CN101023593A - 用于抑制通信信号干扰的方法和设备 - Google Patents

Abstract

使得白化滤波器的频域表示基本取决于一个未知数，即基于总的基站功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度(PSD)的估计比的比例因子。该比例因子又可以基于在用于所接收通信信号的损害相关的参数模型中使用的建模项来计算。优选地，该模型包括由第一模型拟合参数缩放的干扰损害项以及由第二模型拟合参数缩放的噪声损害项。此外，该比例因子可以通过直接估计总的基站发射功率以及小区间干扰加上噪声的PSD来计算。无论如何，例如，白化滤波器都可以在与信道均衡处理或RAKE接收机处理相结合来白化接收的通信信号中使用。

Description

用于抑制通信信号干扰的方法和设备

发明背景

本发明一般而言涉及无线通信系统，特别涉及无线通信接收机中的干扰抑制。

在CDMA系统(例如W-CDMA、IS-95和IS-2000)中通常使用直接序列扩频调制。将经由扩频载波发射的数据被映射到信息码元中，并且每个信息码元作为码片序列进行发射，这导致带宽扩展。用于扩展发射码元的码片序列被称为扩频码。

在接收机处，接收的信号利用解扩码来解扩，该解扩码通常是扩频码的共轭。RAKE接收机表示一种解调CDMA信号的传统方法。RAKE接收机利用了通常存在于发射机与接收机之间的多径传播。发射的信号的多径传播有可能导致时间色散，该时间色散导致在接收机处将接收到该信号的多个可分辨回波(或射线)。RAKE接收机将其不同的“分支”(相关器)与不同的信号回波对准，并且每个分支以码元速率输出解扩值。然后，这些解扩值由相应信道系数的共轭进行加权，然后进行求和以产生所发射码元的软估计。此加权和求和过程通常被称为RAKE合并。

当白噪声是在接收机处主要的接收信号损害项时，以上述方式合并多径回波产生了改进的信号干扰比(SIR)。然而，当有色噪声是主要的损害项时，RAKE合并是次最优的。有色噪声产生于自干扰(码间干扰或ISI)和多用户接入干扰(MAI)。随着无线网络将越来越多的用户聚集到同一频谱上，并且随着信号数据速率的增大，有色噪声会变得更成问题。

因此，能够抑制有色噪声的接收机结构代表了令人兴趣增加的领域。遗憾的是，在有色噪声环境中，干扰抑制的常规方法有可能需要相当高的接收机复杂性。对诸如蜂窝无线电电话、便携数字助理(PDA)或无线寻呼机之类的典型便携通信设备来说，这种复杂性增加了成本，并且不期望地影响了成本、设计时间和电池寿命。

发明概要

本发明包括一种用于在通信信号处理应用中例如在无线通信接收机中计算白化滤波器的方法和设备。作为一种简化结构，使白化滤波器的频域表示基本上取决于一个未知数，即基于总的基站功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度(PSD)的估计比的比例因子。一种示例方法通过基于在用于所接收通信信号的损害相关性的参数模型中使用的建模项(modeling term)来计算比例因子，从而降低计算所述比例因子的计算复杂性。优选地，该模型包括由第一模型拟合参数缩放的干扰损害项以及由第二模型拟合参数缩放的噪声损害项。可选择地，例如该比例因子可以通过直接估计来计算。

因此，在示例的实施例中，本发明包括一种为从无线通信网络基站发射的通信信号产生白化滤波器的方法，该方法包括：估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的PSD的比，基于总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的PSD的估计比来计算比例因子，以及确定用于白化通信信号的白化滤波器。所述白化滤波器的确定可以是比例因子、与在基站所用的发射脉冲整形滤波器相关的频率响应、以及通过其接收通信信号的传播信道的频率响应的函数。

对于滤波器确定的上述基础，可以利用为发射脉冲整形滤波器的频率响应存储或计算的值、为传播信道计算的介质信道系数、以及比例因子来进行白化滤波器的确定。由于滤波器响应可以基于先验知识被存储在接收机处，并且可以直接从导频信道测量来进行介质信道系数的计算，因此白化滤波器的确定简化为确定比例因子的任务。将参数损害相关模型的模型拟合参数作为确定比例因子的基础，提供了一种简化比例因子确定的方法。使用促成小区间干扰的来自每个基站的个性化信号-即基站专用信号，如果这种信号可用的话，代表了计算比例因子的另一种简化方法。

