CN101001090A - 用于接收通过失真信道传送的信号的设备和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种接收机，特别是数字接收机，其接收通过失真信道传送的信号，该接收机包括用于将信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器，一种在此类接收机中使用的预滤波器以及一种用于在此类接收机中接收通过失真信道传送的信号的方法，其中预滤波器包括第一滤波器级和第二滤波器级，第一滤波器级包括多个符号间隔匹配滤波器，而第一滤波器级下游提供的第二滤波器级包括单个的白化滤波器。

Description

用于接收通过失真信道传送的信号的设备和方法

技术领域

本发明涉及接收机，特别涉及数字接收机，其用于接收通过失真信道传送的信号，该接收机包括用于将信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器，进一步，本发明涉及一种在此类接收机中使用的此类预滤波器。最后，本发明涉及一种用于在接收机(尤其为数字接收机)中接收通过失真信道传送的信号的方法，其中信道的冲激响应被转换为它的等效最小相位。

背景技术

在通过色散信道的高速数字传输中，接收到的信号一般受符号间干扰(ISI)和加性高斯白噪声(AWGN)的影响。如果不进行补偿的话，则信道失真会造成高的误码率。接收机中的ISI补偿或减小由均衡器来执行。

众所周知，优化均衡算法由最大似然序列检测(MLSD)给出，其由G.D.Forney，Jr.在关于信息论的IEEE学报IT-18：363-378，1972年的论文“Maximum-Likelihood Sequence Estimation of DigitalSequences in the Presence of Intersymbol Interference”中被描述。然而对于具有大延迟扩展，即具有长的冲激响应的信道，或使用非二元信号符号集的传输来说，接收机需要很复杂的结构，但通常为了实际的实施，必须考虑次优方案。

潜在的措施包括判决反馈均衡(DFE)或减少状态序列估计(RSSE)，其由M.V.Eyuboglu和S.U.Qureshi在关于通信的IEEE学报COM-36：13-20，1988年出版的论文“Reduced-State SequenceEstimation with Set Partitioning and Decision Feedback”中描述。对于任意基于次优格形的均衡器，为了获得高性能，在整个信道冲激响应上离散的最小相位是必要的。一般地，整个信道冲激响应具有混合的相位，并且需要在均衡器之前引入离散时间预滤波器，该预滤波器将信道冲激响应转换为它的最小相位等效。

关于现有技术，将对下面的文档做出进一步的参考：

[1]Naofal Al-Dhahir和John M.Cioffi的“MMSEDecision-Feedback Equalizers：Finite-Length Results”。关于信息论的IEEE学报，卷41，第4号，页码961-975，1995年7月，

[2]Naofal Al-Dhahir和John M.Cioffi的“Fast Computation ofChannel-Estimate Based Equalizers in Packet Data Transmission”。关于信号处理的IEEE学报，卷43，第11号，页码3462-3473，1995年11月，

[3]WO 01/95509A1，

[4]EP 1032170A1。

在文档[1]中示出一种导出最小均方误差(MMSE)预滤波器系数的方法，而在文档[2]中示出如何导出同文档[1]中相同的系数但在处理量方面可以显著节约。

根据文档[3]的教导，过采样流已经被按不同的顺序分组。当实施如文档[2]中所描述的快速Cholesky方法时，文档[3]的方法具有它的主要优势，并且进一步减少了为获得MMSE预滤波器系数所需的处理量。

根据文档[1]到[3]的教到，DFE的前向反馈和后向反馈系数基于MMSE准则确定。

代表距离本发明最近的现有技术的文档[4]公开了一种设备和方法，其用于接收通过失真信道传送的信号，但使用包括一个匹配滤波器的第一滤波器级和第二滤波器级。所以，该文档处理单天线接收机的情况。

在图1中示出在文档[1]中提出的解决方案的可能实施，其中通过将来自不同天线的两个(或更多个)信号多路复用在一起而获得输入前向反馈滤波器W(z)的信号。在单天线接收机的情况下，单个过采样信号已经被获得。前向反馈滤波器W(z)操作在分数间隔域。接着其输出被降采样(down sampled)以生成符号间隔信号。

