一特征系有关支援多同时传送器的波浪场型。现在参考图20，传送至存取点的多个装置系调变其射频场型。预期存取点及非预期存取点将接收被传送信号的不同功率位准版本。此提供盲信号分离分离信号所需资讯。

该调变可如改变被传送功率般简单。此可独立场型轮廓来达成，所以全方向性，被分扇区或甚至波束成型场型均可被使用。如改变传送波束孔径视线的视线亦可被使用。

最有效方法系具有使用被校准时槽的传送器。该时点可通过使用装置中的内部时脉，或向上同步至存取点所传送的通用时间标记来设定。若信号抵达于接收器时不校准，则盲信号分离分离信号的能力系下降。校准可通过决定至装置的距离或测量时间延迟来调整。时点提前或延迟技术接着可通过存取装置来使用。

假设信号接收增益改变被是他们为目标的盲信号分离装设存取点及其他例干扰子使用，则校准适当接收器可能改变。若无整个网络座标，则预期接收弃婴被校准。若具有整个网络座标，则测量可能显示最佳方法系使信号较容易移除干扰子，而仍提供充分校准分离于预期接收器处。

若具有不使用射频功率位准调变技术的其他信号源，则正统信号拒绝技术可被使用。可替代是，接收器可使用场型或其他装置来增加盲信号分离适当矩阵的排序。即使后者装置被使用，被导出矩阵资讯的程度亦会大大降低被实施于存取点接收器处的支出。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

本发明另一特征系有关调整最佳处理及功率汲的盲信号分离射频解码。不需被分离来解码有用流的信号数系被降低。通常，解码矩阵排序可决定将被分离的最显著信号数，而其余信号系被视为噪声信号。此值必须于将被解码信号的最小包含内。可能较高最小值需降低噪声信号分量，使信号噪声信号比得以促成可接受解码误差率。

图21系描绘仅操作的接收器实施。图22系为图21的超集合，且亦包含从传送器至接收器的数据及选择性从接收器至传送器的数据。

若选择填充矩阵超过操作所需排序，则天线阵列控制可降低被使用的选择数。来自可取得组的某些选择可能较其他者更理想，而最佳选择可促成较低矩阵排序。此组可通过检视来自各种选择与其他选择比较的信号，通过试误法技术(如比较被使用及不被使用选择k的结果)，或通过情况及结果历史追踪来决定。所使用的何方法或方法组合亦可以有效假定已知条件及历史证据为基础来决定。

当装置已知位于来自若干源的显著信号范围内，如发生于涵盖重叠区域中，则最高功率信号可被预期来自明显不同方向。该选择应被挑选来提供这些方向中的显著信号差异。

关于编码，误差修正编码系决定可被容许于原始解码流中的误差率。因为原始误差率亦为矩阵填充选择的子集合函数，所以这些设定的间系具有置换关系。编码器及解码器间的回授及控制回路可被用来选择最佳相互设定。

若接收器被发现不处于功率受限情况中(如线电压功率)，则解码器可增加其矩阵排序。此可被用于若干目的。较高排序可降低噪声信号，其降低信号噪声信号比，其依序降低误差率。被降低噪声信号可被用来增加传送数据速率，降低误差修正编码或改良整个链结可靠性。

转移矩阵填充负担至接收器亦可降低传送器上的负担，其可被探究该两者间是否具有控制回路。相反地，使用电池的装置可尝试转让排序创造增加至更强力供应装置。

通过改变时点设定，最强力操作系需解码矩阵针对每个符号被再计算。然而，同调时间通常超过符号数，使仅需测量些许较该同调时间为快的速率。降低解码矩阵决定发生将节省功率及处理器支出。监视从一发生至另一发生的矩阵改变系被用来决定解码矩阵有多频繁被再计算。宽频系统中，子频道通常具有个别同调时间。各子频道可具有其自我解码矩阵及相关测量速率。此消除以最快所需速率再计算一非常大解码矩阵的需要。通常，子解码矩阵的测量加总会小于使用一大者。