在电路实施例中，接收机电路被配置成为从无线通信网络基站发射的通信信号产生白化滤波器。该示例接收机电路包括计算电路和滤波器电路，该计算电路被配置成基于总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的PSD的估计比来计算比例因子，该滤波器电路被配置成作为比例因子、与在基站所用的发射脉冲整形滤波器相关的频率响应、以及通过其接收通信信号的传播信道的频率响应的函数来确定用于白化通信信号的白化滤波器。

在一个实施例中，白化滤波器被实施为接收机电路，该电路产生用于输入到RAKE接收机的滤波信号。以这种方式，通信信号中的有色干扰在RAKE处理之前得到抑制，然后所述RAKE处理提供多径信道补偿以及RAKE合并。在另一个实施例中，白化滤波器被实施为也包含信道补偿滤波的码片均衡滤波器的一部分。通常，白化滤波器的确定可以与信道补偿滤波分离，或者可以是信号补偿滤波的一部分。同样，白化滤波器电路的实施可以与信道补偿滤波器电路分离，或者可以是信道补偿滤波器电路的一部分。

因此，本发明中有利的白化滤波器确定可以作为两步信号处理方法的一部分或者组合步骤的方法来实行，在两步信号处理方法中，将白化应用于所接收的通信信号，然后应用信道补偿，在组合步骤的方法中，白化和信道补偿是一起执行的。本领域技术人员将会认识到，由于这种滤波过程是线性的，因此信道补偿和白化的滤波顺序可以根据需要或希望而反转。

当然，本发明不限于上述的特征和优点。一旦阅读后面的详细描述并查看附图，本领域技术人员将会认识到本发明附加的特征和优点，在附图中相同或相似的元件被指定相同的参考数字。

附图简述

图1是根据本发明的一个或多个实施例配置的示例无线通信设备的图。

图2是在远程发射机与图1所示的设备接收机之间的示例通信信号流的图。

图3是根据本发明用于白化滤波器确定的接收机电路的图。

图4是实现图3的电路功能的示例处理逻辑的图。

图5是根据本发明的基于RAKE的示例接收机的图。

图6是根据本发明的基于码片均衡器的示例接收机的图。

图7是根据本发明的单输入多输出(SIMO)接收机实施例的图。

图8是用于图7的接收机的示例接收机细节的图。

发明详述

本发明解决有色噪声的抑制，并提供简化的白化滤波器生成。作为非限制的实例，于是本发明可以被明显有利地实施于图1的无线通信设备10中。设备10包括接收机12、发射机14、一个或多个天线16、开关/双工器18、系统控制器20、以及用户接口22。本领域技术人员将会认识到，在不脱离本发明范围的情况下，设备10的实际架构可以进行改变，并且所说明的架构提供了用于论述示例接收机操作的非限制性基础。

考虑到上述，图2说明了用于从远程发射机24到设备10的接收机12的数据的无线传输的基本信号流。例如，发射机24可以是无线通信网络中的基站发射机。接收的信号r(t)包括发射的信号s(t)，但是具有由通过传输介质信道G(ω)的传播所导致的信道失真以及加性白噪声。介质信道赋予相位和衰减失真，所述失真通常必须在接收机12处经由把表示为G^*(ω)的共轭介质信道应用于接收的通信信号的某种形式的信道补偿滤波器来补偿。然而，信道补偿滤波器的应用使有色噪声问题并未得到解决。接收信号中的有色噪声通常以ISI和MAI的形式出现。

因此，图2说明一种在接收机12处滤波的最优概念性实施方式，其通过在匹配步骤(与真实信道和白化滤波器的合成相匹配)之后提供信号白化步骤来解决“有色噪声中的匹配滤波器”。该白化滤波器W(ω)补偿所接收的通信信号的有色噪声，并且本发明提供一种以高计算效率的方式确定有色噪声的有利方法和设备。

图3概括地说明一个示例接收机电路30，该电路被配置成根据本发明来确定白化滤波器，并且它还可以被配置成确定信道补偿滤波器。实际上，在一些实施例中，这两个滤波器可以被一起确定为一个合成滤波器。应该理解，接收机电路30可以被实施为包括设备10的接收机12的接收机处理电路的一部分，并且它可以以硬件、软件或共某种组合来实现。例如，接收机电路30可以被实施为包括存储的程序指令以供微处理器、数字信号处理器、或某种其他数字处理器等等执行的计算机程序。可选择地，接收机电路30可以包括专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、复杂可编程逻辑器件(CPLD)等等中的全部或部分。

不管怎样，接收机电路30可以被实施为用于由设备10的接收机12所接收的一个(多个)通信信号的信号处理链的一部分。特别地，例如，接收机电路30可以被配置成从接收的通信信号中产生滤波信号，其中该滤波信号用作后续解调处理器的输入，该解调处理器解调/解码滤波的信号来恢复所发射的数据比特。

