CN101023557B - 使用阵列偏位的盲信号分离 - Google Patents

Abstract

一种用以将M个信号来源所提供的来源信号进行分离的通讯装置，包含一包括N个天线元件的天线阵列，其产生N个初始天线场型以接收该M个来源信号的N个不同总和，其中N小于M。该天线阵列包含一仰角控制器，其选择性地改变该N个初始天线场型至少其一的高度，以产生至少一个额外天线场型，借此接收该M个来源信号的至少一个额外不同总和。一盲信号分离处理器，其形成包括该M个来源信号的N个不同总和，以及该M个来源信号至少一个额外不同总和的混合矩阵。该混合矩阵的秩数，等于N加上使用该额外天线图形所接收M个来源信号额外不同总和的数目。该盲信号分离处理器用以从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

Description

使用阵列偏位的盲信号分离

技术领域

本发明与信号处理的领域有关，更特别的，与使用盲信号分离(BSS)技术，从一来源信号混合中，分离出想要的信号有关。

背景技术

盲信号分离(BSS)与从一混成信号中回复来源信号有关，该混成信号包含来源信号混合。因为该分离通常是以有关该信号、该信号来源，以及在该信号上具有传递信道影响的有限信息所实作，因此该分离是”盲目的”。

一种众所皆知的范例是当群体中的某人，可以从房间所有声音的结合中，分离出一信号声音的”鸡尾酒会”现象。盲信号分离特别可应用于蜂巢式与个人无线通讯装置，其中许多频带，是因为通常共同存在于相同频谱中的多数无线电频率发射器而变的凌乱。该共同信道发射器的问题，随着低功率、像是蓝芽与其他个人区域网路的未授权无线技术发展，而在这几年变得恶化。

一般所使用的三种盲信号分离技术，为主成分分析(PCA)、独立成分分析(ICA)与信号数值分解(SVD)。主成分分析牵涉到该来源信号的第一与第二动差统计值，并在该来源信号的信号杂讯比高时使用。在其他方面，独立成分分析则使用该主成分分析之后的第三与第四阶动差统计值。做为一种替代，信号数值分解可以根据特征值，从来源信号混合中分离出一来源信号。

不论应用哪一种盲信号分离技术，其都使用多数感应器以从该不同的信号来源，接收不同的来源信号混合。每个感应器都输出一来源信号混合，其是该来源信号的某种独特总和。一般上，该接收器并不知道该信道系数与该原始来源信号两者。该信号的独特总和则用于填入一混合矩阵之中。接着对该混合矩阵应用适当的盲信号分离技术，以从该来源信号混合中，分离出想要的来源信号。

做为一范例，U.S.Patent No.6,799,170公开了使用独立成分分析，从一来源信号混合中，分离一独立来源信号的方法。多数感应器接收该来源信号混合，而一处理器随着时间对该来源信号混合进行采样，并将每个样本储存为数据向量，以成为数据集合。每个感应器输出一来源信号混合，其是该来源信号的某种独特总和。一独立成分分析模块则实作数据向量的独立成分分析，以从该来源信号混合中的其他信号，分离出一独立来源信号。

该来源彼此之间为空间分离，而该处理器对于每个各自感应器，只产生一数据向量，以形成该数据集合。该申请专利’170也公开了该感应器的数目N，为了填入该数据集合，是等于或大于该来源的数目M，也就是N≥M。这样的实作问题在于当该来源数目M增加时，感应器的数目N也要同时增加。对于大数目的感应器N而言，小型可携式通讯装置只具有较小的可用体积，而在该通讯装置外侧固定该感应器，也造成使用者的问题。

U.S.Patent No.6,931,362公开了另一种使用盲信号分离以进行分离信号的方法。该公开的盲信号分离技术利用混成的矩阵束适应阵列权重，形成一混合矩阵，其将由干扰发射器与高斯杂讯两者产生的均方差最小化。该混成矩阵将该信号对于干扰加上杂讯的比例最大化。当利用申请专利’170时，该感应器彼此也是空间分离，而该感应器的数目N，为了填入该混合矩阵，是等于或大于该来源数目M。此外，每个感应器提供输入至该混合矩阵的一个信号，造成一可携式通讯装置需要较大的体积面积。

发明内容

在前述背景的观点中，本发明所因而产生的目标，便是提供一种通讯装置，其包括小型的天线阵列，用以接收盲信号分离技术所使用的来源信号混合，因此可以从其中分离出想要的信号。

与本发明一致的此项与其他目标、特征以及优点，则利用一种通讯装置提供，其用以分离由M个信号来源所提供的来源信号，该通讯装置包括用以接收该M个来源信号不同总和的天线阵列。一接收器或接收器组件则连接至该天线阵列，而一盲信号分离处理器则连接到该接收器，以形成一混合矩阵。该混合矩阵包括由该天线阵列所接收M个来源信号的不同总和。该盲信号分离处理器接着从该混合矩阵中，分离出想要的来源信号。

代替为了该混合矩阵所提供M个来源信号不同总和而利用的空间分离感应器，其可使用一种小型天线。对于可携式通讯装置而言，因为该天线阵列可以提供多于一个输入至该混合矩阵，并同时维持小型，因此仍可使用盲信号分离技术。

特别的，对于盲信号分离处理而言，可以使用阵列偏位以提供信号的不同总和。阵列偏位与在方位角及/或高度方向中的控制天线场型有关。阵列偏位的优点，在于可以为了混合矩阵而接收更多信号，而不需增加在该天线阵列中的天线元件数目。

该天线阵列可以为了接收该M个来源信号的N个不同总和，而包括用于产生N个初始天线场型的N个天线元件，其中N小于M。该天线阵列可以包括一仰角控制器，其为了产生至少一个额外天线场型，而选择性地改变至少该N个初始天线场型之一的高度，以便借此接收该M个来源信号的至少一个额外不同总和。

一接收器可以连接至该天线阵列，用以使用该N个初始天线场型，接收该M个来源信号的N个不同总和，并使用该至少一个额外天线场型，接收该M个来源信号的至少一个额外不同总和。一盲信号分离处理器，其用以形成包括该M个来源信号的N个不同总和，以及该M个来源信号至少一个额外不同总和的混合矩阵，并从该混合矩阵中，分离出想要的来源信号。该混合矩阵的秩数(rank)，等于N加上使用该额外天线图形所接收M个来源信号额外不同总和的数目。

该仰角控制器可以选择性地改变该N个初始天线场型的高度，因此为了该M个来源信号的N个额外不同总和，产生N个额外天线场型，而该混合矩阵的秩数现在等于2N。

该仰角控制器也可以区分为与该N个天线元件有关的k个区域，每个区域都为了改变该N个初始天线场型的高度而受到独立控制，因此为了接收该M个来源信号的N个额外不同总和，产生N个额外天线场型，而该混合矩阵的秩数现在等于2kN。

该天线元件可以配置为具有相同或不同的偏极，并且可以配置为彼此相关或不相关。在一实施例中，N个天线元件是相关的。该N个相关天线元件可以包括N个有源天线元件，因此该天线阵列形成一种相位阵列。替代的，该N个相关天线元件也可以包括至少一个有源天线元件，以及至多N-1个无源天线元件，因此该天线阵列形成一种切换波束天线。

在一实施例中，该天线阵列包括一接地平面，而该N个天线元件包括一个邻接于该接地平面的有源天线元件，以及邻接于该接地平面的复数无源天线元件。每个无源天线元件可以包括一上半部与一对应的下半部，而一上方可变电抗性负载，其将该上半部连接制该接地平面，用以改变该天线场型的方位角。该仰角控制器可以包括用于该每个下半部的各自下方可变电抗性负载，用以将该下半部连接至该接地平面。该N个天线场型通过调整至少该下方可变电抗性负载之一，而在高度中移动。

而在另一实施例中，该天线阵列包括邻接于该N个天线元件的接地平面，而该仰角控制器包括与该接地平面结合的一可控制无线电频率(RF)调节装置。该N个天线波束通过控制该无线电频率调节装置，而在高度中移动。

当接收该M个信号的不同总和时，可以在场型与波束之间进行区隔。在一情况中，该天线阵列为了接收该M个来源信号的至少N个不同总和，可以形成至少N个天线波束，每个天线波束具有从一最大增益点以下的3分贝点，其是为了在一接近信号的至少一方向中，回绝信号而作准备。在另一情况中，该天线阵列为了接收该M个来源信号的N个不同总和之一，可以形成至少一天线场型，该至少一天线场型大体上不具有从一最大增益点以下的3分贝点，造成在一接近信号的任何方向中都没有信号回绝。

该M个来源信号的每个总和是线性的。该盲信号分离处理器可以根据至少主成分分析(PCA)、独立成分分析(ICA)以及信号数值分解(SVD)之一，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