在下文中将考虑提供符号间隔均衡器的情况，其中NSPS是每个符号的样本数。

为了简化，将仅考虑NSPS＝2勺情况。然而，当然也可以直接扩展到针对不同过采样因子。例如可从如图1中所示的双天线接收机或单天线接收机获得过采样因子2，对于双天线接收机，其中每个天线提供符号间隔流，对于单天线接收机，其中提供每个符号两个样本。接收到的信号可写成：

y＝Hx+n                      (1)

其中应用下面的定义

$y_k\≡\left[\begin{array}{c}{y}_1\left[k\right]\\ y_2\left[k\right]\end{array}\right];$ $h_k\≡\left[\begin{array}{c}{h}_1\left[k\right]\\ h_2\left[k\right]\end{array}\right];$ $n_k\≡\left[\begin{array}{c}{n}_1\left[k\right]\\ n_2\left[k\right]\end{array}\right];$ (符号内)

$y_{\{2\×\mathrm{Nf}.1\}}\≡\left[\begin{array}{c}{y}_{K+\mathrm{Nf}-1}\\ .\\ .\\ .\\ y_{K+1}\\ y_K\end{array}\right];$ $n_{\{2\×\mathrm{Nf}.1\}}\≡\left[\begin{array}{c}{N}_{K+\mathrm{Nf}-1}\\ .\\ .\\ .\\ n_{K+1}\\ n_K\end{array}\right];$ $x_{\{\mathrm{Nf}+L-1.1\}}\≡\left[\begin{array}{c}x[K+\mathrm{Nf}-1]\\ x[K+\mathrm{Nf}-2]\\ .\\ .\\ .\\ x[K-L+1]\end{array}\right]$

H是卷积信道矩阵，x是训练样本，n是噪声，下标“1”和“2”表示符号中的奇样本和偶样本，L是信道长度，而Nf是前向反馈滤波器长度。

在MMSE准则下，前向反馈(w)和后向反馈(b)滤波器系数由下面给出：

$\left\{\begin{array}{c}{w}^{*}=\tilde{h}*{({\mathrm{HH}}^{*}+{\mathrm{\σ}}_n^{2}I-{\mathrm{HS}}^T{\mathrm{SH}}^{*})}^{-1}\\ b^{*}=w^{*}{\mathrm{HS}}^T\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中

${\mathrm{\σ}}_n^2{I}_{\{\mathrm{Nf}.\mathrm{Nf}\}}=E\left[{\mathrm{nn}}^{*}\right]$

并且

图2中示出根据文档[3]的接收机结构，其中考虑提供每个符号两个样本的单天线接收机的情况(然而，也可直接扩展到针对多天线接收机或针对不同过采样因子)。在这种情况下，提供了一组并行连接到解多路复用器DeMux的输出的两个前向反馈滤波器W₁(z)和W₂(z)。每个滤波器W₁(z)、W₂(z)处理接收到的信号的符号间隔子流。MMSE准则下的滤波器系数由等式(3)给出，其中应用下面的定义：

$y_{\{2\mathrm{Nf}.1\}}\≡\left[\frac{y_1(K+\mathrm{Nf}-1:K)}{y_2(K+\mathrm{Nf}-1:K)}\right];$ $H_{\{2\mathrm{Nf}.\mathrm{Nf}+L-1\}}\≡\left[\frac{H_1}{H_2}\right]$

$x_{\{\mathrm{Nf}+L-1.1\}}\≡\left[\begin{array}{c}x[K+\mathrm{Nf}-1]\\ x[K+\mathrm{Nf}-2]\\ .\\ .\\ .\\ x[K-L+1]\end{array}\right];$ $n_{\{2\mathrm{Nf}.1\}}\≡\left[\frac{n_1(K+\mathrm{Nf}-1:K)}{n_2(K+\mathrm{Nf}-1:K)}\right]---\left(5\right)$