图4概括地说明示例白化滤波器的确定。虽然白化可以在时域或频域中进行，但是期望的白化滤波器的频域表示用作将其计算基本上简化为一个未知数的确定的有利基础。在示例的单输入单输出(SISO)情况中，通过形成如下的示例合成滤波器来最佳地理解该过程：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{k{P}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)G^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{I_{\mathrm{or}}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)G\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}---$ $\left(1\right)$

其中P(ω)等于与接收的通信信号的传输相关的发射脉冲整形滤波器的频率响应，P^*(ω)等于该频率响应的共轭，即它等于接收机脉冲整形滤波器的频率响应，G(ω)等于通过其接收通信信号的传播信道的频率响应，G^*(ω)等于该频率响应的共轭，I_or等于发射通信信号的发射机(例如给定小区或其他覆盖区域中的网络基站发射机)的总发射功率，Φ(ω)等于在接收机12处小区间干扰加上噪声的PSD，以及k是一个任意的实常数。

为了按照图2中所示的概念性的最优接收机滤波结构来计算等式(1)，可以将合成滤波器H(ω)改写为白化与信道补偿滤波器的乘积：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=W\left(\mathrm{\ω}\right)S\left(\mathrm{\ω}\right)=\left[\frac{1}{\sqrt{I_{\mathrm{or}}{\left|G\left(\mathrm{\ω}\right)P\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}}\right]\left[\frac{k{P}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)G^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{\sqrt{I_{\mathrm{or}}{\left|G\left(\mathrm{\ω}\right)P\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}}\right]---\left(2\right)$

在等式(2)中所示的形式可以被操纵来提供本发明的多于一个的SISO实施例，并且可以基于P(ω)是由接收机12先验已知的这一假设来简化。该假设与配置接收机滤波以赋予发射脉冲整形滤波器的共轭响应的实践是一致的。这种滤波器响应信息可以在接收机12处以固定滤波器结构来实现，或者可以基于存储在接收机12处以用于数字滤波算法的滤波器响应信息。

关于等式(2)的另一假设是存在导频信道(例如W-CDMA中的公共导频或CPICH)以及用于在接收机12处估计信道延迟和纯(net)信道系数的装置。换句话说，根据等式(2)，在接收机12处，发射和接收机脉冲整形滤波器的频率响应P(ω)和P^*(ω)是先验已知的，并且纯传播信道的频率响应及其共轭G(ω)和G^*(ω)可以直接从导频信道估计中计算。这留下总发射功率I_or以及小区间干扰加上噪声的PSD即φ(ω)作为未知数。

利用代换 $\mathrm{\γ}=\frac{I_{\mathrm{or}}}{\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)},$ 白化滤波器的表示是：

$W\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\γ}{\left|G\left(\mathrm{\ω}\right)P\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+1}},---\left(3\right)$

其中γ可以视为用于白化滤波器表达式的频域比例因子。因此，白化滤波器的确定简化为确定作为I_or与Φ(ω)的比的γ。

图4说明用于基于比例因子γ来确定白化滤波器W(ω)或其时域实施例w(t)的示例处理逻辑。该示例处理以估计I_or和Φ(ω)开始(步骤100)。由此，该处理继续基于I_or与Φ(ω)的估计比来计算γ(步骤102)。利用由此确定的比例因子γ、已知的(或计算的)发射滤波器的频率响应以及介质信道频率响应的估计，可以根据等式(2)来确定白化滤波器(步骤104)。

上述示例处理可以应用于特定接收机结构的情况。例如，图5说明了接收机12的示例码片均衡实施例。在这个实施例中，接收机12包括接收机前端40、搜索器42、延迟估计器44、信道估计器46、导频信道相关器48、介质信道估计器50、用于估计I_or/Ф(ω)的比的比值估计器52、码片均衡器54以及业务量相关器56。

由码片均衡器54所实施的码片均衡滤波器可以通过如下改写等式(2)得到：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=P^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)H^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)=P^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\left[\frac{k{G}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{I_{\mathrm{or}}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)G\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}\right].---\left(4\right)$

认识到P^*(ω)表示接收机12的接收信号处理路径中的接收脉冲整形滤波器，该实施例的主要任务在于确定H’(ω)。通过将其他小区干扰加噪声项建模为具有单侧谱密度N₀的高斯白噪声过程，可以将H’(ω)改写为：

$H^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{k{G}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{\mathrm{\γ}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)G\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+1},---\left(5\right)$

