CN100592033C - 利用帕德逼近式函数仿真器为传感设备提供非线性温度补偿 - Google Patents

Abstract

传感器和/或转换器能够在偏移方面并且也在灵敏度方面显示对温度改变的非线性响应，在被传感的物理属性(压强、应变、位移等)中出现变化。帕德逼近式函数仿真器被用来对于给定的传感装置模拟一个或更多温度子范围的非线性偏移和/或非线性灵敏度行为，以及如可能被希望的那样生成用于偏移和灵敏度的温度补偿校正。为了避免使用蛮力分解来生成帕德逼近式函数信号，在一组实施例中，使用反馈以提供相应的效果。为了最小化要求解和存储的系数的数目，在一组实施例中，使用具有归一化分母的一阶或高阶帕德逼近式，使得每个函数能够只用三个系数定义。公开了本性更模拟或本性更数字的实施例。还公开了用于求解帕德逼近式系数以及校准以大规模生产为基础的每个传感器单元的方法。

Description

利用帕德逼近式函数仿真器为传感设备提供非线性温度补偿

技术领域

本发明一般涉及响应于温度改变表现非线性行为的传感器和/或转换器(transducer)。本发明更具体地涉及在具有变化的温度的环境下补偿传感设备的这种非线性行为的有效和准确的方法。

2a.对同时拥有的申请的交叉引用

下列待审批的美国专利申请由本申请的所有者拥有，并且这里通过引用合并他们的公开：

(A)序列号10/845,681，由Jose Marcos Laraia，Jose G.Taveira，Robert P.Moehrke在2004年5月13日提交，其初始题目为“Pade′Approximant BasedCompensation for Integrated Sensor Modules and the like”；以及

(B)序列号10/870,314，由Jose Marcos Laraia，Masahisa Niwa，Robert P.Moehrke和Jose G.Taveira在2004年6月16日提交，其初始题目为“ReactiveSensor Modules Using Pade′Approximant Based Compensation and ProvidingModule-Sourced Excitation”。

背景技术

技术的进步已经使得很多用于多种用途、可批量生产的新的电子和/或电磁传感器或转换器成为可能。温度、压强、发光度、位置、加速度、流动速率只是能够用这样的设备传感、测量和/或传达的许多物理变量中的一些。被传感或测量的各参数能够被电磁地或用别的方式传输到计算机或其它用于显示、控制和/或其它处理的智能设备。因为在许多领域如汽车工业、医学、航天和工厂自动化中物理参数的准确传感和测量的重要性，所以大量的努力已经致力于发展小型、准确、可靠并且能够在恶劣环境中运行的低成本传感设备。

当物理量正在被传感或测量以用于随后处理或报告其值的目的时，总是出现从被传感/被测量的物理量(其是压强、或磁通量、或高压工业应用中的电动机电流、或一些其它这样的参数)的域到代表性的信号(例如，低压、数字CMOS信号，例如在0-5伏特范围)的域的转换，其中该代表性的信号将用于随后的处理和/或报告所传感/测量的物理量。在域到域(domain-to-domain)的转换路径中的某处，可能存在一个或更多元件(例如，传感器或转换器)其行为严重地受温度改变的影响。由于缺乏更好的术语，一组一个或更多这样的温度依赖的元件在这里将被理解为“传感装置”的部分。不管用于转换处理的基本的物理原理如何，本质上所有的传感装置(即，传感或转换元件)都表现出需要被克服的一些限制和非理想性。例如，大部分传感器典型地表现出由于制造工艺变化允许的正态公差(normal tolerance)的偏差和灵敏度变化。这样的偏差和/或灵敏度变化通常必须通过传感器接口电路的个别校准来补偿。另外某种程度上，本质上所有传感装置呈现响应于温度的变化。这也可能需要通过个别校正来补偿。通常被称为信号调节电路的合适的电子电路经常被连接(电子地，逻辑地和/或物理地)到每个单独的传感装置，以照顾这些要求。在很多情况下，信号调节电路是包含传感装置的部分或全部的封装或机壳(housing)的整体必需部分(integral part)。通常，传感元件和它对应的信号调节电路一般被封装到单个物理单元以构成传感器模块。关于传感器信号调节的更具体的解释以及可用的解决办法的示例能够在以下三篇文献中发现(这里通过引用而合并)：(a)Mnif，K.，“Compensation iscritical in fitting analog pressure sensors to the application”，ISD Magazine，July2001；(b)Travis，B.，“Smart conditioners rub out sensor errors”，EDN Magazine，February 2001；和(c)McGonigal，J.，“Signal conditioning”，Sensor Magazine，September 2003。