以及

$y_i(K+\mathrm{Nf}-1:K)\≡\left[\begin{array}{c}{y}_i[K+\mathrm{Nf}-1]\\ y_i[K+\mathrm{Nf}-2]\\ .\\ .\\ .\\ y_i\left[K\right]\end{array}\right];$ $n_i(K+\mathrm{Nf}-1:K)\≡\left[\begin{array}{c}{n}_i[K+\mathrm{Nf}-1]\\ n_i[K+\mathrm{Nf}-2]\\ .\\ .\\ .\\ n_i\left[K\right]\end{array}\right]---\left(6\right)$

通过上文将变得明显，计算所需的结构导致接收机相当复杂的架构。

在图3中示出文档[4]中所描述的时间离散符号间隔接收机结构。该接收机结构包括基于线性预测(LP)的预滤波器PF，其包括第一滤波器级和设置在第一滤波器级下游的第二滤波器级。第一滤波器级包括匹配滤波器MF，而第二滤波器级包括单个白化滤波器W。

在匹配滤波器MF之后，为了转换信道的冲激响应以获得最小相位，在白化滤波器W中，所有的零将不得不从Z域中的单位圆中删除。理想情况下，全极点滤波器能执行该操作。实际上，即使知道极点位置(根)(从所需计算方面来看，这是相当费力的处理)，由于噪声和舍入误差，IIR(无限冲激响应)白化滤波器可能不稳定。因此，全极点IIR滤波器优选地通过提供全零FIR滤波器来近似，并且后向线性预测器优选地被选择作为FIR滤波器，假定后向线性预测滤波器的冲激响应是最大相位(对于前向线性预测器是最小相位)。

在白化滤波器W的MF之后，得到

$H\left(z\right)H^{*}(1/z^{*})=H_{\min }\left(z\right)H_{\min }^{*}(1/z^{*}),.---\left(7\right)$

其中H_min(z)是Z域中最小相位信道冲激响应的传递函数，并且H(z)是信道冲激响应的传递函数，其一般是混合的相位(具有位于Z域单位圆内部和外部的根)。

因此，期望提供满足下面条件的滤波函数W(z)

H(z)H^*(1/z^*)W(z)＝H_min(z)        (8)

并且因此，通过合并等式(7)和(8)，得到

$H_{\min }\left(z\right)H_{\min }^{*}(1/z^{*})W\left(z\right)=H_{\min }\left(z\right)\⇒W\left(z\right)=1/H_{\min }^{*}(1/z^{*})---\left(9\right)$

提供具有如等式(9)所表达的函数W(z)的滤波器W等效于提供如下滤波器G(z)：

$W\left(z\right)=1/H_{\min }^{*}(1/z^{*})\⇔G\left(z\right)=1/H_{\min }(1/z)---\left(10\right)$

对于MF，在时间域中，等式(10)等效于g[k]＝w^*[-k]；即，滤波器g是w的复共轭时间反转形式。不是估计非因果滤波器w，而是将查找因果形式g。滤波器G(z)被强制成前向线性预测器

$G\left(z\right)=1-\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nf}-1}{\mathrm{\Σ}}}g\left[i\right]z^{-i}---\left(11\right)$

对于每个线性预测器(自动回归建模)，如果定义

r_hh[k]＝h[k]h^*[-k]     (12)

则Yule-Walker等式可被写成

在等式(13)中求解系统得到白化滤波器系数。

应该注意到此时估计Nf-1系数，因为第一系数已经已知为1。所以，白化滤波器因此将具有Nf个系数。

来自预滤波器PF的输出信号(该输出信号是白化滤波器W的输出信号)被输入到均衡器E，该均衡器操作为失真校正器。

并不是根据文档[1]到[3]由MMSE-DFE接收机所执行的那样使用单个滤波器级将信道冲激响应转换为它的等效最小相位，文档[4]教导通过提供第一滤波器级和第二滤波器级在两个步骤中执行该操作。第一滤波器级包括一个匹配滤波器，而在第一滤波器级的下游提供的第二滤波器级包括单个白化滤波器。

发明内容

本发明的目的是提供一种设备和方法，该设备和方法允许在单天线接收机中对每个符号使用多于一个样本，其中接收到的信号被过采样，或允许在多天线接收机中，其中来自每个天线的不同信号可被过采样或不被过采样。