其中γ现在是一个实比例因子并且等于

比例因子k的大小不会影响最终码片均衡器的最优性，因此为该因子指定一个任意值(例如1)。因此，码片均衡器实施例的主要估计任务是计算G(ω)和γ。

首先考虑G(ω)的计算，根据上述导频信道假设，接收机12估计信道延迟和纯信道系数，其包括发射/接收信号处理效应以及介质(传播)信道效应。假定多径传播信道中有L个信道延迟，则介质信道系数可以经由下述从纯信道系数中获得：

$c\left({\mathrm{\τ}}_0\right)=\sqrt{E_{\mathrm{CPICH}}}\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j{R}_p({\mathrm{\τ}}_0-{\mathrm{\τ}}_j),$

$c\left({\mathrm{\τ}}_1\right)=\sqrt{E_{\mathrm{CPICH}}}\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j{R}_p({\mathrm{\τ}}_1-{\mathrm{\τ}}_j),$ 和(6)

.

.

.

$c\left({\mathrm{\τ}}_{L-1}\right)=\sqrt{E_{\mathrm{CPICH}}}\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_j{R}_p({\mathrm{\τ}}_{L-1}-{\mathrm{\τ}}_j),$

其中τ_i是由延迟搜索器表示的第i个信道延迟，E_CPICH等于公共导频信道(CPICH)的能量测量，g_j等于第j个介质系数，c(τ_k)是在延迟τ_i的纯信道系数，以及R_p(τ)表示作为∫_-∞ ^∞p(t+τ)p*(τ)dτ给出的脉冲形状相关函数。通过将E_CPICH的常数因子合并到介质信道系数中，等式(6)可以用矢量矩阵表示法改写为

$R_p\tilde{g}=c.---\left(7\right)$

等式(7)可以通过直接矩阵求逆或者通过应用诸如Gauss-Seidel之类的迭代技术来求解。所述解产生在路径延迟上的介质信道系数。然后，可以将快速傅里叶变换(FFT)应用于时域介质系数以获得介质信道的频域响应G(ω)。由此，一个或多个FFT电路可以作为接收机12的一部分而被包括。

在考虑比例因子γ的计算的过程中，接收机12可以被配置成使用一种基于导频信道的估计技术，该技术基于接收的通信信号的损害相关的参数模型。在被指定了顺序号10/800,167并且在2004年3月12日提交的同时待审专利申请中公开了一种示例的参数模型。该申请在此被全部结合以作参考。

虽然上述申请包含附加背景和说明性细节，但是通信信号损害相关的示例参数模型包含一个或多个损害项，每一项由一个模型拟合系数来缩放。然后，这些模型拟合系数基于递归进行更新以作为正在进行的拟合过程的一部分，其中该模型被拟合为损害相关估计。更详细地，示例的参数模型可以被表示为：

$\tilde{R}=\mathrm{\α}{R}_I+\mathrm{\β}{R}_N,---\left(8\right)$

其中R_I表示由第一模型拟合系数α缩放的干扰相关项(矩阵)，以及R_N表示由第二模型拟合参数β缩放的噪声相关项(矩阵)。这些模型拟合参数在拟合过程期间例如在最小二乘(LS)拟合过程中进行适应，其中这些模型拟合参数适于最小化模型误差。

可以表明α＝1/(E_c/I_or)_CPICH，其中(E_c/I_or)_CPICH表示给予公共导频信道的部分基站能量，并且β＝N₀。由此，假定导频信道功率的估计以及值α和β，参数γ可以由下述确定：

$\mathrm{\γ}=\frac{E\{{\tilde{g}}^H\tilde{g}\}\mathrm{\α}}{\mathrm{\β}},---\left(9\right)$

其中E{^*}表示统计期望值，以及

表示缩放的介质系数估计。统计近似值可以用于为γ而求解估计问题。一种示例方法被给出为：

$E\left\{{\tilde{g}}^H\tilde{g}\right\}\≡I_{\mathrm{CPICH}}\left(n\right)=\mathrm{\λ}{I}_{\mathrm{CPICH}}(n-1)+(1-\mathrm{\λ}){\tilde{g}}^H\tilde{g}.---\left(10\right)$