本发明的另一观点，是应用一种为了分离由该M个信号来源所提供的来源信号，而操作如以上定义通讯装置的方法。

附图说明

图1为根据本发明的一种典型操作方案块状图，其中一通讯装置从各自的信号来源，接收想要与不想要的信号。

图2是在图1中所显示通讯装置的更详细块状图。

图3为根据本发明，为了该混合矩阵而产生该来源信号线性独立总和的不同方法说明。

图4为根据本发明，配置为一种切换波束天线的天线阵列块状图。

图5为根据本发明，配置为一种相位阵列的天线阵列块状图。

图6为根据本发明，配置为偏极天线元件的天线阵列块状图。

图7为根据本发明，描述该三偏极(tri-polarization)使用的三维图示。

图8为根据本发明，具有包括相关与不相关天线阵列的通讯装置块状图，其为了盲信号分离处理而提供不同的信号总和。

图9为根据本发明，基于阵列偏位所操作的通讯装置块状图，其为了盲信号分离处理而提供不同的信号总和。

图10为根据本发明，具有一仰角控制器的切换波束天线块状图，用以选择性地改变一天线场型的高度。

图11为在方位角方向中，描述一天线场型的天线图示，其接着反应在图9中描述的仰角控制器，而在该高度方向中旋转。

图12为根据本发明，在该接地平面中形成具有一无线电频率调节装置的天线元件块状图，用以在该高度方向中旋转该天线场型。

图13为根据本发明，基于路径选择操作的通讯装置块状图，其为了盲信号分离处理而提供不同的信号总和。

图14为根据本发明，基于分散编码操作的通讯装置块状图，其为了盲信号分离处理而提供额外的信号总和。

图15为根据本发明，基于同相与正交信号成分操作的通讯装置块状图，其为了盲信号分离处理而提供额外的信号总和。

图16为连接至如图15中所显示天线元件的同相与正交模块详细块状图。

图17为根据本发明，基于场型分散操作的多输入多输出(MIMO)系统块状图。

图18为根据本发明，一傅立叶转换通讯系统码际干扰定址的块状图。

图19为根据本发明的通讯系统块状图，其中一传输器是以时槽为基础。改变用于每个分层空间流的功率程度。

图20为根据本发明的通讯系统块状图，其中使用波浪形场型，以支援传输至相同存取点的多数传输器。

图21为根据本发明，一最佳化处理与功率消耗(drain)的接收器块状图。

图22为在图21中描述的接收器块状图，其与一传输器整合其本身的操作。

图23为根据本发明，在一时脉序列中由一接收器所已知的波浪形传输场型等值线图示。

图24为根据本发明的时脉线，其中一符元周期具有12个变化(换言的，12个晶片)，而该被改变参数则为了4个晶片而维持固定。

图25为根据本发明，用于多数空间独立信道的接收器块状图。

图26为根据本发明的接收器解码链的块状图。

第27至30图为分别对应图26中的A、B、D、与E点，振幅对于频率的图示。

具体实施方式

本发明现在将参考显示本发明较佳实施例的伴随图示，在之后进行更完整的叙述。然而，此发明可以实作为许多不同形式，而在此不应该被建构为如该实施例所设定的限制。当然，这些提供的实施例将是彻底且完整的，并且可以完全地传达至本领域的技术者。相同的标号标示相同的元件，而主标则用来标示替代实施例中的相似元件。

在通讯网络中，具有为了特定通讯装置所准备的来源信号，并且在相同的频带中，具有为了其他通讯装置所准备的来源信号。同时也存在不被通讯所使用，来自杂讯所产生的信号，然而其也同样地由通讯装置所接收。

为了促进对于有兴趣来源信号的解码，其使用盲信号分离，以分离出一通讯装置接收的信号。如以上所指出的，该术语”盲目”是指为在一理想情状中，该信号不需要其他在该信号与该通讯信道之间，由于交互作用所产生信号转换本质的知识，便可以被分离。在实际实作中，则时常利用任何可获得的知识。在此情况中，该信号分离则为半盲目的。

在盲信号分离中，三种常使用的技术为主成分分析(PCA)、独立成分分析(ICA)以及信号数值分解(SVD)。只要该信号在某些可测量特性是独立的，且如果其信号总和彼此线性独立，这些盲信号分离技术之一或更多，便可以用以从一来源信号混合之中，分离独立或想要的来源信号。该可测量特性通常是该信号的第一、第二、第三或第四动差的某种结合。

主成分分析漂白该信号，使用该第一与第二动差，并基于该相关性质旋转该数据集合。如果该来源信号的信号杂讯比过高，可以停止利用主成分分析进行的信号分离处理。

如果该来源信号的信号杂讯比过低，接着便可基于与该来源信号第三与第四动差有关的统计特质，以独立成分分析分离来源信号。因为该来源信号为高斯分布，其第三与第四动差便与第一与第二动差有关。做为独立成分分析与主成分分析的一种替换，信号数值分解是根据信号特征值，从来源信号混合中分离来源信号。

图1中描述一种典型的方案，其中一多个信号来源20传输来源信号22。该来源信号22是根据相关于每个各自信号来源20所产生的天线波束24方向中传输。该多个信号来源20包含一第一信号来源20(1)至一第M信号来源20(M)。相同地，该各自的来源信号也参照为22(1)至22(M)，而其对应的天线波束则参照为24(1)至24(M)。在通讯网络中，常利用泛方向性天线场型或指向性天线场型进行更进一步的实作。

一天线阵列32为了该通讯装置30，从该信号来源20接收该来源信号22的线性结合(混合)。该天线阵列32包括一多个天线元件34，而每个天线元件提供来自该信号来源20来源信号22的至少一个线性结合(混合)。该天线元件34包含一第一天线元件34(1)至一第N天线元件34(N)。

该接收的来源信号22(1)至22(M)最初是形成于一混合矩阵36之中。该通讯装置30使用盲信号分离技术，以确定位于分离来源信号的一分离矩阵38，是否在该混合矩阵之中。该分离信号则以数字39表示。

该通讯装置30利用对该接收来源信号的集合或混成采样的方式，不需要其特性知识，共同地取得由天线阵列32所接收的来源信号混合。每个天线元件34的输出，在已经利用该信道脉冲回应所旋绕，换言之，介于该信号来源20输出与一天线元件34输出之间的传递路径加上额外的高斯杂讯之后，做为该来源信号22的模型。

现在将参考图2，详细讨论用于分离由该M个信号来源20(1)至20(M)所提供来源信号的通讯装置30。一天线阵列32包含N个天线元件34(1)至34(N)，以接收该M个来源信号的至少N个不同总和，其中N与M大于1。该天线阵列32并不限制为任何的特定配置。该天线阵列可以包含一或多个天线元件34。该天线元件34可以配置该天线阵列，形成一种像是相位阵列或切换波束阵列的形式，其将在之后进行讨论。

在该天线阵列32下游连接一无线电收发器40，以接收该M个来源信号22的至少N个不同总和。在该无线电收发器40下游则连接一处理器42。虽然该处理器42在描述上与该无线电收发器40分离，该处理器42也可以包含于该无线电收发器40之中。由该无线电收发器40所接收M个来源信号22的不同总和，则用于填入该混合矩阵36之中。该混合矩阵36接着以在该处理器42之中的一个或多个盲信号分离处理模块44、46以及48进行处理。

该盲信号分离处理模块包含一主成分分析模块44、一独立成分分析模块46以及一信号数值分解模块48。这些模块44、46以及48，可以配置为一盲信号分离处器的一部份。该主成分分析模块44根据该接收来源信号不同总和的第一与第二动差操作，而该独立成分分析模块46根据该相同信号的第三与第四动差操作。该信号数值分解模块48根据该接收来源信号不同总和的特征值实作信号分离。

该相关性处理最初是以主成分分析模块44实作，确认用于该来源信号不同总和的初始分离矩阵38(1)，而独立成分分析模块46接着决定在该混合矩阵36中，用于该来源信号分离的一强化分离矩阵38(2)。如果该信号是由信号数值分解模块48所分离，也从该混合矩阵36中，决定用于该接收来源信号不同总和分离的一分离矩阵38(3)。

来自于每个各自的分离矩阵38(1)至38(3)的分离信号，是以参照数字39所表示。该分离信号39接着利用一信号分析模块50进行信号分析，以决定有兴趣的信号以及干扰信号。一种应用相关处理模块52处理从该信号分析模块50输出的信号。

对于哪些信号为感兴趣的决定，并不总是与被解码的最终信号有关。举例来说，该应用可以在为了确认干扰，并从该接收来源信号的不同总和中减去时呼叫，并接着回馈该减低信号至一波形解码器。在此情况中，该有兴趣信号在最终也因为被回绝而终止。

回馈至该主成分分析模块44的信息，是一种信号的独特总和x_j。其假设观测到M个独立成分的N个线性混合x₁、...x_N为：

x_N(t)＝a_N1s₁(t)+---a_NKs_K(t)+---a_NMs_M(t)

一般地，该无线电收发器40知道该信道系数a_jk与该原始信号s_k。在上述方程式组的矩阵标注中，可以简写为x＝As，其中A为混合矩阵。该统计模式x＝As也已知为一种独立成分分析模式。用以尝试寻找该信道的反矩阵传统技术则是：s＝A^-1x。

该独立成分分析模块46决定一分离矩阵W，且y＝W(As)＝Wx。该向量y是一种s的子集合，其在尺度改变下大小未知。如果所有的信号都无法分离，其更一般式则写为y＝W(As)+Wn＝Wx+Wn，其中所加入的n项次则是由于该未确认来源所造成的残余杂讯。

该独立成分分析模式是一种生殖模式，意思是其叙述该观测数据是否是由混合该成分s_k的处理方式所产生。该独立成分则为潜在变数，意思是其无法直接观测。同样的，该混合矩阵A也假设为未知。所能观测的则是随机向量x，而A与s是根据x所估计。

独立成分分析的开始点，是假设该成分s_k在统计上独立。此外，其假设该独立成分s_k至多只有一个具有高斯分布。该只有一个信号具有高斯分布的限制，是由于高斯信号的第三动差为零的本质，而该第四动差在高斯信号中是无法辨识的。

为了简化，该未知的混合矩阵A是假设为平方的。因此，该独立成分的数量与该观测混合的数量相等。此外，此假设可以随着时间所松弛。只要该信号s_k在某些可测量特性中为统计独立的，便可决定该分离矩阵W。

该混合矩阵A的秩数，决定实际上可以分离多少信号。举例而言，具有秩数为4的混合矩阵，意义为可以分离4个来源信号。理想上，该混合矩阵A的秩数应该至少等于该信号来源的数目M。秩数愈大，可分离更多的信号。随着该来源的数目M增加，所需要的天线元件数目N也增加。在此背景中所讨论的申请专利案’170与’362，都公开了该天线元件数目N应该等于或大于该信号来源数目M，换言之，N≥M，否则必须使用一种不同于盲信号分离的技术进行信号分离。

一种用以产生信号线性独立总和的工业标准，是使用N个不相关感应器，换言之，该感应器至少在波长方面为彼此分离。该波长是基于该通讯装置30的操作频率。该N个感应器在空间中不相关，但在偏极与角度中相关。该彼此不相关的感应器提供N个线性独立信号总和，而每个感应器提供该混合矩阵A中的一个信号项次。

参考图3，将得到为了该混合矩阵A，所产生该来源信号线性独立总和的不同方式说明或概要的最初说明。在一简短介绍之后，将详细讨论每个方法。

该说明图的第一部份提出天线配置。块状图100表示不相关的感应器，其中每个感应器提供一信号输入，至该混合矩阵A之中。块状图102表示一相关天线阵列，其中该阵列提供多数输入，以填入该混合矩阵A之中。块状图104也表示一天线阵列，其中该天线元件的一部份是相关的，且该天线元件具有不同的偏极，用以填入该混合矩阵A之中。以块状图100、102与104所提出该感应器与天线阵列的不同结合，也可以整合在块状图106之中，以进一步在块状图116中填入该混合矩阵。