为了实现上述的和另外的目的，根据本发明的第一方面，提供了一种接收机，尤其是数字接收机，用于接收通过失真信道传送的信号，该接收机包括预滤波器，其用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位，以及，在所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，所述预滤波器进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于符号间隔子流的数目，并且所述预滤波器进一步包括用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

根据本发明的第二方面，提供一种接收机，尤其是数字接收机，用于接收通过失真信道传送的信号，该接收机包括预滤波器，其用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位，以及，在所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，所述接收机进一步包括多根天线以及多路复用器，该多路复用器用于将从所述多根天线得到的过采样流多路复用以便形成具有过采样因子至少等于每个符号的样本数目乘以天线的数目的单个流。所述预滤波器进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目乘以天线的数目，所述分解器的输入耦合到所述多路复用器的输出，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器的输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于每个符号样本的数目乘以天线的数目，并且所述预滤波器进一步包括用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

根据本发明的第三方面，提供一种在接收机中、尤其是在数字接收机中使用的预滤波器，接收机适于接收通过失真信道传送的信号并且包括用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器以及所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，并且进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于符号间隔子流的数目，以及加法器，其用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流。

根据本发明的第四方面，提供一种在接收机中、尤其是在数字接收机中使用的预滤波器，所述接收机适于接收通过失真信道传送的信号并且包括用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器以及所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，所述接收机包括多根天线以及多路复用器，该多路复用器用于将从所述多根天线得到的过采样流多路复用以便形成具有过采样因子至少等于每个符号的样本数目乘以天线的数目的单个流，并且进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目乘以天线的数目，所述分解器的输入耦合到所述多路复用器的输出，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于每个符号样本的数目乘以天线的数目，以及用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

根据本发明的第五方面，提供了一种用于在接收机、尤其是数字接收机中接收通过失真信道传送的信号的方法，包括步骤：将包括匹配滤波器的第一滤波器级中的信号进行滤波，对包括单个白化滤波器的第二滤波器级中的所述第一滤波器级的输出信号进行滤波，所述第一和第二滤波器级定义用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器，以及在失真校正器中校正所述第二滤波器级的输出信号中的失真，包括进一步的步骤：提供所述预滤波器作为分数间隔滤波器，将分数间隔流分解成多个符号间隔子流，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目，对包括在所述第一滤波器级中的并且并行连接的多个符号间隔匹配滤波器的符号间隔匹配滤波器中的每个符号间隔子流进行滤波，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于符号间隔子流的数目，对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成单个符号间隔流，并且将所述单个符号间隔流输入到所述第二滤波器级的白化滤波器。

根据本发明的第六方面，提供了一种用于在接收机、尤其是数字接收机中接收通过失真信道传送的信号的方法，包括步骤：将包括匹配滤波器的第一滤波器级中的信号进行滤波，对包括单个白化滤波器的第二滤波器级中的所述第一滤波器级的输出信号进行滤波，所述第一和第二滤波器级定义用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器，以及在失真校正器中校正所述第二滤波器级的输出信号中的失真，包括进一步的步骤：提供所述预滤波器作为分数间隔滤波器，经由多根天线接收信号以及将从所述多根天线得到的过采样流多路复用以便形成具有过采样因子至少等于每个符号的样本数目乘以天线的数目的单个流，将分数间隔流分解成至少等于每个符号的样本的数目乘以天线的数目的多个符号间隔子流，对包括在所述第一滤波器级中的并且并行连接的多个符号间隔匹配滤波器的符号间隔匹配滤波器中的每个符号间隔子流进行滤波，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于每个符号样本的数目乘以天线的数目，对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成单个符号间隔流，并且将所述单个符号间隔流输入到所述第二滤波器级的所述白化滤波器。