在以上表达式中，I_CHICH(n)是在时间下标n(导频码元速率的某一倍数)上的导频信道功率，以及λ是在0与1之间的值。

考虑到上述，于是可以配置图5中所说明的接收机实施例，使得其可操作用于基于多个示例处理步骤来执行根据本发明的白化滤波器的生成。这些步骤包括这些项：

●通过使用搜索器42和延迟估计器44来估计信道延迟；

●经由信道估计器46来估计纯信道系数；

●使用如在介质信道估计器50中实施的等式(6)和(7)来估计介质系数的缩放形式；

●使用接收机电路30中的接收信号损害相关的参数建模来估计α和β，其实施例可以被实施为码片均衡器54的一部分；

●在码片均衡器54中将介质系数计算为 $g=\mathrm{\α}\tilde{g};$

●计算g的FFT以得到G(ω)，这可以在码片均衡器54中进行；

●从等式(9)和(10)中计算γ，这可以在码片均衡器54中进行；以及

●从等式(5)中计算码片均衡滤波器，这可以在码片均衡器54中进行。

注意，码片均衡器可以包括一个或多个处理电路，这些电路被配置成执行上述白化/合成滤波器计算。此外注意，从最后一步获得的最终滤波器可以在时域或频域中实现，并且如在此所述的接收的通信信号的滤波可以在时域或频域中执行。

无论如何，单个业务量相关器56对由码片均衡器54输出的滤波的(白化和信道均衡的)信号进行操作。更特别地，业务量相关器56计算在从接收机前端40输入到码片均衡器54的接收的通信信号γ’中所包含的发射码元的估计。因而，接收机前端40可以包含低噪声放大器、滤波器、模数转换器、以及其它按照需要或期望而产生表示接收的通信信号的数字采样的电路。

本发明还可以在“过白化加上RAKE”的实施例中实施，其中过白化滤波器提供一个滤波形式的接收的通信信号，以由RAKE接收机进行后续处理。在RAKE处理之前，所述过白化滤波器抑制来自接收的通信信号的有色噪声，由此提高RAKE合并的性能。

为支持本发明的这种基于RAKE的实施例，等式(2)可以被改写为：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=P^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\hat{W}\left(\mathrm{\ω}\right)G^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)=P^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\left[\frac{k}{I_{\mathrm{or}}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)G\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}\right]G^{*}\left(\mathrm{\ω}\right).---\left(11\right)$

再次，P^*(ω)表示接收脉冲形状滤波器，以及G^*(ω)表示如在RAKE接收机电路中实施的信道补偿。由此，与图5的码片均衡实施例一样，本实施例的主要工作在于确定

如前所述，通过将小区间干扰加上噪声项建模为具有单侧谱密度N₀的高斯白噪声过程，可以将白化滤波器

改写为：

$W\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{\frac{k}{N_0}}{\mathrm{\γ}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)G\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+1}=\frac{\hat{k}}{\mathrm{\γ}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)G\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+1}.---\left(12\right)$

分子中的比例因子

并不影响最终结果的最优性，因此可以为其指定一个方便值，例如“1”。上述用于计算G(ω)和γ的相同方法可以在这里使用，并且这些方法可以在例如图6所说明的接收机12的基于RAKE的示例实施例中实施。

如图6所示，接收机12包括接收机前端电路60、搜索器62、延迟估计器64、信道估计器66、导频信道相关器68、介质信道估计器70、用于估计

的比值估计器72、过白化滤波器74、以及RAKE接收机电路76，该RAKE接收机电路包含多个业务量相关器(“分支”)78和RAKE合并电路80。注意，过白化滤波器74可以被配置成包含较早所述的接收机电路30的一些或所有功能，并且由此适于执行白化滤波器的确定。

该确定可以根据类似于为码片均衡实施例所描述的方法的整个处理方法来执行。具体地，在基于RAKE的实施例中，示例的接收机处理方法包括这些步骤：

●通过使用搜索器62和延迟估计器64来估计信道延迟；

●经由信道估计器66来估计纯信道系数；

●使用如在介质信道估计器70中实施的等式(6)和(7)来估计介质系数的缩放形式；

●使用接收机电路30中的接收信号损害相关的参数建模来估计α和β，其实施例可以被实施为过白化滤波器74的一部分；

●在过白化滤波器74中将介质系数计算为 $g=\mathrm{\α}\tilde{g};$

●计算g的FFT以得到G(ω)，这可以在过白化滤波器74中进行；

●从等式(9)和(10)中计算γ，这可以在过白化滤波器74中进行；以及

●从等式(12)中计算过白化滤波器，注意，最终滤波器可以在时域或频域中实施；以及

●对过白化的通信信号进行RAKE合并来计算在接收通信信号内的发射码元的估计，即根据多径延迟来解扩一个或多个分支78中每个分支的过白化信号，并且合并这些分支输出以形成RAKE合并信号，以用于后续的解调处理。