该说明图的第二部份，提出在该第一部份所提供天线配置的强化。该强化是以增加或取代该收集来源信号的总和所产生，并进一步填入该混合矩阵A之中。块状图108与阵列偏位有关，其中改变该天线场型的仰角，以接收该来源信号的额外总和。在块状图106中的任一结合，也可以在该阵列偏位块状图108中使用。

在块状图110中，实作路径选择，因此所有用于填入该混合矩阵A之中的来源信号总和是相关(第一与第二动差)及/或统计(第三与第四动差)独立的。换句话说，该伴随信号为了接收该来源信号的新总和所选择，以取代不相关及/或统计上不独立的总和。块状图110也可由在块状图中106及108中的任一结合所回馈。块状图108与110也可以直接回馈至该混合矩阵块状图116。

该说明图的第三部份提出信号分裂，用以进一步填入在块状图116中的混合矩阵。举例而言，块状图112使用分散编码，以分裂不同的总和信号。如果一总和信号具有k个分散编码，则可以处理该特定总和信号，以提供与之相关的k个总和信号。该分散编码可以与该块状图106、108及110的输出结合应用。块状图114将不同的总和信号，分裂为同相(I)与正交(Q)成分，以进一步填入该混合矩阵之中。该同相与正交成分因此对于遗失矩阵而言，具有一种2的乘法效应，并可以与该块状图106、108、110及112的输出结合应用。

该说明图的最后部份，是在块状图116中形成混合矩阵A。如在该说明图中所描述，该混合矩阵A可利用根据该上述描述的任一块状图，将该来源信号的不同总和填入。这种在该第一部份中的天线阵列配置优点，在于可以形成小型天线阵列以填入该混合矩阵A之中。在该第二与第三部分中的天线阵列配置优点，在于该N个天线元件，其中N小于来源信号的数目M，可以利用该来源信号的M个或更多总和，填入该混合矩阵之中。

在该说明图中讨论的天线配置观点中，将讨论一种包括N个相关天线元件的天线阵列，用以接收该M个来源信号的至少N个不同总和，其中N与M大于1。在一实施例中，该天线阵列是一种如在图4中所描述的切换波束天线140。

该切换波束天线阵列140产生多数天线场型，包含指向性天线场型与泛方向性天线场型。该切换波束天线140包含一有源天线元件142与一对无源天线元件144。该有源与无源天线元件142、144的实际数目，可根据想要的应用进行改变。参考U.S.Patent Application No.10/065,752可得到对该切换波束天线阵列的详细讨论。此申请专利是设定为本发明的现行受让人，在此其完整文字都整合为本发明的参考。

每个无源天线元件144都包含一上半部144a与一下半部144b。该无源天线元件144的上半部144a，则通过电抗性负载148连接至一接地平面146。该电抗性负载148是一种可变的电抗，其通过使用变容器、传输线或开关，可以改变其电容与电感。通过变化该电抗性负载148，可以改变该辐射场型。因为存在两个无源天线元件144，因此可形成四个不同的天线场型。

该三个天线场型可以用以接收信号x_j的独特总和。该第四个天线场型则是其他三个的线性组合，所以其并不用于该混合矩阵A之中的项次。因此，利用所使用的三个天线元件，可输入三个信号x_j的独特总和，至该混合矩阵A之中。该切换波束天线的优点，在于通过使用3元件142与144，可以支援具有秩数为3的混合矩阵。

在另一实施例中，该天线阵列包括N个相关有源天线元件，因此如在图5中所描述，该天线阵列形成一种相位阵列160。该相位阵列160包括多个有源天线元件162，以及与该有源天线元件结合的多数权重控制组件164。该权重控制组件164调整该接收信号的振幅及/或相位，以形成一合成波束。

一分裂器/结合器166与一控制器168则连接至该权重控制组件164。参考U.S.Patent Application No.6,473,036，可得到对该切换波束天线阵列的详细讨论。此申请专利是设定为本发明的现行受让人，在此其完整文字都整合为本发明的参考。

该有源元件162的数目，支援具有相同秩数的混合矩阵A。即使该来源的数目M等于该有源元件的数目N，也就是M＝N，该有源阵列100仍为一种小型形式，因为该有源元件162在空间与偏极中相关，在与使用不相关天线元件的传统方式相比之下，该传统方式超过多于一个波长的距离。

在另外的实施例中，该混合矩阵的秩数可以为K，其中K＜N，因此该盲信号分离处理器49，从该混合矩阵中分离该M个来源信号的K个。如在之后将进一步讨论的，N也可以大于M。

在该切换波束天线140与相位阵列160两者中，介于其各自天线元件142、144与162之间的距离，是设定为一种适合的后前比例(bake to front ratio)。这是因为这些天线阵列的传统使用，是用于拒绝不想要的信号(换言之，后方接近)并强化想要的信号(换言之，强方接近)。

无论如何，为了建立混合矩阵的目的，其目标是建立信号的不同总和。在此应用中，有兴趣的信号实际上可以总是小于该干扰，并仍旧可以被分离，因为此目的的明显差异，介于天线元件之间的距离便不需要是一种特定的分离。

该天线元件可以进一步地彼此靠近，以传统”差的”前后比例产生场型，并仍旧十分适合用于混合矩阵。而实际上，这样的场型在盲信号来源分离应用中将较常见。该理由是使用好的前后比率，需要追踪该信号方向，以保持指向想要信号处的前方，及/或指向干扰的后方。通过使用在不同方向中具有差异，但仍旧有明显增益的场型，便不需要如此的信号追踪。

一天线波束可以被定义为具有从一最大增益点以下的3分贝点，借此提供信号接近至少一方向中的信号回绝。相同地，一天线场型可以定义为不具有从一最大增益点以下的3分贝点，而其在信号接近的任何方向中便不产生信号回绝。

在许多应用中，介于元件之间特定距离的差异，可以大大的减低整体天线阵列的尺寸。在另外的应用中，其实际上则可以增加元件之间的距离，以减轻追踪的问题，但获得一些额外信号的不相关程度。

在另一实施例中，如在图6中所描述，该天线阵列180包括N个天线元件，以接收该M个来源信号的至少N个不同总和。该N个天线元件的至少两个182a、182b彼此相关，并具有不同偏极以接收该该M个来源信号N个不同总和的至少之二，其中N与M大于1。

在该阵列180中的其他天线元件184a、184b，对于该天线元件182、182b可以为相关或不相关。虽然所描述的另一对为偏极天线元件184a、184b，这些元件也可以取代为具有相同的偏极。此外，这些元件也可以彼此不相关。

用于天线元件182、182b的不同偏极彼此可以正交。在另一实施例中，该天线元件182a、182b包含一第三元件182c，因此三偏极是用以支援接收该M个信号的3个不同总和。

后续的讨论支援该偏极的使用，以填入该混合矩阵A之中。该三个不同的偏极天线元件182a、182b、182c接收三个线性并独立的信号总和。x、y与z轴的定义与关系，将在图7中描述并使用。举例而言，其存在以下关系：

x＝Scos(θ)sin(φ)

y＝Ssin(θ)sin(φ)

z＝Scos(φ)

简化的假设是该信号具有线性偏极，该信号是线性独立，以及在每个正交轴上具有三个线性天线元件之一。举例而言，天线元件182a位于x轴上，天线元件182b位于y轴上，而天线元件182c位于z轴上。

通过定位该三个线性天线元件182a、182b、182c于一正交轴上，可简化数学式。在一实际发展中，该天线元件182a、182b、182c并不需要严格正交，或是必须交会于一共同点上。此假设的移除将不违反一般的结论，而是在秩数不足的情况产生。

之后将采用以下定义，其中数字下标与1、2、3参照关联：

S₁，S₂，S₃：入射至该天线元件的信号；

θ₁，θ₂，θ₃：该信号的X、Y平面电场(E)角度；

φ₁，φ₂，φ₃：该信号的Z轴电场角度；以及

X_x，X_y，X_z：入射信号总和与一天线元件的内积。

因此，该向量成分为：

对每个天线元件与信号采取内积，(X.Y＝x₁x₂+y₁y₂+z₁z₂)决定在元素中的相对电场成分总和。这些数值则用来建立该混合矩阵：

$\left[\begin{array}{c}{X}_x\\ X_y\\ X_z\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)& \cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\\ \cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)& \cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\\ \cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)& \cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\end{array}\right]$

其中：

$\det \left[\begin{array}{c}{X}_x\\ X_y\\ X_z\end{array}\right]=$

$\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)$

$-\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)-\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)$

$=\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)+\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$=\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$+\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$+\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)$

$=\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)[\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]$

$+\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)[\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)]$

$+\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)[\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)]$

$=\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)$

$+\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_3-{\mathrm{\θ}}_2)$

$+\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\φ}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_3\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_3)$

现在将讨论秩数不足的情况。当行列式数值等于0的时候，将发生混合矩阵秩数不足的情况。这在以下的情形中发生：

1)θ₁＝θ₂＝θ₃

该元素’x’与’y’将从所有的三个信号接收到相同的贡献。

对该表格项次加入180度的任何结合方式，会产生其他的秩数不足情形。当该信号并不是独立地由天线元件的足够结合所加总时便会发生。

3)每个1或2所有单独加总等于0，但是：

sin(φ₁)sin(φ₂)cos(φ₃)sin(θ₂-θ₁)

+cos(φ₁)sin(φ₂)sin(φ₃)sin(θ₃-θ₂)

+sin(φ₁)cos(φ₂)sin(φ₃)sin(θ₁-θ₃)＝0

这隐示了在接近相等的偏极信号处，信号之间存在一小的固在分离角度，信号对齐但从该阵列相反侧靠近，或某些其他非常偶然的信号入射，对两元素造成相同的能量程度。

如同以上讨论，该说明图的第一部份提出天线配置。该上述讨论的天线配置，包含不相关的感应器，可以利用多种结合方式装配，以提供该M个来源信号的不同总和至该混合矩阵之中。

现在参考图8，将讨论一种通讯装置200，其用以分离由M个信号来源所提供的来源信号。该天线阵列202包括N个天线元件，用以接收该M个来源信号的至少N个不同总和，其中N与M大于1。