关于场型传送，若源创造场型，则接收器可调整其矩阵填充接收选择来提供充足矩阵排序。接收器可将其值建立在被传送器通知的其传输特性资讯，被接收流及被解码数据测量，或与源的转让设定上。转让例中，源的资源限制亦可被考虑，所以任何人均可假设较高负担以便卸下另一个。

有关矩阵解决技术，解码矩阵通常不会从一计算改变踏多至下一个。因此，先前值可被当作解决方案迭代决定的种子，其系为小于从零决定的处理器密度。当矩阵大得可开始时，迭代解码甚至于解决方案被决定自未知状态时通常较快。此系为解决大排序，完全填满矩阵。

通常，以上所有组合系可视可用分量，修正编码位准，合适地设备及影响合理操作的其他因子。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

本发明另一特征系支援有效区域涵盖。针对场型传输，基本概念系使用架构位址处的被分扇涵盖场型。被使用实际扇区数系随容量需求及相关成本因子而有所不同。实际实施可能从单扇区改变为任何大数量。扇区本身可被再细分方位角或仰角或方位角或仰角平面。使用分扇的关键利益系其减轻依照波束成形方法追踪链结另一端处的装置的需求。保留一扇区涵盖区域给另一个系被降低为正统交换情况。

先前技术使接收器产生适用于盲信号分离处理的场型改变。相对地，传送器系使用技术使适当盲信号分离解码器环境至少部分存在。某些实施中，其意指接收器不必产生任何波浪场型。其他实施中，其意指波浪场型数被明显降低。

一实施例系用于一传输点。此实施例系提出不知区域中其他传输源是否亦操作的情况。参考图23，传送场型轮廓系于接收器已知时序中被做成波浪。

传送场型中的改变系被定时以符合传送符号分支。除了孔径视线移动的外，场型轮廓系针对时槽被改变及保持固定。因此，平均区域并不明显改变，而无预见追踪讯息要应付。

接收器将经历因改变传输轮廓所产生的波前功率位准改变。盲信号分离矩阵将被集结不同相对增益值处的各信号流差异。

若被接收重要信号均来自使用波浪信号发送的一个或更多传送器，则接收器仅于各场型改变其间采用样本，并使用最终数据来集结矩阵用于盲信号分离。

若具有使用波浪信号发送的传送器混合及不使用它的其他者，则接收器可使用正统信号分离技术来解释它们。例如，如波束形成及多使用者侦测的方法可被使用。然而，盲信号分离方法通常更强力。实施时，接收器可执行场型变形并产生足够附加场型来增加将被分离的信号数以上的盲信号分离矩阵排序。

例如，针对盲信号分离解码器实施，若具三信号的三轮廓被传送器传送且有两其他信号被接收，则接收器必须产生至少两轮廓对彼此分离干扰子。此为若传送器不产生其自我组时小于所需的三轮廓，所以接收器上的实施负担永远被降低。

若传送器正沿着单路径传送单流，则场型轮廓组不需旋转或相异。此系因被侦测于接收器处的信号相对于所有其他被接收信号被改变。因此，传送器可使用简单功率改变整个场型而不需改变轮廓外型。只要一其他流被加总于接收器处，即使一者振幅固定，盲信号分离均可将其分离。此系因功率高频振动源提供其操作所需改变所致。若一个以上其他流被接收，除非接收器本身使用其他分离装置或具有其自我波浪场型产生能力，否则其似乎可当作对盲信号分离的单分组干扰子。

接收模式中的场型传送器现在将被讨论。因为多场型轮廓的盲信号分离处理系为信号分离的优良方法，所以被用来产生传送场型的相同技术亦可被用来产生多接收器值。当传送已被支援时，盲信号分离接收仅有成本因子系为盲信号分离处理支出。