虽然以上基于RAKE的实施例以及较早所述的码片均衡实施例表示本发明的示例SISO实施例，但是本发明可以被容易地扩展到单输入多输出(SIMO)实施例中。图7说明一个示例SIMO实施例，其中设备10的接收机12包括M个接收天线(16-1到16-M)，并且第k个天线接收s_k(t)。天线16与一个或多个接收机处理电路82相耦合，这些电路可以被配置成实施较早说明的接收机电路30的一个实施例，以用于确定白化滤波器。

在操作中，每个天线16-k接收信号s_k(t)，该信号是通过经由传播信道k传递数据信号s(t)来获得的。从基站(BTS)发射机到在接收机12处第k个接收天线的传播信道的脉冲响应用具有傅里叶变换G_k(ω)的g_k(t)来表示。因此，在第k个天线处的无噪声信号由下式给出：

s_k(t)＝s(t)*g_k(t)，    (13)

其中^*表示卷积。考虑等式(13)，在第k个天线处的总的接收信号可以被表示为：

r_k(t)＝s_k(t)+v_k(t).    (14)

这里，v_k(t)是对在第k个天线处的小区间干扰和热噪声进行建模的噪声。

可以表明，用于检测数据码元的判定统计具有下述形式：

$Y\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\∫h(t-t^{\′},k)y_k\left(t^{\′}\right)d{t}^{\′},---\left(15\right)$

其中y_k(t)是在解扩接收信号r_k(t)之后在第k个天线处的信号，以及其中h(t，k)是具有下述频率响应的线性滤波器的脉冲响应：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{k{P}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)G_k^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{I_{\mathrm{or}}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_k\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}.---\left(16\right)$

注意，等式(15)基本上描述具有M个并行子信道的接收机，有利的是以下述形式改写(16)：

$H(\mathrm{\ω},k)=P^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)G_k^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\hat{W}\left(\mathrm{\ω}\right),---\left(17\right)$

其中

$\hat{W}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{k}{I_{\mathrm{or}}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_k\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\ω}\right)}.---\left(18\right)$

可以观察到，上面SIMO实施例中的过白化滤波器在天线16上是公共的，并且图8中所说明的接收机结构表示对该公共性的示例利用。在图8中，接收机12被实施为波束形成器，该波束形成器包括：用于每个天线16-k的一个RAKE接收机电路84-k，每个电路84-k包括脉冲整形滤波器P^*(ω)和信道补偿滤波器G_k ^*(ω)；用于加性合并天线流(RAKE输出)的RAKE合并电路86；以及通过应用过白化滤波器

对从合并器电路86输出的RAKE合并信号进行过白化的过白化滤波器电路88。

应该注意，RAKE接收机电路84可以包括或者可以关联于一个或多个FFT电路，以用于将接收到的通信信号变换到频域来进行处理，或者上述滤波器可以被变换到时域中，以应用于在时域接收的通信。同样，由电路88所实施的过白化滤波器可以基于在此所述的示例频域处理来确定，但是也可以应用于时域或频域的接收通信信号。

此外，由于所述的处理的线性特性，因此，过白化可以在每个RAKE接收机电路84-1之前执行，即滤波顺序可以被交换。虽然交换该顺序可能需要在每个RAKE处理路径中复制过白化滤波器，但是这种布置在一些设计实施方式中可能是有利的。例如，如果图6的过白化加上RAKE的实施例以模块化的集成电路的形式来实施，例如对于ASIC/FPGA实施，那么可以将所述基本模块复制为对于给定的SIMO接收机的实施所需要的一样多。

对于所说明的SIMO实施例，其他小区干扰加上噪声的PSD项再次可以被建模为具有单侧谱密度N₀的高斯白噪声过程。使用这个模型，可以以下述形式来改写等式(18)：

$\hat{W}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{\hat{k}}{\mathrm{\γ}{\left|P\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|G_k\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+1}.---\left(19\right)$

与SISO实施例一样，分子中的比例因子并不影响最终结果的最优性，所以例如可以为其指定一个值1。那么再次，白化滤波器确定的主要计算任务在于计算比例因子γ(以及计算γ所依赖的G_k(ω))。