根据本发明的第七方面，提供一种移动单元，特别是无线电话，包括根据第一方面的接收机。

本发明的进一步的有利实施方式在从属权利要求中限定。

本发明关注以比每个符号一个样本大的采样率操作的接收机，即使用每个符号多于一个的样本，和/或配置有多于一根天线的接收机，完全相同的算法可以用在配置有一个或多个天线的接收机中，并且来自不同天线的流可被视为附加的过采样维数。优选地，本发明对于过采样因子高于或等于4，或具有过采样因子为2的两根天线、并且前向反馈滤波器长度大于七个样本将需要较少量的复数运算。如果过采样因子为2，则本发明将优选地有利于阶数大于8的前向反馈滤波器。另外，失真校正器可被提供为均衡器，其可以是符号间隔或分数间隔的。

相比较于现有技术的方案，本发明的优势在于减小了用于处理高过采样率的接收机结构的复杂度，其中从所需操作方面来看，预滤波器可轻易成为整体接收机结构的瓶颈，通过本发明的教导能基本上克服。

EP 1 032 170 A1公开了通过使用包括一个匹配滤波器的第一滤波器级和第二滤波器级来接收通过失真信道传送的信号的设备和方法。然而该现有技术仅处理单天线接收机的情况，而没有给出如何将这里公开的设备和方法应用到以大于每个符号一个样本的采样率操作的接收机和/或配置有多于一个天线的接收机的任何启示并且因此没有提出如本发明所教导的此类接收机中的特别实施。另外，该现有技术没有建议在具有对符号间隔子流进行滤波的每个匹配滤波器的第一滤波器级中提供多个匹配滤波器。最后，该现有技术没有教导向第二滤波器级提供单个白化滤波器功能。所以，该现有技术既没有预见到本发明也没有令它显而易见。

根据本发明的设备和方法可应用到几种技术中。优选地，根据本发明的设备表示GSM/EDGE系统中的数字接收机，但不限于此。此外，本发明可被应用到通过色散信道的每种高速率数字传输。最后，本发明可被实施在移动单元中，特别是无线通信系统的无线电话中。

可从以下简要总结的附图、下面对本发明的当前优选实施方式的详细描述和所附权利要求书来获得对本发明和其范围的更为全面的理解。

附图说明

图1表示如文档[1]中所述的现有技术的MMSE-DFE接收机结构的示意框图；

图2表示如文档[3]中所述的另一现有技术的MMSE-DFE接收机结构的示意框图；

图3表示如文档[4]中所述的包括针对单天线接收机的基于线性预测的预滤波器的另一现有技术的接收机结构的示意框图；

图4表示根据本发明的第一优选实施方式的具有线性预测预滤波器的分数间隔实施的单天线接收机结构的示意框图；

图5表示根据本发明的第二优选实施方式的具有线性预测预滤波器的分数间隔实施的多天线接收机结构的示意框图；

具体实施方式

在下文中，将参考图4和图5描述本发明的优选实施方式。鉴于此，应该注意到就上面给出的等式(1)到(13)和相关描述应用于优选实施方式，它们将不再下面的描述中重复。

图4表示类似于图3中的单天线接收机结构的示意框图，但其不同之处在于根据本发明的第一优选实施方式的LP预滤波器的分数间隔实施。为了避免在此处重复，针对与图3中的那些单元相同的图4的单元，参考对图3的上述描述。

具体地，图4的接收机结构与图3的接收机的结构不同之处在于第一滤波器级不仅包括一个匹配滤波器，而且包括多个符号间隔匹配滤波器MF₁到MF_N，并且附加地提供另外的解多路复用器DeMux和加法器A。接收到的分数间隔流由解多路复用器DeMux分解成多个符号间隔子流。从解多路复用器DeMux输出的多个符号间隔子流的数目等于NSPS(每个符号的样本数)，并且类似地，多个符号间隔匹配滤波器MF₁到MF_N的数目等于NSPS。每个子流由具有N＝NSPS的相关符号间隔匹配滤波器MF₁到MF_N滤波。从多个符号间隔匹配滤波器MF₁到MF_N输出的NSPS子流，接着通过加法器相加成单个符号间隔流，其从加法器A输出并输入到白化滤波器W，并且计算和应用单个白化滤波器W的滤波函数W(z)。