使用者设备接收器回授至传送器现在将被讨论。虽然并非严格需要，来自使用者设备接收器的回授资讯可被用来改良整个链结操作。例如，接收器可决定场型轮廓中的各改变提供有用数据的程度。此资讯系被回授至传送器。传送器接着可调整其操作来改良链结，使用较少功率，或对其他通信链结产生较少干扰。某些调整可为：各场型被使用何序列及符号传送进程期间有多少改变(也就是从M至N轮廓改变)。每符号的轮廓改变调整将必须被传送至接收器以求最佳效能。

第二实施例涉及已知使用上述方法的多传送点。多传送器位址的接收器操作基本上与单位址相同。该差异系各传送器所产生的场型可于接收器处被计数来做盲信号分离。

然而，更强力操作可通过接收来自网络有关被协调传送参数的资讯来获得。例如，依序规定所需场型数的矩阵排序可被调整。当可取得时，接收器的场型产生系可每此资讯被调整。网络宽无线资源管理可使用被回授至使用者设备的资讯来建立网络宽场型使用，指向，功率位准及时点。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

本发明另一特征系有关盲信号分离及场型波动来协助分码多重存取信号分离。针对盲信号分离演算来有效分离信号，x_i接收信号必须以与各信号连结的相对不同加权因子来聚集被接收于天线处的信号。此可被达成于传送器，接收器或两者位置。不论该加权因子是否被改变于传送端或接收端，其均可每晶片或邻近晶片组作改变。基本要求系聚集信号被每符号调整至少如有被分离信号一样多。

图24显示符号被改变12次(12晶片)频率的例。被改变参数系被固定用于4晶片。每符号三变数隐喻三不同信号可被与该聚集被接收信号分离。

若传送器正沿着单路径传送单流，则场型轮廓组不需旋转或相异。此系因被侦测于接收器处的信号相对于所有其他被接收信号被改变。因此，传送器可使用简单功率改变整个场型而不需改变轮廓外型。只要一其他流被加总于接收器处，即使一者振幅固定，盲信号分离均可将其分离。此系因功率高频震动源提供其操作所需改变所致。若一个以上其他流被接收，除非接收器本身使用其他分离装置或具有其自我波浪场型产生能力，否则其似乎可当作对盲信号分离的单分组干扰子。

虽然并非严格需要，来自使用者设备接收器的回授资讯可被用来改良整个链结操作。例如，接收器可决定场型轮廓中的各改变提供有用数据的程度。此资讯系被回授至传送器。传送器接着可调整其操作来改良链结，使用较少功率，或对其他通信链结产生较少干扰。虽然有许多改变功率轮廓方法，但某些调整可为各场型被使用的何序列；符号传送进程期间有多少改变；及如何调变及高频振动功率至各链结。每符号的轮廓改变调整将必须被传送至接收器以求最佳效能。

实际功率放大器系最佳用于其线性操作范围中。有了大峰值对平均功率比率，线性操作的操作范围系被降低而产生功率放大器的被降低线性动态控制范围，及传送器及接收器间的降低操作距离。当功率为被使用的传送参数时，此考量可通过若干方法来减轻。

这些方法包含当一个以上散热器被相同放大器供电时，盲信号分离改变可被以所有信号功率和维持固定的方式同步化。也就是说，某些传送增加系被其他减少抵销。若功率被以接近晶片速率的值调变，则超额功率可通过将储存元件与被感应的较小链波分离来吸收。超额功率可被转移至分散负载。

二或三因次场型可通过若干传送及接收天线装置来创造，包含调整相位阵列天线的延迟及功率位准；具可交换负载的寄生天线元件；产生场型偏向的功率平面负载改变；元件或反射器的机械移动；及任何上述组合。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

本发明另一特征系有关用于多空间独立频道的单接收器。切换寄生天线可被与高速数字转换器及向下转换器耦合以提供多空间独立频道至基带处理结构。多空间独立频道系通过使用单低噪声信号放大器(LNA)，混合器，本地振荡器(LO)，低通滤波器(LPF)及类比数位转换器(ADC)来提供。