该N个天线元件包括至少一个天线元件204，用以接收该M个来源信号N个不同总和的至少之一，以及至少两个相关的天线元件206，用以接收该M个来源信号N个不同总和的至少之二。该两个相关天线元件206与该天线元件204不相关。该天线阵列可以包含多种结合方式的额外天线元件，其中该元件是相关、不相关或偏极。

一接收器210是连接至该天线阵列202，用以接收该M个来源信号的至少N个不同总和。一盲信号分离处理器212则连接至该接收器，用以形成包括该M个来源信号至少N个不同总和的混合矩阵214。该混合矩阵具有等于至少为N的秩数，且该盲信号分离处理器212从该混合矩阵A之中，分离出想要的来源信号216。

该说明图的第二部份提出该第一部份提供天线配置的强化。该强化是以增加或取代该收集来源信号的总和所产生，并进一步填入该混合矩阵A之中。

一种强化则与为了由该混合矩阵A在不增加额外天线元件下所使用，以接收额外信号总和的阵列偏位有关。阵列偏位则与在该方位角及/或高度方向中，控制天线场型有关。

现在将参考图9讨论一种通讯装置240，其使用阵列偏位，分离由M个信号来源所提供的来源信号。该天线阵列242包括N个天线元件244，为了接收该M个来源信号的N个不同总和，而产生N个初始天线场型。该天线阵列242也包括一仰角控制器246，为了产生至少一个额外天线场型，而选择性地改变该N个初始天线场型的至少之一，因此借以接收该M个来源信号的至少一个额外不同总和。

一接收器248是连接到该天线阵列242，并使用该N个初始天线场型接收该M个来源信号的N个不同总和，也使用该至少一个额外天线场型，接收该M个来源信号的至少一个额外不同总和。

一盲信号分离处理器250则连接到该接收器248，用以形成一混合矩阵252，其包括该M个来源信号的N个不同总和，以及该M个来源信号的至少一个额外不同总和。该混合矩阵的秩数，等于N加上使用该额外天线场型，接收该M个来源信号额外不同总和的数目。该处理器250从该混合矩阵中，分离出想要的信号254。

一般上，任何能够提供信号加总的天线阵列装置，都适用于以一偏位机制来增加所能使用的混合矩阵秩数。该偏位将为了每个天线阵列装置，产生两个不同且混合矩阵可使用的信号加总。因此在使用此技术的情况下，将有2倍数乘积的效果。

如果该天线偏位被区分为K个与天线有关的不同区域，该K个区域的每个，都可以为了两个独立偏位区域作准备，并填入至该混合矩阵之中。举例来说，如果该天线本身可以提供N个总和，并存在有K个不同偏位区域，在该混合矩阵中的信号总和数目将是2*K*N。

为了描述目的，图10的参考将显示修正图4中切换波束天线100′，因此该天线场型可以在仰角中向上翘起或向下偏斜。特别的，每个无源天线元件104′的上半部104a′，是通过一电抗性负载108′连接至该接地平面106′。每个无源天线元件104′的下半部104b′，也通过一电抗性负载118’连接至该接地平面106′。在该无源天线元件104′上的电抗，具有延长或缩短该无源天线元件的效果。电感负载将延长该无源天线元件104′的电力长度，而电容负载则将其缩短。

一天线波束是根据该上半部104′的电抗性负载108′，与该下半部104b′的电抗性负载118′比例，在高度方向中向上翘起或向下偏斜。通过调整该比例，如在图11中所描述，该天线场型将可向上指到97或向下指到99。当调整一天线场型的高度角度以接收一混合信号时，至少有一个额外的秩数被加入该混合矩阵A中。使用该阵列偏位，对于该混合矩阵A而言可以接收更多的信号，而不需增加该天线元件的数目N。

此特定实作具有两个由该电抗所独自控制的不同偏位区域。该阵列的场型产生能力为3个独立场型，因此可以用来建立该混合矩阵的信号加总数目为12(2*2*3)。

参考上述文献U.S.Patent Application No.10/065,752中所指出的内容，其详细地公开如何在高度中调整天线波束。该阵列偏位技术也可以用在所有上述讨论的天线阵列实施例中，或是任何对于接地平面交互作用敏感的其他天线阵列。

该仰角控制器的另一种实施例，如图12所描述，是根据一种与该一天线元件274接地平面272结合的可控制无线电频率(RF)调节装置270。与该天线元件274有关的天线场型，是利用控制该无线电频率调节装置270的方式，在高度中移动，其是由本领域专精者所欣然同意的。

现在将参考图13，讨论一种通讯装置300，其根据路径选择，分离由M个信号来源所提供的来源信号。这是在该说明图第一部份中所提供天线配置的另一种强化，其与以上讨论的阵列偏位强化相同。该通讯装置300包括一天线阵列302，其包括为了接收该M个来源信号的至少N个不同总和，而形成至少N个天线波束的N个元件304，其中N与M大于2。

一控制器306连接到该天线阵列，用以选择性地形成该至少N个天线波束。而一接收器组件308则连接到该天线阵列302，用以接收该M个来源信号的至少N个不同总和。一盲信号分离处理器310则连接到该接收器组件308，用以形成包括该M个来源信号至少N个不同总和的混合矩阵312。

该盲信号分离处理器310也决定该M个来源信号的不同总和，是否相关或统计独立，而如果不是时，接着与该控制器306一起操作形成不同的波束，用以接收该M个来源信号的新的不同总和，以取代在该混合矩阵312中，并不相关或统计独立的M个来源信号不同总和。接着便从该混合矩阵312中，分离出该想要的来源信号314。

牦耙式接收器，是一种设计用来抵抗多路径雕零影响的无线电接收器。其为了调准至各自的多重路径成分，使用许多彼此之间稍微延迟的独立接收器，以完成此项工作。其也可以利用大多数的无线电存取网络形式。其已经知道对于调变的分散编码形式而言是特别有利的。其具有选择特定入射信号路径的能力，以使其适合做为一种改变供应至该盲信号分离处理器路径的装置。

如以上所讨论选择性地形成该N个天线波束，也可以应用于所有的无线电存取网络之中，其也是由本领域专精者所欣然了解的。对于分码多重存取(CDMA)系统而言，该接收器组件308包括N个牦耙式接收器316。每个牦耙式接收器316包括k个指枝，以为了由与其连接的各自天线元件，所接收该M个来源信号N个不同总和的每一个，而选择k个不同的多重路径成分。在此配置中，该盲信号分离处理器310是连接至该N个牦耙式接收器316，用以形成该混合矩阵312。该混合矩阵312包括该M个来源信号至少N个不同总和的至少kN个不同多重路径成分，并具有等于kN的秩数。

特别的，当分码多重存取波形传递时，其通常面临从来源到目标的多数路径选择。一牦耙式接收器316则为了一种更强健的信号解码目的，特别设计用于捕捉多数的这些各自事件，并将其结合。当该原始信号沿着每个路径传递时，其性质则由该路径的特征所调整。在某些情况中，该接收信号的相关及/或统计特性的调整，将大到可以将其视为可分离的信号流。也可以使用一种调整牦耙式接收器316，以撷取每个调整信号流，并将其视为独特项次，填入该混合矩阵312之中。然而这种增加秩数的方法并不总是可利用的，当其最可能需要时，在仰角多重路径环境中也应是可利用的。

当一牦耙式接收器316可以利用该不同路径时，如参考图13所讨论的，对于任何调变技术而言，波束成形方式是一种更一般的解决应用。这与该牦耙式接收器316不同，因为波束成形是用于想要的信号加强以及想要的信号回绝。然而，此差异在于对该接收器而言，该回绝信号是该预期信号的另一种形式。无论如何，该接收器组件308必须侦测该相同信号的这些多数独特传递路径，以将该混合矩阵312建立为具有足够的秩数。

该说明图的第三部份提出为了进一步填入该混合矩阵A之中，所进行的信号分裂。在一方法中，该总和信号则利用分散编码所分裂。在另一方法中，该总和信号是使用同相(I)与正交(Q)模块所分裂。

现在将参考图14，讨论使用分散编码的信号分裂。该描述的通讯装置400包括一天线阵列402，其包括N个天线元件404以接收该M个来源信号的至少N个不同总和。一编码解分散器(code despreader)406，连接到该N个天线元件404，用以将该M个来源信号的至少N个不同总和进行解码。该N个不同总和的每一个都包含k个编码，用以提供与其相关的M个来源信号的k个不同总和。

一接收器组件408则连接到该编码解分散器406，用以接收该M个来源信号的至少kN个不同总和。一盲信号分离处理器410则连接到该接收器组件408，用以形成包括该M个来源信号至少kN个不同总和的混合矩阵412。该混合矩阵412的秩数等于kN。该盲信号分离处理器410从该混合矩阵412中，分离出想要的来源信号414。

根据该接收信号的调变，以上叙述的信号分离，也可以用于增加该混合矩阵412的秩数，而不增加该天线元件的数目N。分码多重存取IS-95、分码多重存取2000以及宽频分码多重存取(WCDMA)便是使用分散编码的分散频谱通讯系统范例。一种普通的线程，则是以每个信号处理一独特编码，以将该数据散布至一较大的频带中。

该相同的分散编码利用该接收的信号总和(想要的信号、不想要的信号以及未知的杂讯来源)进行处理。此造成该想要的信号被重建至其原始的频宽之中，然而干扰便散布至较广的频带中。

该上述列出的分码多重存取实作，实际上具有使用相同频带的许多信号流。每个信号流使用一种对于其他全部为理想正交的编码。如果此情况在该解码器处发生，其意味着只有有兴趣的信号被解分散。如果该总和的kN个信号编码都用于解分散，该最后接收的信号总和x_k，主要将由一增加的振幅项次s_k以及未改变或较低数值的k-1个项次所组成。

通常在分码多重存取信号之间具有某些相关性，所以该干扰信号或多或少也沿着该想要的信号所重建。这通常由该各自信号所遭遇的延迟，以及该信号所遇到的多重路径所造成。某些不想要的信号，特别是分码多重存取信号的数值将会增加。该增加对于该想要的信号来说并不明显，但仍然将增加总体的杂讯数值，并因此降低信号杂讯比。