相同的准则也可应用于多天线接收机。作为示例，根据本发明的第二优选实施方式，图5表示双天线接收机结构的实施方式，该结构与图4的单天线实施方式不同之处在于多个符号间隔匹配滤波器MF_1.1到MF_1.N和MF_2.1到MF_2.N的数目是图4的实施方式的多个符号匹配滤波器数目的两倍并且附加地提供多路复用器Mux。从双天线得到的过采样流由多路复用器Mux多路复用在一起以形成单个流，该单个流从多路复用器Mux输出并输入到解多路复用器DeMux并且具有等于NSPS×2，即2倍NSPS的过采样因子。多个符号间隔匹配滤波器MF_1.1到MF_1.N和MF_2.1到MF_2.N的数目也等于NSPS×2。所以，根据该流，匹配滤波器MF_1.1...MF_1.N，MF_2.1...MF_2.N被提供给每个单个的符号间隔流。来自匹配滤波器MF_1.1到MF_1.N和MF_2.1到MF_2.N的输出通过加法器相加成单个符号间隔流，其从加法器输出并输入到单个白化滤波器W，并且计算和应用单个白化滤波器W的滤波函数W(z)。

应该注意到上述和图5中表示的后一实施方式不限于提供双天线，而是可以应用到任意的多天线接收机结构，其中过采样因子等于NSPS乘以提供的天线的数目，并且类似的，多个符号间隔匹配滤波器的数目等于NSPS乘以提供的天线的数目。

均衡器E可以是符号间隔或分数间隔的，其中在上述的优选实施方式中，提供符号间隔均衡器是优选的。

最后，应该指出上面的优选描述是用于实施本发明的优选示例，但是本发明的范围不应该受到该描述的限制。本发明的范围由下面的权利要求书限定。

Claims (24)

1.一种接收机，特别是数字接收机，用于接收通过失真信道传送的信号，该接收机包括预滤波器，其用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位，以及，在所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和在所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，所述预滤波器进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于符号间隔子流的数目，并且所述预滤波器进一步包括用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

2.一种接收机，特别是数字接收机，用于接收通过失真信道传送的信号，该接收机包括预滤波器，其用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位，以及，在所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和在所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，所述接收机进一步包括多根天线以及多路复用器，该多路复用器用于将从所述多根天线得到的过采样流多路复用以便形成具有过采样因子至少等于每个符号的样本数目乘以天线的数目的单个流，所述预滤波器进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目乘以天线的数目，所述分解器的输入耦合到所述多路复用器的输出，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器的输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于每个符号样本的数目乘以天线的数目，并且所述预滤波器进一步包括用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

3.根据权利要求1或2所述的接收机，其中所述分解器包括解多路复用器。

4.根据上面任意一项权利要求所述的接收机，包括用于从所述接收到的信号生成采样信号的至少一个采样器，其中在所述预滤波器的上游提供所述至少一个采样器，其适于生成每个符号多于一个的样本。

5.根据上面权利要求的至少任意一项所述的接收机，其中所述失真校正器是均衡器。

6.根据上面权利要求的至少任意一项所述的接收机，其中所述失真校正器是符号间隔校正器。

7.根据权利要求1到4的至少一项所述的接收机，其中所述失真校正器是分数间隔校正器。

8.根据上面权利要求的至少任意一项所述的接收机，其中所述预滤波器是基于线性预测的预滤波器。

9.根据上面权利要求的至少任意一项所述的接收机，其中所述白化滤波器包括全极点滤波器，特别是全极点无限冲激响应滤波器。

10.根据权利要求9所述的接收机，其中提供全零点有限冲激响应滤波器作为所述全极点滤波器。

11.根据权利要求9所述的接收机，其中提供后向线性预测滤波器作为有限冲激响应滤波器。

12.一种在接收机中、特别是在数字接收机中使用的预滤波器，所述接收机适于接收通过失真信道传送的信号并且包括用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器以及在所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和在所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，

其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，并且进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于符号间隔子流的数目，以及用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

13.一种在接收机中、特别是在数字接收机中使用的预滤波器，所述接收机适于接收通过失真信道传送的信号并且包括用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器以及在所述预滤波器下游提供的失真校正器，其中所述预滤波器包括包含匹配滤波器的第一滤波器级和在所述第一滤波器级下游提供的并且包括单个白化滤波器的第二滤波器级，