以此技术所获得的多空间独立频道可以许多方法来处理。例子可包含同调组合，盲信号分离或多输入多输出接收处理。

该系统原理系被说明如下及连结图25。较佳实施例包含切换分量进入电感器及电容器的单天线阵列。带通滤波器限制被呈现至低噪声信号放大器的频带及总射频功率。低噪声信号放大器并非仅为用于被接收信号的低噪声信号放大器。混合器及本地振荡器系向下谐调该射频信号至中频或基带直流。任一实施系可与后端处理相容。

天线交换，可选本地振荡器交换及解多工器交换均通过相同数位序列产生器来驱动，使N信号频道可从N天线分集模式被制造出。此产生从混合器至呈现至低通滤波器及类比数位转换器的单频道射频输出。

无图示的类比数位转换器系与可驱动天线模式的相同数位序列产生器，可选本地振荡器及解多工器同步。考虑具有载波频率Fc及调变频宽B的一信号，解多工器可当作以用于脉搏形状的脉冲的向下采样操作。针对具N元件的阵列，类比数位转换器的采样频率必须至少2*N*B。因为每N样本仅一个被呈现至基代处理器中的解调器链结，所以N为必要。2*B系满足Nyquist采样定理所需。因此，此系统所接收的信号频宽亦被装置交换速度限制。

解多工器可交替样本及BBP内的各N平行解调器电路。样本分配方案必须不在组中而为连续分配。例如，若有三个天线分集选择(左，右及全方向)，则N＝3。来自类比数位转换器编号1，2，3，4，5，6，7，8，9，10，11，12的样本将被分配如1，4，7，10至第一解调器链结；2，5，8，11至第二解调器链结；而3，6，9，12至第三解调器链结。

如上述，解调器可为同调组合，盲信号分离或任何两共同多输入多输出解调技术。此可为单解调电路的N例证或预期N空间独立频道的一组合。同调组合可为软式决定加权或硬式决定操纵。某些实施限制系被讨论如下。其包含信号噪声信号比(SNR)考量，噪声信号指数，阻抗匹配及被接收信号功率。

若你假设天线阵列具有被匹配至被接收信号的频宽，则带中信号噪声信号比维持相同。然而，与传统阵列相较下，带中信号能量已被降低N²因子。

因为低噪声信号放大器系为天线阵列的后信号路径中的第一有效元件，所以当切换阵列以PIN二极体开始时，噪声信号指数并非重要考量。因为解多工器的后各频道系接收1/N信号功率，所以低噪声信号放大器增益要求系被增加10log₁₀N来保持混合器输出处的可比较信号振幅。

不同天线元件间的交换会引进阻抗匹配特性改变。此并非永远具有如被直接连接至射频路径的”主动”天线元件的天线实施例。其他”寄生”天线元件仅影响射频路径。

可与某些多输入多输出及其他平行路径传送方案相容的替代实施例，系整合调谐本地振荡器为不同载波频率及交换为不同天线阵列分集模式。此可达成彼此同步或独立。其仍必须同时发生，但各状态(阵列模式对载波频率)不需维持同相。

此可为接收802.11g+波型，其中两规则802.11g波型系被传送于两平行不同在波上的有用实施。此例中，你可交替于本地振荡器上的上及下载波频率的间及不同场型中，交替不同天线阵列分集模式。

混合器可被设定向下转换射频波型至中频或至基带直流。此改变某些类比数位转换器采样要求。蓄意化名及其他技术可于采样下执行中频且仍可回复预期资讯内容。

此方法亦考虑接收及传送功能的天线双重使用。针对某些卫星接收应用，并不需要传送功能。针对接收及传送并非同时的分时双工系统(如WLAN，WiMAX，WCDMA-TDD，TD-SCDMA等)或非时双频双工系统(如GSM/GPRS)，当传送模式可被考虑独立时，接收天线系可被多工。针对全双工系统(如CDMA2000或WCDMA-FDD)，传送功能可通过独立天线来完成。任何这些空气介面均可使用任何赋能解调器技术(同调组合，盲信号分离，多输入多输出)。