该解分散信号方程式的形式，以及该信号本身，对于盲信号分离处理而言将满足标准。事实上，如果该解分散编码之一，是各自为了该通讯装置400所接收的每个已知信号所应用时，将使得各自总和满足独立成分分析模式的要求。

因此，有许多就像是已知编码一样，对该混合矩阵而言为可利用的列(row)项次，当然其假设每个都产生线性独立的有效数值。在适当的情况之下，这将使得该混合矩阵增加到大于该编码数目的数值。举例而言，N个天线元件与M个编码可以提供NM个矩阵列。

为了描述目的，假设已知3个编码，且该3个已知编码保持其正交性。在该编码解分散器406中，该混合矩阵A具有顶部的3列与底部的3列，其每个都来自于在每个信号流都利用3个已知编码所解分散之后，所得到的天线信号流。该对角线之外的0数值是由于该编码的正交性产生。该行(column)项次4、5、6是用于该相同指标未知信号的一般情况。

$\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\\ x_5\\ x_6\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}{a}_{11}& 0& 0& a_{14}& a_{15}& a_{16}\\ 0& a_{22}& 0& a_{24}& a_{25}& a_{26}\\ 0& 0& a_{33}& a_{34}& a_{35}& a_{36}\\ a_{41}& 0& 0& a_{44}& a_{45}& a_{46}\\ 0& a_{52}& 0& a_{54}& a_{55}& a_{56}\\ 0& 0& a_{63}& a_{64}& a_{65}& a_{66}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ s_3\\ s_4\\ s_5\\ s_6\end{array}\right]$

对应于行项次4、5、6的信号可以是该已知编码的其他路径形式，或是未知编码的其他胞元信号。同样的，一信号可以为高斯型态，而其他的信号可以是遵守中央极限理论的分码多重存取信号群集，因此他们出现为一种单一高斯信号，也就是释放4个信道。换句话说，一种足够数量的非随机信号，将意味着一种高斯信号。该干扰可以是非高斯信号来源，或最多是该网络所未知的一高斯信号。

在该编码解分散器406将已知编码解分散之后，该盲信号分离处理器410，接收秩数为6的混合矩阵412。秩数为6是根据2个天线元件乘以因子为3的方式推导而得，因为有三个已知编码。

该6个信号被应用至该盲信号分离处理器410，其中形成具有秩数为6的混合矩阵412。该盲信号分离处理器410确认该分离矩阵W只来自于由该信道：x＝As所调整的接收信号。在该描述的范例中，可分离6个信号。

该盲信号分离处理器410选择被解码信号。举例而言，该干扰信号可以被丢弃，而选择该想要信号的所有形式。该选择信号为了解调，而应用至一解调器模块。该解调器使用已知的同等化技术，其将该相同信号的多重路径形式结合。

在以上为了简化所显示为0的对角线以外数值的更一般情况中，其实际上可以不为零。这是更一般在该编码信号之间相关性并不完全时的情况。其表示每个分离信号具有额外的杂讯。然而，如同之前显示，该矩阵的秩数是足以分离这些信号，所以其数值将在该盲信号分离处理之后被明显的减少。此造成杂讯减少及信号杂讯比的增加，并如香农法则(Shannon’s law)所指出的，使得信道能力增加。

现在参考图15，用以增加该混合矩阵A的秩数，而不需增加该天线元件数目N的另一种方式，是将一接收混合信号分离为同相与正交成分。一相干无线电频率信号的同相与正交成分，为振幅相同但相位差异为90度的成分。

该通讯装置500包括一天线阵列502，其包括N个天线元件504以接收该M个来源信号的至少N个不同总和。一分别的同相与正交模块506，则连接至每个天线元件504的下游端，以将借此接收该M个来源信号N个不同总和的每一个，分离为同相与正交成分集合。

一接收器组件508是连接至每个同相与正交模块506的下游端，为了该M个来源信号的至少N个不同总和，接收至少N个同相与正交成分集合。一盲信号分离处理器510则连接至该接收器组件508的下游端，以形成包括该M个来源信号至少2N个不同总和的混合矩阵512。每个同相与正交成分集合，提供两个填入至该混合矩阵512之中的输入。该混合矩阵512的秩数等于2N，且该盲信号分离处理器510从该混合矩阵512中，分离出想要的来源信号514。

图16中描述在一天线元件502下游端的分别同相与正交模块506之一。在该天线元件502处所接收的一混合信号，是由一对混合器520所分裂。同相与正交成分，通常以利用两同步化侦测器，将一中介频率(IF)信号转译至另一频率范围所产生，其应用同一个相位外的90度参考信号。该同相与正交信号一起保存在该中介频率信号中的相位信息，借此可以区分一具有正向频率的信号以及一具有负向频率的信号。

利用分离该接收的混合信号为同相与正交成分的方式，该混合矩阵的大小便以2倍的方式增加。只要该同相与正交成分是利用不同的数据流所编码，在任何天线元件处所接收的混合信号，接着都可被分裂为两个不同的混合信号。

在差分编码的情况中，必须分析该调变本身，以决定同相与正交成分是否满足线性要求。举例来说，在全球行动通讯系统(GSM)中，已经显示当使用适当的滤波时，可以假设该高斯最小位移键控(GMSK)编码为线性，而如果其为双相移键(BPSK)编码时，可以在接收器中处理。因为双相移键控满足盲信号分离处理的要求，便可使用叙述的同相与正交处理。

同相与正交成分可以使用上述的任何一种天线阵列实施例，填入该混合矩阵A之中。当使用同相与正交成分时，如果使用该天线元件数目的2倍数目时，便可填入该混合矩阵A之中。另一个范例是使用两个天线元件(因子为2)，其彼此不相关并具有不相同的偏极(因子为2*2)，并与该同相与正交成分结合(因子为2*2*2)，因此产生8个独立的混合信号总和。

此机制也可以利用天线阵列偏位技术，以建立更多的信号总和。这些总和的每一个，接着也可以被分离为同相与正交成分。

本发明的另一观点则针对用于利用该相同无线电频率多重使用的多输入多输出(MIMO)天线。一种用于干扰消除的接收器处理技术，其使用场型分散而非使用天线分散，而将所需要的天线数目最小化，以达到增加信号强健性与相关的数据比率。

一天线阵列在其接收器路径上具有可变重量。当这些重量被改变时，便调整该接收天线场型。通过使用与为了盲信号分离(BSS)所发表文件的相同技术，可以从包含来自多数干扰信号的接收器数据，撷取想要的信号。

不管该场型是如何形成，如在图17中所描述，在多输入多输出实作的接收结构中，可以以场型分散替换天线分散。该理想的K个场型数目，将与该N个天线元件数目相同。然而，该K个场型将利用比起在先前技术中，小于该N个天线元件的L个天线元件所产生。在与目前天线阵列多输入多输出实作的相同方法中，只有在所有传输的M个空间信道，是由该K个接收器场型所能分辨时，M与K才相等。因为这是一般的固定传输器与接收器的情况，为了达到最小的K或M空间增益，将会需要接收器场型或传输器天线的超额。将使用多重使用者侦测处理技术，以在该接收器系统中分离出数据信道。以上所有讨论用来建立该混合矩阵的方法，将为此实作的一部份。

本发明的另一观点则针对一种码际干扰(ISI)。为了减少码际干扰所使用的傅立叶转换限制，则在图18提供的配置中提出。已经加入至该传输侧的后续块状图，用以改进减低码际干扰的傅立叶转换，包含：维特比(Viterbi)编码、重复/消去(repetition/puncturing)与插入的团块冗位，其已经加入至该传输侧。该后续的块状图也被加入至该接收侧上：盲信号分离干扰移除、移除团块、解重复/解消去以及维特比编码。

该维特比编码具有一种强健冗位，其克服在该数据编码处理中的不正确性。像是涡轮编码的替代编码形式也是适用的。该”重复或消去”，使得在该来源数据比率与传输数据比率之间的数据团块相对应。该”插入团块”将该连续抵达的来源数据随机化，以最大化适当解码的可能性，其中，其改良传递信道状况的恢复性。此引入的团块错误，是来自于像是在该维特比解码器之前的团块错误分布所造成的严重雕零，该维特比解码器可以比团块错误，更有效率地从随机化的分散错误中复原数据流。该”盲信号分离干扰移除”在转换回时间域之前，减少该预期信号的信号。

假设该形成的频率域信号具有一种已知的统计特性，其并不是均匀的，以利用非均匀分布(峰均值比的程度)的最佳复制方法，将是在该快速傅立叶转换(FFT)的输出处，加入一非线性映射(以均等遍及频率的信号程度)，并在该逆快速傅立叶转换(IFFT)的输入处增加一反向转换。

此外，此信号一般上是被调变，并在实际可行的方案中，联结于一传输频率之中，所以在该图中将增加一调变器、上转换器与下转换器、解调器。在传输波形之间的边界处将存在不连续性。这可以利用许多方式消除。一个方法是在该波形之间，加入一防护带，其中在该波形之间进行内插，以将产生的频率成分最小化。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

本发明的另一观点则针对场型分散，以支援层空间通讯。现在参考图19，在该较佳实施例中，该传输器为了在一时槽基础上的每个层空间流，改变该功率程度。该数据流因此以不同的功率程度抵达接收器，其在该接收信号中提供适当的差异，以为了盲信号分离处理填入一适当的矩阵之中。因为所有的功率调整都在传输器处进行，在该接收器处L天线元件的数目则为1，且在该接收器处不需要产生场型的硬体或软体。

此方法也满足先前技术，其中在该抵达信号之间的小角度差异，对于产生在该信号之间有适当差异的场型等值线中，便不再是个问题。

在另一实施例中，具有来自该想要的传输器所不同的明显干扰。如果这样的干扰是单一的，介于其中的差异以及该改变的想要传输器波前，将足以使得盲信号分离处理分离所有的信号。如果具有多于一个的明显干扰，该矩阵的秩数便不足够。该系统效能可通过在该接收器处产生额外场型改变而得到改善。虽然这是与该较佳实施例不同，其仍然需要与之前相比的明显少量场型，以及因此在该接收器侧的较少相关实作。

在另一实施例中，多数数据流是为了通过一功率放大器的传输，而通过一单一天线元件所加总。在一时槽基础上，在该总和信号之中的相对功率程度，是以一种适合在该接收器处用于盲信号分离解码的方式变化。此方法的优点在于在该复合信号中的各自信号流，都遭受到相同传递路径影响，其意味着该相对信号的关系，仍在传输器与接收器之间所保持。这在该接收器处提供了一种非常强健的解码状态。