其中所述预滤波器是分数间隔滤波器，所述接收机包括多根天线以及多路复用器，该多路复用器用于将从所述多根天线得到的过采样流多路复用以便形成具有过采样因子至少等于每个符号的样本数目乘以天线的数目的单个流，并且进一步包括用于将分数间隔流分解成多个符号间隔子流的分解器，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目乘以天线的数目，所述分解器的输入耦合到所述多路复用器的输出，其中所述第一滤波器级包括并行连接到所述分解器输出的多个符号间隔匹配滤波器，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于每个符号样本的数目乘以天线的数目，以及用于对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成输入到所述白化滤波器的单个符号间隔流的加法器。

14.根据权利要求12或13所述的预滤波器，其中所述分解器包括解多路复用器。

15.根据权利要求12到14的至少一项所述的预滤波器是基于线性预测的预滤波器。

16.根据权利要求12到15的至少一项所述的预滤波器，其中所述白化滤波器包括全极点滤波器，特别是全极点无限冲激响应滤波器。

17.根据权利要求16所述的预滤波器，其中提供全零点有限冲激响应滤波器作为所述全极点滤波器。

18.根据权利要求17所述的预滤波器，其中提供后向线性预测滤波器作为有限冲激响应滤波器。

19.一种用于在接收机、特别是数字接收机中接收通过失真信道传送的信号的方法，包括步骤：将包括匹配滤波器的第一滤波器级中的信号进行滤波，对包括单个白化滤波器的第二滤波器级中的所述第一滤波器级的输出信号进行滤波，所述第一和第二滤波器级定义用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器，以及在失真校正器中校正所述第二滤波器级的输出信号中的失真，

包括进一步的步骤：提供所述预滤波器作为分数间隔滤波器，将分数间隔流分解成多个符号间隔子流，所述多个符号间隔子流的数目至少等于每个符号的样本的数目，对包括在所述第一滤波器级中的并且并行连接的多个符号间隔匹配滤波器的符号间隔匹配滤波器中的每个符号间隔子流进行滤波，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于符号间隔子流的数目，对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成单个符号间隔流，并且将所述单个符号间隔流输入到所述第二滤波器级的白化滤波器。

20.一种用于在接收机、特别是数字接收机中接收通过失真信道传送的信号的方法，包括步骤：将包括匹配滤波器的第一滤波器级中的信号进行滤波，对包括单个白化滤波器的第二滤波器级中的所述第一滤波器级的输出信号进行滤波，所述第一和第二滤波器级定义用于将所述信道的冲激响应转换为它的等效最小相位的预滤波器，以及在失真校正器中校正所述第二滤波器级的输出信号中的失真，

包括进一步的步骤：提供所述预滤波器作为分数间隔滤波器，经由多根天线接收信号以及将从所述多根天线得到的过采样流多路复用以便形成具有过采样因子至少等于每个符号的样本数目乘以天线的数目的单个流，将分数间隔流分解成至少等于每个符号的样本的数目乘以天线的数目的多个符号间隔子流，对包括在所述第一滤波器级中的并且并行连接的多个符号间隔匹配滤波器的符号间隔匹配滤波器中的每个符号间隔子流进行滤波，所述多个符号间隔匹配滤波器的数目至少等于每个符号样本的数目乘以天线的数目，对所述多个符号间隔匹配滤波器的输出信号进行求和以便生成单个符号间隔流，并且将所述单个符号间隔流输入到所述第二滤波器级的所述白化滤波器。

21.根据权利要求19或20所述的方法，其中在所述第二滤波器级，所述白化滤波器被实施为全极点滤波，特别是全极点无限冲激响应滤波。

22.根据权利要求21所述的方法，其中所述全极点滤波被实施为全零点有限冲激响应滤波。

23.根据权利要求22所述的方法，其中所述有限冲激响应滤波被实施为后向线性预测。

24.一种移动单元，特别是无线电话，包括根据权利要求1到11的至少任意一项所述的接收机。

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