本发明另一特征系有关被施加至分码多重存取接收器处理的盲信号分离。天线元件间充分分离的天线阵列系适用于馈送解码链结。可取得文献调查指出通常此为熟练技术人士所相信者。

其他文献系讨论被称为单天线干扰消除(SAIC)技术。这些使用盲信号分离者系需调变被相关联及或统计独立I及Q分量来创造排序2矩阵。因此，这些解码器可分离一干扰子及预期信号。若有两干扰子，则既存单天线干扰消除技术并非可变。其称作此为使用”虚拟”第二天线。

先前技术可通过既存技术装置获得信号独立加总，及通过不呈现被探究于文献中的其他方法来改良。虽然I及Q装置可实施于某些无线存取网络中，但其可能不适用于分码多重存取编码。所有上述建造混合矩阵的方法均可被当作此实施的一部份。

虽然这些技术增加独立分量分析可用矩阵的排序并使其更类似，独立分量分析应用亦撷取预期信号，但其并不能保证。所以仅详述的技术仍需被用来选择适当解码链结。例如，若其过度不利被处理的信号加总，则你必须退出独立分量分析处理。

第二实施例中，不同编码链结系如图26所示来使用。节点A处，信号组例系被显示于图27。单干扰子系被简单显示，但相同自变量可被施加至多干扰子及增加矩阵排序。噪声信号底部系被窄频干扰子超越，而预期分码多重存取信号系位于噪声信号底部以下。

如图28中B结点处，干扰子已被撷取。”选择器”系决定被撷取信号是否确实为干扰子。若无干扰子出现，则无任何信号被选择。若信号具有预期信号特性，则其不被选择。若一个或更多干扰子被选择，则其被呈现给”反向器”(C节点)。独立分量分析撷取可反向或非反向被接收信号，即需决定各信号是否必须被反向来匹配该被接收信号。

具有正确振幅符号的干扰子系被呈现给D节点处的相加器负输入。熟练技术人士当然理解该替代，但同等实施较可行。例如，纯相加器可被用于此阶段，而反向器仅被使用于信号被以非反向波型撷取时。原始被接收信号(A节点)的延迟版本系被呈现于另一相加器输入处。该延迟值系等于ICS，选择及”反向器”处理所引起的延迟。熟练技术人士当然理解该替代，但同等实施较可行。例如，延迟及相加器功能块可通过变换及加总两信号直到最小化被实现为止的最小块来取代。

图29中的D节点处，干扰子已被移除。图30中的E节点处，耙式(Rake)接收器已缩频该信号，骑现在被呈现给基带解码器。此实施例的进一步细节系天线结构所收集的信号可依据先前讨论加强既存技术的实施例经由选择来获得。

应理解图26所示结构仅为实施概述本发明的一方法。处理位置前或后选择不同路径的先前技术实施亦可被使用，而非适当时使”选择器”呈现无任何信号。置换必须与处理延迟，实施成本，整个操作强固性及某程度设计者选择有关。仅呈现给耙式接收器的前从信号流撷取干扰子的基本概念必须保留于相同发明所有变异中。

虽然先前解释已被显示完全移除干扰子，但应了解并非所有干扰子均可被移除。然而，假设耙式解码器可应付改良信号组，则任何干扰子移除通常会提供较先前技术为优的改良效能。

分码多重存取信号本身系较其缩频版本更具高斯特性，而让独立分量分析更难以侦测。然而，因为信号仍维持若干统计显著性，所以与预期信号连结的若干数据移除亦可行。干扰子再次移除通常非常显著，而全部增益系被成限制耙式解码器。可替代是，全部解码处理可通过使用处理增量方法被进一步加强。意指信号可被更详细检查是否包含或排除，及/或被移除信号数可被递增地增加或减少及被测量改善或恶化结果的被解码信号完整性。