此概念是可调整的，其中信号的多数各自总和，可以通过不同的天线元件传输。因此可沿着多数路径分散增益，及/或空间能力增益获得强健的信号分离。为了满足信号功率峰均值比率为常数，该加总信号的功率，也可以利用维持为一种接近固定功率程度的方式调整。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

本发明的另一观点则针对波浪形场型，用以支援同时的多数传输器。现在参考图20，传输至该存取点的多数装置，调变其无线电频率场型。该预期的存取点与非预期的存取点，将因此接收该传输信号的不同功率形式。此提供用于盲信号分离在分离信号时所需要的信息。

该调变可以与改变该传输功率一样简单。这可以无关于场型等值线进行，所以可以使用泛方向性、分段或是相等成形波束场型。也可以使用其他像是改变一传输波束准星的方式。

该最有效率的方式，是使该传输器使用对齐时槽。该时脉可以利用在该装置中的内在时钟所设定，或与该存取点传送的共同时间记号同步。如果对于该信号抵达接收器的时候，存在不对齐的现象，在该盲信号分离中的分离信号能力便会下降。对齐可以利用确认与该装置之间的距离，或是测量该时间延迟的方式调整。接着可以由该存取装置，使用时脉前进或延迟的技术。

假设该接收信号的增益改变，是已经由将其视为目标的配备盲信号分离存取点，以及其他情况的干扰两者所使用，所对齐的适当接收器可能会变化。如果没有总体网络整合时，该预期的接收器便应该被对齐。如果存在总体网络整合，测量可以显示该最佳的方法，是让该信号简单的如同干扰一般所移除，但在该预期接收器处，仍然提供用于分离的适当对齐。

如果存在不使用该无线电频率功率程度调变技术的其他信号，便可使用典型的信号回绝技术。替代的，该接收器可以使用场型或其他的方式，以增加该盲信号分离适用矩阵的秩数。即使使用后者的方法，该推导矩阵信息的自由度，将大大的减少在该存取点接收器处用以实作的花费。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

本发明的另一观点，是针对调整盲信号分离无线电频率解码，用以最佳化处理与功率消耗(drain)。需要被分离而解码的有兴趣数据流信号数目便可减少。一般上该解码矩阵的秩数，决定该最大的被分离有效信号数目，而该信号的剩余部分便被视为杂讯。因此此数值需要位在一被解码信号的最小包含处。可能需要一可能的较大最小值，以减少该杂讯成分，因此该信号杂讯比形成一可接受的解码错误比率。

图21描述只操作该接收器的实作。图22为图21的超集合，包括来自该传输器至该接收器的数据，并选择性地包括来自该接收器至该传输器的数据。

如果填入该矩阵的选项，超过用于操作所需的秩数，该天线阵列控制，可以减少被使用的选项数目。来自可利用集合的某些选择，对于其他而言可能是更令人满意的，而该最佳选择形成一较低的矩阵秩数。此集合可以利用将来自该不同选项，对于其他选项的比较，通过试误法(例如比较利用选项k与不利用时的结果)检验，或是对条件与结果的历史追踪检验所决定。所使用的方法或方法的结合，也可以根据给定已知条件与历史事证的有效性所决定。

当一装置是已知位于来自许多来源的有效信号范围之中时，如同在覆盖重叠区域中所发生的，可以期望该最高功率信号是来自于明显不同的方向。该选项因此应该被选择，以在那些方向中提供有效的信号差异。

对于编码而言，该错误校正编码决定在该原始解码数据流中，所能容忍的错误比率。因为该原始错误比率也是该矩阵填入选项子集合的函数，在这些设定之间便存在权衡。一种介于该编码器与解码器之间的回馈与控制回圈，可以用来选择该最佳的相互设定。

如果该接收器发现并不在一受限功率情况中(举例来说，由线电压供应的功率)，该解码器可以增加其矩阵秩数。此可为了许多目的所使用。较高的秩数可以减少杂讯，其增加信号杂讯比，并接着减少错误比率。减少的噪音可以用于用增加传输数据比率，减少错误校正编码，或改进该链结的全体可靠度。

将该矩阵的负担转换填入该接收器，也可以减少在该传输器上的负载，其可以在该两者之间存在一控制回路时使用。相反的，一种使用电池的装置可以试着与更强健供应的装置，进行增加秩数的交涉。

通过改变时脉设定，该最强健操作需要对每个符元进行解码矩阵重新计算。然而，通常该时间总和超过该符元数目，因此测量只在比率是轻微地快于该时间总和才需要。减少该解码矩阵确认的事件，将更节省电力与处理器的花费。

监测在该矩阵中事件彼此之间的改变，是用来确认该解码矩阵必须多常重新计算。在宽频系统中，该子信道常常具有各自的时间总和。每个子信道可以具有其本身的解码矩阵以及相对应的测量比率。此排除在该最快需要比率处，对一非常大解码矩阵的重新计算。一般上，该用于子解码矩阵的测量总和，将小于用于大矩阵的测量总和。

对于场型传输而言，如果该来源产生场型，该接收器可以调整其矩阵填入接收选项，以提供适当的矩阵秩数。该接收器可以在有关传输特性的信息上建立基础，其包括该传输器所知会的信息、对该接收数据流与解码数据的测量，或是与该来源的交涉设定。在该交涉情况中，也可以考量该来源的资源限制，因此任一个可以假设为一较高的负担，以卸下其他的负载。

对于矩阵求解技术而言，一般上该解码矩阵彼此之间并不变化。因此该先前数值可以做为解答叠代决定的种子，其与来自于重新开始的决定相比之下，为较少的处理器负担。当该矩阵是大到可以开始，通常叠代解码将变的较快，即使当解答是从一未知情况所决定。这是一种求解大秩数、完全矩阵的已知方式。

一般上，根据可利用成分、修正编码程度、可适用配备，以及其他影响像是可信操作的因子，可以对以上的所有进行结合。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

本发明的另一观点是针对波浪形场型，用以支援有效区域覆盖。对于该场型传输而言，该基本概念是在基础建设位置处，使用分区的覆盖场型。该实际的使用分区数目随着所需要的能力与相关的成本因子变化。实际实作可以从一单一分区，至一任意大的数目。该分区本身可以在方位角或仰角中，或是方位角与仰角平面中次区分。使用分区的主要好处在于如同每个波束成形方法一样，其减轻在该链结的其他端点处，追踪装置的需求。离开一分区的覆盖区域至另一个，便因此减少为一种典型的递交(handoff)情况。

该先前技术使得产生该场型的接收器，为了盲信号分离的信号分离处理，而适当地改变。相比之下，该传输器使用技术，因此至少存在部分的适用盲信号分离解码器环境。在某些实作中，这将意味着该接收器不需要产生任何的波浪形场型。在其他实作中，其意味着该波浪形场型的数目是被明显的减少。

有一个用于传输点的实施例。此实施例满足在该区域中，正在操作的其他传输来源为未知的情况。参考图23，该传输场型等值线为该接收器所已知，是一种在时脉序列中的波浪形。

在该传输场型中的改变，是与该传输符元的区域所一致定时。取代准星的移动，可以改变该场型等值线，并在每个时槽中维持固定。该覆盖区域因此不再明显的改变，并且不产生为了与其竞争的前视追踪议题。

由于该改变的传输等值线，该接收器将遭遇一种波前功率程度的改变。该盲信号分离矩阵因此将以在不同相对增益数值处的不同信号流差异填入。

如果该接收的优势信号，是全部来自使用波浪形信号的一个或多个传输器，该接收器只在每个场型改变期间进行采样，并使用这些形成的数据，填入用于盲信号分离信号分离的矩阵之中。

如果存在另一个使用该波浪形信号的传输器，而其他传输器并不使用的混合情况，该接收器可以使用典型的信号分离技术将其处理。举例而言，可以使用像是波束成形以及多数使用者侦测的方法。然而，该盲信号分离方法一般来说是更强健的。当实际上，该接收器可以实作场型变形以及产生足够的额外场型，以增加该盲信号分离矩阵的秩数，超过该被分离的信号数目。

对于该盲信号分离解码器实作，举例而言，如果具有三个信号的三个等值线是由该传输器所传输，并有其他两个信号被接收，该接收器将需要产生至少两个等值线，以将彼此干扰的信号分离。如果该传输器本身不产生其本身集合的话，便已经需要少于三个的等值线，所以便可以减少对该接收器的实作负担。

如果一传输器沿着一信号路径传输一信号流，该场型等值线集合便不需要被旋转或相异。这是因为在该接收器侦测的信号，是已经对于所有其他的接收信号所改变。该传输器因此可以使用一种对于总体场型的简单功率改变，而不需要改变该等值线的形状。如果在该接收器处只有另一个数据流被加总时，则即使其中一个的振幅为固定，盲信号分离仍可将他分离。这是因为该功率混乱来源，提供其本身操作所需要的改变。如果接收到多于一个的其他数据流，他们便出现为对于盲信号分离的一种单一群集干扰，除非该接收器本身使用其他的分离装置，否则便增加其本身的波浪形场型产生能力。

现在将讨论一种在该接收模式中的场型传输器。因为盲信号分离的多数场型等值线处理，对于信号分离而言是一种良好的方法，使用以产生该传输场型的相同技术，也可以用来产生多数接收器数值。当传输是已经被支援时，用于盲信号分离接收的成本因子，则因此只是该盲信号分离处理花费。

现在将讨论使用者配备接收器对于该传输器的回馈。虽然并不是强制的需要，来自该使用者配备接收器的回馈信息，可以用以改善该链结的总体操作。举例而言，该接收器可以决定哪个场型等值线改变的程度，提供有用的数据。此信息是被回馈至该传输器。该传输器接着可以调整其操作以改善链结，使用较少的功率，或对其他通讯链结造成干扰。这些调整可能是：使用哪个及哪个之中的序列，以及在一符元传输的工作期间产生多少改变(换言之，从M个到N个等值线的改变)。为了最佳效能，将需要传达每个符元的等值线改变调整至该接收器。

一第二实施例则与多数传输点有关，其是使用上述描述的已知方法。用于该多数传输器位置实作的接收器操作，基本上与用于单一位置的相同。该差异在于由每个传输器所产生的场型，可以为了盲信号分离的信号分离，而在该接收器处计算。