用于在SIMO实施例中确定白化滤波器的示例处理方法与较早所述的一个(多个)SISO方法是类似的。这种处理包括这些步骤：

●对于每个天线16-k：

○估计信道延迟；

○估计纯信道系数；

○使用等式(6)和(7)来估计介质系数的缩放形式；

○使用参数建模(或使用直接估计)来估计α_k和β_k；

○将介质系数计算为 $g_k=\mathrm{\α}{\tilde{g}}_k;$

○计算g_k的FFT以得到G(ω)；

○对业务量数据进行RAKE合并；

○从等式(9)和(10)中计算γ_k；

●将γ的最终估计计算为γ_k的算术平均值，或者通过选择其中一个γ_k；

●从等式(19)中计算过白化滤波器，注意，最终滤波器可以在时域或频域中实施；以及

●利用过白化滤波器来滤波合并信号，以计算在接收通信信号中包含的发射码元的估计。

因此，示例SIMO实施例的接收机处理步骤与示例SISO实施例(RAKE、码片均衡器)的处理步骤是类似的，除了对于SIMO来说，一些处理是基于每个天线进行的。不管怎样，本领域技术人员应当认识到，本发明为基于白化滤波器的频域表示的白化滤波器计算提供了有利的基础，该计算基本上简化为一个未知数，即取决于总的发射机功率I_or与其他小区间干扰加上噪声的PSD即Φ(ω)的比的估计的比例因子。

虽然该比可以如在此所述的那样使用来自接收信号损害相关的参数模型的模型拟合参数来估计，但是它也可以从总发射功率的直接估计以及从小区间干扰加上噪声的直接估计中来直接估计。总发射功率的直接估计可以基于从基站接收的或者从导频功率中估计的值，或者基于一些配置的值。小区间干扰加上噪声的直接估计可以基于信号测量，例如其中将每个基站配置成发射非常类似于训练序列突发的个性化信号或者其他标识数据模式，设备10可以基于从一个或多个相邻基站发射机中的每个接收到的这种信号而从其产生小区间干扰测量。

然而，无论用于计算比例因子γ的比是否是基于参数建模而被间接估计的，本发明都提供了关于其白化滤波器确定的方法的许多优点。例如，图5的码片均衡器实施例以及图6的RAKE接收机实施例通常可以被认为是“RAKE加上滤波器”的实施方式，这种实施方式完全可以在模块化芯片组类型的集成电路结构中实现，或者作为在芯片设计软件中使用的可合成库模块来实现。例如，基本的芯片组将包括RAKE接收机电路，以及更高性能的实施例将添加过白化滤波器功能。由于过白化滤波器功能可以以硬件、软件或其某种组合来实施，因此，本发明向系统设计者提供了显著的设计灵活性。

于是应该理解，本发明概括地提供一种用于在接收的通信信号处理的情况中确定白化滤波器的方法和设备。虽然本发明可以结合RAKE接收机结构和码片均衡接收机结构来实施，但是本发明既不限于这些实施例，也不限于SISO或SIMO系统，因为它广泛适用于大量的接收机类型和系统布置。因此，本发明既不由前述讨论来限定，也不由附图来限定，而是仅由以下权利要求书及其合理合法的等同物来限定。

Claims (27)

1.一种为从无线通信网络基站发射的通信信号产生白化滤波器的方法，该方法包括：

估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的比；

基于总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的估计比来计算比例因子；以及

作为该比例因子、与在基站所用的发射脉冲整形滤波器相关的频率响应、以及通过其接收通信信号的传播信道的频率响应的函数来确定用于白化通信信号的白化滤波器。

2.权利要求1所述的方法，其中估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的比包括：基于通信信号损害相关的参数模型对所测损害相关的拟合来保持该模型，并且从所述参数模型的模型拟合参数中计算比例因子。

3.权利要求2所述的方法，其中该模型包括由第一模型拟合参数缩放的干扰损害相关项以及由第二模型拟合参数缩放的噪声损害相关项，以及其中计算该比例因子包括：将第一和第二模型拟合参数的比应用于导频信道功率的估计。

4.权利要求1所述的方法，还包括预存储与发射脉冲整形滤波器相关的频率响应以作为已知值。

5.权利要求1所述的方法，还包括基于导频信道估计来计算传播信道的频率响应。

6.权利要求5所述的方法，其中基于导频信道估计来计算传播信道的频率响应包括：使用导频信道估计来确定用于传播信道的介质信道系数，并且基于介质信道系数来计算传播信道的频率响应。

7.权利要求1所述的方法，其中估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的比包括：直接估计总的基站发射功率，直接估计小区间干扰加上噪声的功率谱密度，以及计算这两个直接估计的比。

8.权利要求1所述的方法，其中该白化滤波器包括过白化滤波器，并且进一步基于在RAKE接收机电路中通信信号的处理来产生RAKE合并信号，然后将过白化滤波器应用于RAKE合并信号以获得用于解码的滤波信号。

9.权利要求8所述的方法，还包括：在两个或更多个接收机天线上接收作为两个或更多个通信信号的通信信号，为每个接收机天线产生一个RAKE合并信号，以及将过白化滤波器应用于在每个接收机天线上接收的通信信号或者应用于从每个接收机天线获得的RAKE合并信号的组合。