本实施例的一关键点系独立分量分析被用于其可能辨识的信号上，而不被用于期间很难辨识及/或撷取的耙式处理前的分码多重存取信号上。

本发明另一特征系有关用于经由场型的盲信号处理的混合最小均方差矩阵笔分离权重。再次参考美国专利第6,931,362号，其中多感测器系为提供线性独立加总信号所需。’362专利案在此被并入参考。除了多感测器的外，上述天线阵列亦可被使用，而’362专利案所揭示的后处理仍可应用。熟练技术人士会记住本发明许多修正及其他实施例，具有被呈现于上述说明及相关附图的传授利益。因此，应了解本发明并不限于所揭示的特定实施例，而修正及实施例系被预期包含于附带申请专利范围内。

Claims (29)

1.一种可分离M信号源所提供源信号的通信装置，该通信装置包含：

一天线阵列，包含可形成至少N天线波束的N元件，以接收该M源信号的至少N不同加总，N及M大于2；

一控制器，连接至该天线阵列以选择性形成该至少N天线波束；

一接收器组件，连接至该天线阵列，以接收该M源信号至少N不同加总；

一盲信号分离处理器，连接至该接收器组件，以形成一包含该M源信号至少N不同加总的混合矩阵，该盲信号分离处理器亦

决定该M源信号不同加总是相关联或统计独立，若该M源信号不同加总不是相关联或不是统计独立，则

与该控制器共同操作来形成可接收该M源信号的新不同加总的不同波束，以取代该混合矩阵中不相关联或统计独立的该M源信号不同加总，及

分离预期源信号及该混合矩阵。

2.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，该接收器组件包含N耙式接收器，各耙式接收器包含k耙指，以针对被连接至此的该各天线组件所接收该M源信号的N不同加总的每一个而产生k不同多路分量；及其中该盲信号分离处理器系连接至该N耙式接收器来形成该混合矩阵，该混合矩阵可包含达该M源信号至少N不同加总的至少kN不同多路分量，该混合矩阵系具有等于kN的秩。

3.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，N＝M。

4.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，该混合矩阵秩为K，其中K＜N，则该盲信号分离处理器可将M源信号的K与该混合矩阵分离。

5.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，N＞M。

6.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，该N天线元件包含N相关联天线元件。

7.根据权利要求6所述的通信装置，其特征在于，该N相关联天线元件包含N主动天线元件，使得该天线阵列形成一相位阵列。

8.根据权利要求6所述的通信装置，其特征在于，该N相关联天线元件包含至少一主动天线元件，及至多N-1被动天线元件，使得该天线阵列形成一切换波束天线。

9.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，至少两该N天线元件相关联且具有不同极性。

10.根据权利要求9所述的通信装置，其特征在于，该不同极性彼此正交。

11.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，进一步包含一仰角控制器，可选择性改变该N天线波束至少其中之一的仰角，以产生至少一附加天线，使该M源信号至少一附加不同加总得以被接收；其中该接收器组件亦使用该至少一附加天线波束接收该M源信号至少一附加不同加总；及其中该盲信号分离处理器形成该混合矩阵以包含该M源信号的该至少一附加不同加总。

12.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，该仰角控制器可选择性改变该N天线场型的仰角，使得可产生N附加天线场型来接收该M源信号的N附加不同加总，该混合矩阵的秩现在等于2N。

13.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，该仰角控制器系被分割为相对该N天线元件的k区域，各该区域被独立控制来改变该N天线场型该仰角，使得可产生N附加天线场型来接收该M源信号的N附加不同加总，该混合矩阵的该秩现在等于2kN。

14.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，该天线阵列包含一接地平面；且其中该N天线元件包含：