然而，更强健的操作可以通过从该网络，接收关于该整合传输参数本质的信息所获得。举例而言，可以调整该矩阵的秩数，其接着指定该所需场型的数目。当可利用时，该接收器的场型产生，便因此为了每个此信息所调整。网络宽度无线电资源管理可以使用回馈至该使用者配备的信息，以建立网络宽度场型使用、方向、功率程度与时脉。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

本发明的另一观点是针对盲信号分离与波浪形场型，用以协助分码多重存取信号分离。为了一盲信号分离演算法以有效的分离信号，该x_i接收信号必须为一种在该天线处接收信号的集合，其具有关于每个各自信号的相对不同权重因子。这可以在该传输器、接收器或两者位置处进行。不管该权重因子是在该传输端或接收端处改变，他们可以对于每个晶片或连续的晶片集合所改变。该基本要求是该集合信号被调整的次数，至少与被分离信号的数目相等。

图24显示一种在频率中，该符元被改变12次(12个晶片)的情况。该被改变的参数在4个晶片中为常数。每个符元的三个变化暗示了可以从该集合接收信号之中，分离出三个不同的信号。

如果一传输器沿着一信号路径传输一信号流，该场型等值线集合便不需要被旋转或相异。这是因为在该接收器侦测的信号，是已经对于所有其他的接收信号所改变。该传输器因此可以使用一种对于总体场型的简单功率改变，而不需要改变该等值线的形状。如果在该接收器处，只有另一个数据流被加总，则即使其中一个的振幅为固定，盲信号分离仍可将他分离。这是因为该功率混乱来源提供其本身操作所需要的改变。如果接收到多于一个的其他数据流，他们便出现为对于盲信号分离的一种单一群集干扰，除非该接收器本身使用其他的分离装置，否则便增加其本身的波浪形场型产生能力。

虽然并不是强制的需要，来自该使用者配备接收器的回馈信息，可以用以改善该链结的总体操作。举例而言，该接收器可以决定哪个场型等值线改变的程度，提供有用的数据。此信息是被回馈至该传输器。该传输器接着可以调整其操作以改善链结，使用较少的功率，或对其他通讯链结造成干扰。虽然存在有许多改变功率曲线的方式，其中的一些调整可能是：使用哪个及哪个之中的序列；在一符元传输的工作期间产生多少改变，以及如何调变或混乱一各自链结的功率。为了最佳效能，将需要传达每个符元的等值线改变调整至该接收器。

实际的功率放大器可在其线性操作范围中得到最佳使用。以一大的峰均值功率比率，可减少用于线性操作的操作范围，因此对该峰均值而言，形成一种减少的线性动态控制范围，并因此减少在该传输器与该接收器之间的操作距离。当功率是一种被使用的传输参数时，此利害关系可以利用许多方式减轻。

这些方法包含当由该相同的放大器供电至多于一个灭点(sink)时，该盲信号分离改变可以利用一种像是把所有信号的功率总和，维持为固定的方式所同步。换句话说，某些传输的增加是移自于其他的减少。如果该功率是在接近于该晶片比率的数值处改变，超过的功率可以转换至一消散负载。

对于该传输与接收天线两者而言，该二维或三维中的场型可以利用多种方式建立，包含该相位阵列天线的延迟与功率程度调整；具有可切换负载的寄生天线元件；偏极改变；功率平面负载的改变，其造成场型的偏位；元件或反射器的机械移动；以及上述的任何结合。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

本发明的另一观点是针对一信号接收器，其用于多数空间独立信道。切换的寄生天线可以与一种高速度数字化器与下转换器所结合，以提供多数空间独立信道至一基频带处理结构。多数空间独立信道是由使用一单一的低杂讯放大器(LNA)、一混合器、一局部振荡器(LO)、一低通过滤波器(LPF)以及一模拟数字转换器(ADC)所提供。

以此技术所获得的多数空间独立信道，可以利用多种方式所处理，范例则包含整体结合、盲信号分离，或多输入多输出处接收处理。

参考图25，该系统原则将在之后叙述。该较佳实施例包含一单一天线阵列，其具有切换至电感与电容的组件。该频带通过滤波器限制存在于低杂讯放大器的频带与总体无线电频率功率两者。该低杂讯放大器不只是用于接收信号的低杂讯放大器而已。该混合器与局部振荡器调整该无线电频率信号为一种中介频率或基频带数字转换器(DC)之一。任一种实作也适用于后端处理。

该天线切换、选择局部振荡器切换以及解多工处理器切换，是由相同的数字序列产生器所驱动，因此该信号的N个信道，是由该天线的N个分散模式所产生。这从该混合器产生一种信号信道无线电频率输出，并存在于该低通过滤波器与模拟数字转换器。

虽然在该图示中并未显示，该模拟数字转换器是与该驱动天线模式的相同数字序列产生器、选择局部振荡器以及解多工处理器所同步。考虑具有一载流频率Fc的信号以及调变带宽B，该解多工处理器为了该脉冲形状，作用为一种具有脉冲之下采样操作。对于具有N个元件的阵列而言，该模拟数字转换器的采样频率必须至少为2*N*B。N的需要是因为在该基频带处理器中，每N个样本只会有一个存在于一解调器之中。2*B的需要则为了满足该奈奎斯特(Nyquist)采样理论。因此，由此系统所接收的信号频宽，也受到该装置的切算速率所限制。

该解多工处理器取代样本至该基频带处理器(BBP)中N个平行解调器电路的每一个。该样本分布结构必须不为群集，而是一种序列分布。举例而言，如果具有三个天线分散选择(左、右与泛方向)，则N＝3。来自该模拟数字转换器的样本编号为1、2、3、4、5、6、7、8、9、10、11、12将1、4、7、10分布至第一解调器序列：2、5、8、11分布至第二解调器序列；而3、6、9、12分布至第三解调器序列。

如之前所提到的，该解调器可以是一种整体结合的形式，盲信号分离或该两个一般多输入多输出解调技术之一。这可以是一信号调变电路的N个列举，或是一种预期为N个空间独立信道的封包。该整体结合可以是软性决策的权重或硬性决策的操作。之后将讨论一些实作限制。其包含信号杂讯比考量、杂讯图形、阻抗相符以及接收信号功率。

如果假设该天线阵列具有与该接收信号相符的频宽，该频带内信号杂讯比将维持相同。然而，该频带内信号能量与一传统阵列相比之下，以N2的因子减少。

因为该低杂讯放大器在该天线阵列之后，是在该信号路径中的第一影响元件，该杂讯图形便不像从一PIN型二极体所开始的切换阵列，具有一重要的考量。因为每个信道在该解多工处理器之后接收该信号功率的1/N，该低杂讯放大器增益要求便以10log₁₀N的方式增加，以保持在该混合器输出处的可分辨信号振幅。

在不同天线阵列之中的切换，将引入一种阻抗相符特性的改变。对天线实作而言，这并不总是只具有直接连接至该无线电频率路径的”有源”天线元件情况。该其他的”寄生”天线元件，只在该无线电频率路径具有影响。

一替代的实施例，也可以适用于某些多输入多输出以及其他的平行路径传输结构中，其结合调整该局部振荡器为不同的载流频率，并切换至该天线阵列的不同分散模式。这可以彼此同步或独立进行。在时间中，他们必须同时发生，但每个的状态(阵列模式比上载流频率)并不需要为同相。

这对于接收802.11g+的波形而言是有用的实作，其中两个规则的802.11g波形，是平行地在不同载流中传输。在此情况中，可以在该局部振荡器的上方与下方载流之间切换，并接着在一不同的场型中，切换该天线阵列的不同分散模式。

该混合器可以被设为将该无线电频率，下转换至中介频率或基频带数字转换器。这改变了该模拟数字转换器的某些采样要求。故意的化名与其他的技术，可以在采样下实作中介频率，并仍然复原预期的信息内容。

此方法也考虑了对于接收与传输功能两者的天线双重使用。对某些像是卫星接收的应用而言，不需要传输功能。对于时分多工系统(像是无线区域网络(WLAN)、新一代无线宽频接取技术(WiMAX)、宽频分码多重存取-时分多工(WCDMA-TDD)、单信道同步分码多重存取(TDSCDMA)等等)或时槽频分多工(FDD)系统(像是全球移动通讯系统/通用无线封包服务(GSM/GPRS))而言，其并不同时接收与传输信号，当该传输模式被独立考量时，该接收天线便可视为多工。对于完全频分多工系统而言(像是分码多重存取2000(CDMA2000)或宽频分码多重存取-频分多工(WCDMA-FDD))而言，该传输功能可以以分离天线的方式完成。这些空中介面的任何一个，都可以使用任何的致能解调器技术(整体结合、盲信号分离、多输入输出)。

本发明的另一观点是针对盲信号分离应用至分码多重存取接收器处理。具有在天线元件之间适当分离的天线阵列，则适用于填入该解码序列之中。该可利用文献的回顾指出一般上这是对此技术专精者而言为信服的。

其他参考的文件讨论，则与信号天线干扰消除(SAIC)技术有关。使用盲信号分离的那些，需要该调变已经是相关或统计独立的同相与正交信道，以产生秩数为2的矩阵。这些解码器因此分离单一干扰及想要的信号。如果存在两个干扰，现有的信号天线干扰消除技术便不能实行。他们便参考为一种使用”虚拟”第二天线。

该先前技术可以根据由现有技术装置，以及在文献中并未存在使用的其他，获得信号独立的总和所改善。然而同相与正交装置，实际上位于某些无线电存取网络之中，他们可以不适用于分码多重存取编码。上述讨论用以建立该混合矩阵的所有方法，可以做为此实作的一部份。

虽然这些技术增加该独立成分分析可使用矩阵的秩数，并使该独立成分分析应用可更能取得该想要的信号，但是其并不是肯定的。所以为了选择适当的解码序列仍需要细微技术。举例来说，如果对被处理信号总和为过度有害时，便需要从独立成分分析处理复原。

在一第二实施例中，如在图26所描述，其使用一种不同的解码序列。在图27中显示，位于节点A处的信号集合范例。为了清楚显示只有一信号干扰，但该相同的论点也可以应用至多数干扰以及一增加的矩阵秩数。该杂讯程度是以一种窄频带干扰所超越，且该想要的分码多重存取信号是在该杂讯程度之下。