10.权利要求1所述的方法，其中该白化滤波器包括过白化滤波器，并且还包括：将过白化滤波器应用于通信信号以获得滤波的信号，然后将该滤波的信号输入到RAKE接收机电路以获得用于解码的RAKE合并信号。

11.权利要求1所述的方法，其中确定用于白化通信信号的白化滤波器包括：确定用于白化和均衡通信信号的码片均衡滤波器。

12.权利要求11所述的方法，还包括：将码片均衡滤波器应用于通信信号以获得滤波的信号，然后将该滤波的信号输入到相关器电路以获得用于解码的数据信号。

13.一种接收机电路，其被配置成用于为从无线通信网络基站发射的通信信号产生白化滤波器，该接收机电路包括：

计算电路，其被配置成基于总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的估计比来计算比例因子；以及

滤波器电路，其被配置成作为比例因子、与在基站所用的发射脉冲整形滤波器相关的频率响应、以及通过其接收通信信号的传播信道的频率响应的函数来确定用于白化通信信号的白化滤波器。

14.权利要求13所述的接收机电路，还包括：估计电路，其被配置成通过基于通信信号损害相关的参数模型对所测损害相关的拟合来保持该模型，从而估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的比，以及其中计算电路被配置成从所述参数模型的模型拟合参数中计算比例因子。

15.权利要求14所述的接收机电路，其中该模型包括由第一模型拟合参数缩放的干扰损害相关项以及由第二模型拟合参数缩放的噪声损害相关项，以及其中计算电路通过将第一和第二模型拟合参数的比应用于导频信道功率的估计来计算比例因子。

16.权利要求13所述的接收机电路，其中所述接收机电路被配置成访问一个或多个存储值，所述存储值定义了发射脉冲整形滤波器的已知频率响应。

17.权利要求13所述的接收机电路，其中该接收机电路被配置成基于导频信道估计来计算传播信道的频率响应。

18.权利要求17所述的接收机电路，其中该接收机电路被配置成使用导频信道估计来确定用于传播信道的介质信道系数，并且基于该介质信道系数来计算传播信道的频率响应。

19.权利要求13所述的接收机电路，其中该接收机电路被配置成通过直接估计总的基站发射功率、直接估计小区间干扰加上噪声的功率谱密度，并且计算这两个直接估计的比，来估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的比。

20.权利要求13所述的接收机电路，其中该白化滤波器包括过白化滤波器，并且进一步包括RAKE接收机，该RAKE接收机被配置成基于通信信号的RAKE处理来产生RAKE合并信号，并且其中该接收机电路被配置成将过白化滤波器应用于RAKE合并信号以获得用于解码的滤波信号。

21.权利要求8所述的接收机电路，还包括两个或更多个接收机天线，这些天线被配置成将接收的信号提供给接收机电路。

22.权利要求13所述的接收机电路，其中该白化滤波器包括过白化滤波器，以及其中该接收机电路被配置成将过白化滤波器应用于通信信号以获得滤波的信号。

23.权利要求22所述的接收机电路，还包括RAKE接收机，该RAKE接收机被配置成从滤波信号中获得RAKE合并信号以用于解码。

24.权利要求13所述的接收机电路，其中滤波器电路包括码片均衡滤波器的一部分，以及其中接收机电路被配置成将码片均衡滤波器应用于通信信号以获得用于解码的滤波信号。

25.权利要求13所述的接收机电路，还包括：用于识别通信信号的多径分量的搜索器，用于估计相应多径传播延迟的延迟估计器，用于估计纯传播信道响应的信道估计器，以及用于估计介质传播信道响应的介质信道估计器。

26.一种宽带码分多址(W-CDMA)接收机，包括接收机电路，该接收机电路被配置成为从W-CDMA网络中的基站发射的通信信号产生白化滤波器，该接收机电路包括：

计算电路，其被配置成基于总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的估计比来计算比例因子；以及

滤波器电路，其被配置成作为比例因子、与在基站所用的发射脉冲整形滤波器相关的频率响应、以及通过其接收通信信号的传播信道的频率响应的函数来确定用于白化通信信号的白化滤波器。

27.一种计算机可读介质，其存储用于产生白化滤波器的计算机程序，该白化滤波器白化从无线通信网络基站发射的通信信号，该计算机程序包括：

用于估计总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的比的程序指令；

用于基于总的基站发射功率与小区间干扰加上噪声的功率谱密度的估计比来计算比例因子的程序指令；以及

用于基于该比例因子、与在基站所用的发射脉冲整形滤波器相关的频率响应、以及通过其接收通信信号的传播信道的频率响应的函数来确定用于白化通信信号的白化滤波器的程序指令。

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