邻近该接地平面的一主动天线元件；

邻近该接地平面的多个被动天线元件，各被动天线元件包含

一上半部及一对应下半部，

一上部可变电抗负载，连接该上半部至该接地平面，以改变一天线场型方位角；

该仰角控制器包含一用于各被动天线元件的一各自下部可变电抗负载，以连接该下半部至该接地平面，并通过调整该下部可变电抗负载至少其中之一而使该N天线场型于仰角方向移动。

15.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，该天线阵列包含邻接该N天线元件的一接地平面；且其中该仰角控制器包含一耦合至该接地平面的可控射频抑制线圈，并通过控制该射频抑制线圈而使该N天线波束于仰角方向移动。

16.根据权利要求1所述的通信装置，其特征在于，该盲信号分离处理器以主分量分析(PCA)、独立分量分析(ICA)及单值分解(SVD)至少其中之一为基础，将预期源信号与该混合矩阵分离。

17.一种操作一通信装置以分离由M信号源所提供源信号的方法，该通信装置包含一天线阵列、一连接至该天线阵列的一控制器、一连接至该天线阵列的接收器组件以及一连接至该接收器组件的盲信号分离处理器，该方法包含：

于天线阵列处接收该M源信号的至少N不同加总，该天线阵列包含可形成至少N天线波束的N元件，N及M大于2；

选择性形成该至少N天线波束以回应该控制器；

将该M源信号至少N不同加总提供至该接收器组件；及

由该盲信号分离处理器处理由该接收器组件所接收的该M源信号至少N不同加总，该处理包含：

决定该M源信号不同加总是相关联或统计独立，若该M源信号不同加总不是相关联或不是统计独立，则

与该控制器共同操作以形成不同波束，用以接收该M源信号的新不同加总来取代该混合矩阵中不相关联或统计独立的该M源信号不同加总，及

将预期源信号与该混合矩阵分离。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该接收器组件包含N耙式接收器，各耙式接收器包含k耙指，以针对被连接至此的该各天线组件所接收的该M源信号的N不同加总的每一个而产生k不同多路分量；及其中该盲信号分离处理器系连接至该N耙式接收器以形成该混合矩阵，该混合矩阵包含达该M源信号至少N不同加总的至少kN不同多路分量，该混合矩阵具有等于达kN的秩。

19.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，N＝M。

20.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该混合矩阵的该秩为K，其中K＜N，及该盲信号分离处理器可将M源信号的K与该混合矩阵分离。

21.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，N＞M。

22.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该N天线元件包含N相关联天线元件。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该N相关联天线元件包含N主动天线元件，使得该天线阵列形成一相位阵列。

24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该N相关联天线元件包含至少一主动天线元件，及达到N-1被动天线元件，使得该天线阵列形成一切换波束天线。

25.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，至少两该N天线元件相关联且具有不同极性。

26.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该通信装置进一步包含一仰角控制器，可选择性改变该N天线波束至少其中之一的仰角以产生至少一附加天线波束，使该M源信号的至少一附加不同加总被接收；其中该接收器组件亦使用该至少一附加天线波束来接收该M源信号至少一附加不同加总；及其中该盲信号分离处理器形成该混合矩阵以包含该M源信号的该至少一附加不同加总。

27.根据权利要求26所述的方法，其特征在于，该仰角控制器可选择性改变该N天线场型的该仰角，使得可产生N附加天线场型以接收该M源信号的N附加不同加总，该混合矩阵的该秩现在等于2N。

28.根据权利要求26所述的方法，其特征在于，该仰角控制器系被分割为相对该N天线元件的k区域，各区域被独立控制来改变该N天线场型的该仰角，使得可产生N附加天线场型以接收该M源信号的N附加不同加总，该混合矩阵的该秩现在等于2kN。

29.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该盲信号分离处理器以主分量分析(PCA)、独立分量分析(ICA)及单值分解(SVD)至少其中之一为基础，将预期源信号与该混合矩阵分离。

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