在图28中的节点B处，已经决取出该干扰。该”选择器”确认该撷取信号是否真的是干扰。如果一信号具有该想要信号的特征，其便不被选择。如果选择一个或更多的干扰，他们便存在于该”倒转器”处(节点C)。独立成分分析撷取，可以倒转或不倒转一接收信号，且需要对于每个信号是否需要被倒转以与该接收信号相符进行确认。

与该正确振幅符号一起的干扰，是存在于在节点D处的加总器负向输入中。本领域的专精者当然可能识别该替代，但不是相等的实作。举例来说，可以在此阶段使用一种纯粹加总器，且该倒转器可以只在该信号不与该非倒转波形一起撷取时使用。该原始接收信号(节点A)的一种延迟形式，是存在于其他加总器输入处。该延迟数值是等于由该独立成分分析、选择、以及”倒转”处理所产生的延迟。本领域的专精者当然可能识别该替代，但不是相等的实作。举例来说，该延迟与加总器功能块状图，可以利用一最小化块状图所取代，其转移并加总两个信号，直到达到一最小值为止。

在图29中的节点D处，该干扰已经被移除。在图30中的节点E处，该牦耙式接收器已经减少信号的分散，其现在可以存在于该基频带解码器中。此实施例的进一步细节，在于由该天线结构收集的信号可以通过对于每个先前讨论实施例的选择所获得，用以强化该目前的技术。

应该被辨别的是如在图26中所显示的结构，只是一种实作该描绘发明的方式。而不是具有”选择器”存在，但适当地不具有信号的时候，可以使用一种不论在前处理或后处理中，该选择不同路径的先前技术实作。该权衡必须与该处理延迟、实作成本、全体操作强健性以及某些的设计者选择一起进行。只有在进行该牦耙式接收器之前，从该信号流减去干扰的基本概念，需要在该相同发明的所有变化中维持。

虽然对于干扰的完全移除已经在之前说明中显示，应该实作的并不是移除所有的干扰。然而任何干扰的移除，在假设该牦耙式解码器处理一改善的信号集合之下，一般上而言是用于改进先前技术的效能。

该分码多重存取信号就其本身而言，与其解分散的形式相比之下，更是一种高斯型态，并具有更难以由独立成分分析所侦测的倾向。然而，与该想要信号相关的某些数据移除也是可能的，因为该信号仍旧保持某种统计显著性。一旦再次地移除干扰之后，通常将变的更加显著，而总体增益便存在于该牦耙式解码器之中。替代的，该总体解码处理可以进一步的使用一种递增的处理方式所强化。意味着该信号对于包含或不包含，及/或该移除信号的数目可以被逐渐增加或减少，以及该解码信号测量对于改善或恶化该结果程度的整体性，可以更详细的检验。此实施例的主要关键，在于独立成分分析是对于几乎相同的信号所使用，但不在该牦耙式处理之前对于分码多重存取信号使用，因为在此期间是难以确认及/或撷取。

本发明的另一观点是针对混合最小均方差矩阵束分离权重，其通过场型用于盲信号分离。可再一次参考U.S.Patnet No.6,931,362，其中需要多数感应器以提供线性独立加总信号。该申请专利案’362在此以文献方式所整合。该上述天线阵列可以使用替代该多数感应器，然而在该申请专利案’362中公开之后处理也仍旧适用。

本发明的许多修正与其他实施例，对于本领域专精者而言是可了解的，其在之前叙述与相关图示之中具有教学的优点。因此，应该被了解的是本发明并不限制于此处公开的特定实施例，且预期该修正与实施例是包含在所附的本申请权利要求范围内。

Claims (31)

1.一种将M个信号来源所提供的来源信号进行分离的通讯装置，该通讯装置包括：

一种包括N个天线元件的天线阵列，用于产生N个初始天线场型，以接收该M个来源信号的N个不同总和，其中N小于M；

该天线阵列包括一仰角控制器，用于选择性地改变至少该N个初始天线场型的至少之一的仰角，以产生至少一额外天线场型，以便借此接收该M个来源信号的至少一额外不同总和；

一接收器，其连接至该天线阵列，用以使用该N个初始天线场型，接收该M个来源信号的该N个不同总和，并使用该至少一额外天线场型，接收该M个来源信号的该至少一额外不同总和；

一盲信号分离处理器，其连接至该接收器，用以形成一混合矩阵，该混合矩阵包括该M个来源信号的该N个不同总和以及该M个来源信号至少一额外不同总和，该混合矩阵具有一秩数，该秩数等于N加上使用该额外天线场型所接收该M个来源信号的额外不同总和的数目，该盲信号分离处理器用以从该混合矩阵分离出想要的来源信号。

2.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于其中N＝1，使得该混合矩阵的该秩数等于2。

3.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该仰角控制器选择性地改变该N个初始天线场型的该仰角，使得可产生N个额外天线场型以接收该M个来源信号的N个额外不同总和，而该混合矩阵的该秩数现在等于2N。

4.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该仰角控制器被区分为与该N个天线元件有关的k个区域，独立控制各区域，以改变该N个初始天线场型的该仰角，使得可产生N个额外天线场型以接收该M个来源信号的N个额外不同总和，而该混合矩阵的该秩数现在等于2kN。

5.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该N个天线元件的至少两个是为了不同的偏极而成对。

6.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该N个天线元件的至少两个是不相关的。

7.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该N个天线元件是相关的。

8.根据权利要求7所述的通讯装置，其特征在于该N个相关天线元件包括N个有源天线元件，使得该天线阵列形成一相位阵列。

9.根据权利要求7所述的通讯装置，其特征在于该N个相关天线元件包括至少一有源天线元件以及至多N-1个无源天线元件，使得该天线阵列形成一切换波束天线。

10.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该天线阵列包括一接地平面；且其中该N个天线元件包括：

邻接于该接地平面的一有源天线元件；

邻接于该接地平面的复数无源天线元件，各无源天线元件包括：

一上半部与一对应的下半部；

一上方可变电抗性负载，其将该上半部连接至该接地平面，用以改变一天线场型的方位角；

该仰角控制器包括一用于该各无源天线元件的各自下方可变电抗性负载，用以将该下半部连接至该接地平面，该N个天线场型通过调整至少该下方可变电抗性负载之一，而在仰角中移动。

11.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该天线阵列包括邻接该N个天线元件的接地平面：且其中该仰角控制器包括与该接地平面结合的一可控制无线电频率(RF)调节装置，该N个天线波束通过控制该无线电频率调节装置，而在仰角中移动。

12.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该天线阵列为了接收该M个来源信号的至少N个不同总和，形成至少N个天线波束，每个天线波束具有从一最大增益点以下的3分贝点，其是为了在一接近信号的至少一方向中，回绝信号而作准备。

13.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该天线阵列为了接收该M个来源信号的至少N个不同总和之一，形成至少一天线场型，该至少一天线场型大体上不具有从一最大增益点以下的3分贝点，造成在一接近信号的任何方向中，都没有信号回绝。

14.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该M个来源信号的每个总和是线性的。

15.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该盲信号分离处理器根据主成分分析(PCA)，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

16.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该盲信号分离处理器根据独立成分分析(ICA)，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

17.根据权利要求1所述的通讯装置，其特征在于该盲信号分离处理器根据信号数值分解(SVD)，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

18.一种用于操作一通讯装置以分离由M个信号来源所提供来源信号的方法，该通讯装置包括一天线阵列，其包括N个元件以及与其连接的一仰角控制器、与该天线阵列连接的一接收器，以及连接至该接收器的一盲信号分离处理器，该方法包括：

在该天线阵列处产生N个初始天线场型以接收该M个来源信号的N个不同总和，其中N小于M；

操作该仰角控制器，选择性地改变该N个初始天线场型至少其一的仰角，以产生至少一个额外天线场型，借此接收该M个来源信号的至少一额外不同总和；

使用该N个初始天线场型提供该M个来源信号的该N个不同总和至该接收器，并使用该至少一额外天线场型提供该M个来源信号的该至少一额外不同总和至该接收器；以及

以盲信号分离处理器处理该M个来源信号的该N个不同总和以及该M个来源信号的该至少一额外不同总和，该处理包括

形成一混合矩阵，该混合矩阵包括该M个来源信号的该N个不同总和以及该M个来源信号至少一额外不同总和，该混合矩阵具有一秩数，该秩数等于N加上使用该额外天线场型所接收该M个来源信号额外不同总和的数目，以及

从该混合矩阵中，分离出想要的来源信号。

19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于其中N＝1，使得该混合矩阵的该秩数等于2。

20.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该仰角控制器选择性地改变该N个初始天线场型的仰角，使得可产生N个额外天线场型以接收该M个来源信号的N个额外不同总和，而该混合矩阵的该秩数现在等于2N。

21.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该仰角控制器被区分为与该N个天线元件有关的k个区域，独立控制各区域以改变该N个初始天线场型的仰角，使得可产生N个额外天线场型以接收该M个来源信号的N个额外不同总和，而该混合矩阵的该秩数现在等于2kN。

22.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该N个天线元件的至少两个是为了不同的偏极而成对。

23.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该N个天线元件的至少两个是不相关的。

24.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该N个天线元件是相关的。

25.根据权利要求24所述的方法，其特征在于该N个相关天线元件包括N个有源天线元件，使得该天线阵列形成一相位阵列。

26.根据权利要求24所述的方法，其特征在于该N个相关天线元件包括至少一个有源天线元件，以及至多N-1个无源天线元件，使得该天线阵列形成一切换波束天线。

27.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该天线阵列形成至少N个天线波束以接收该M个来源信号的该至少N个不同总和，各天线波束具有从一最大增益点以下的3分贝点，其是为了在一接近信号的至少一方向中提供信号回绝。

28.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该天线阵列形成至少一天线场型，以接收该M个来源信号的N个不同总和至少其一，该至少一天线场型大体上不具有从一最大增益点以下的3分贝点，造成在一接近信号的任何方向中无信号回绝。

29.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该盲信号分离处理器根据主成分分析，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

30.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该盲信号分离处理器根据独立成分分析，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

31.根据权利要求18所述的方法，其特征在于该盲信号分离处理器根据信号数值分解，从该混合矩阵中分离出想要的来源信号。

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