温度补偿(TC)是大多数传感器信号调节系统的基本要求，由于它使得更高精确度和/或扩展的运行温度范围成为可能，而不要求使用更加复杂和昂贵的传感元件。虽然用于TC的方法不同，但是大多数通常包括在首先减去温度依赖偏移值后，用温度依赖的增益值乘以传感器输出信号。例如参见：(a)美国专利5,848,383，12/1998授予Yunus(provides polynomial compensationof temperature coefficient，提供对温度系数的多项式补偿)；(b)美国专利5,902,925，5/1999授予Crispie等(provides piece-wise linear compensation oftemperature coefficient，提供对温度系数的分段线性补偿)；(c)美国专利5,995,033，11/1999授予Roeckner等(uses DAC for  setting offset，使用DAC设置偏移)；(d)美国专利5,939,693，8/1999授予Roeckner等(uses a signalconditioning circuit with DACs，and a combo ADC/DAC for signal conversionand polynomial calculation for temperature and nonlinearity compensation，使用具有DAC的信号调节电路以及组合的ADC/DCA进行信号转换和用于温度的多项式计算，以及非线性补偿)；以及(e)美国专利6,032,109，2/2000授予Ritmiller，III(use coarse and fine DAC’s driven by DSP(Digital SignalProcessor)，使用DSP驱动的粗糙和精细DAC)，通过引用全部合并于此。如从之前Yunus’383等的简要描述所指出的，温度依赖的偏移和增益控制可以用分段线性函数生成、用多项式函数生成和/或用复合数字信号处理技术来获得。然而，由于市场对更高精度和更便宜的解决办法的需求压力，有时更传统的线性或分段线性的TC技术不能提供在给定的温度范围所要求的性能。一般使用的基于多项式的非线性温度补偿技术通常不能为不以多项式方式(例如，y＝a₀+a₁x¹+a₂x²+...)运转的传感元件提供非常好的拟合。因此在给定的温度范围精度可能仍然不足，除非在每个多项式表达式中使用许多项，并且可能不同的多项式以分段方式缝合到一起。这极大地增加了电路复杂性和成本。需要更简单和更好的解决办法。

发明内容

根据本发明的当前公开，可以提供用于改进现有温度补偿技术的上述缺点的结构和方法。

更具体地，提供了一种非线性温度补偿方法，其能够容易地成为精确的、可编程的、以及足够灵活的以用于广泛范围的应用，包括提供用于使个别校准的传感装置的低成本大规模生产成为可能的温度补偿。根据本发明的电路能够被做得足够简单以容易地实现为单片传感器接口集成电路(IC)中的小的功能块，该集成电路通常伴随传感器。

本发明的当前公开提供了不使用蛮力(brute force)数值技术实现数值分解(division)的方式。本发明可以用所谓的帕德逼近式(Padé Approximant)来实践，帕德逼近式可以通过这样的方式推导：至少分段地将要仿真的函数展开为两个幂级数的比值(两个多项式的除法)，并且确定幂级数分子和分母的系数。帕德逼近式适用于模拟包含极点的非线性物理变量和数学函数。而且，有理逼近能够模仿本质上不是多项式的曲线。特别，通过帕德逼近式方法生成的有理函数通常是比具有相比地更大量项的泰勒展开式、对物理传感器行为更好的拟合。直到此时，在实践实现中使用帕德逼近式呈现的一个障碍是需要形成两个幂函数的比值。蛮力分解通常比机器实现的只依赖于加法、减法或乘法的计算代价更大。根据本发明，反馈技术被用于提供仿真由帕德逼近式方法需要的分解(division)操作的转换函数。

根据本发明的一个方面，一个或更多反帕德逼近式转换函数被施加到由受温度影响的传感装置生成的信号，以消除其相对给定温度范围中温度变化的非线性，并且从而提供在给定温度范围上更精确的传感(或域转换)。精确的逼近能够用低阶帕德逼近式函数(其只具有一些系数)实现。这导致高性能同时允许相对简单和便宜的非线性补偿电路。更具体地，在一个实施例中，传感器偏移至少部分地由以温度作为其输入变量的第一帕德逼近式生成电路模拟，并且传感器增益倒数(inverse)至少部分地由也以温度作为其输入变量的第二帕德逼近式生成电路模拟。用于在大规模生产环境中校准这样电路的方法将被详述。

从下面详细的描述中，本公开的其它方法将变得明显。

附图说明

下面的详细描述部分参照附图，其中：

图1是能够被一阶帕德逼近式电路仿真的三个函数的第一曲线图；

图2是能够被稍微不同的一阶帕德逼近式电路仿真的三个另外函数的第二曲线图；

图3是能够被还不同的一阶帕德逼近式电路仿真的另外的三个函数的第三曲线图；

图4图解希望的传感器反偏移(counter-offset)函数；

图5图解希望的传感器反增益(counter-gain)函数；

图6是显示用于生成反偏移的第一电路的示意图，该反偏移要从传感器输出信号中减去从而消除温度依赖的偏移；

图7是用于反抗传感器偏移和传感器灵敏度的温度依赖的各方面的电路的主要模拟实施例的示意图；

图8A是用于反抗传感器偏移和传感器灵敏度的温度依赖的各方面的电路的更数字实施例的方块图；

图8B是图8A的具体实现的示意图，包括显示在大规模生产校准期间校准计算机如何与温度补偿IC相互连接；

图9是用于反抗传感器偏移和传感器灵敏度的温度依赖的各方面的电路的又一个更数字实施例的方块图；以及

图10是传感器偏移相对于温度关系的示例性曲线图，用来解释用于不同的温度子范围的分段温度补偿和校准。

具体实施方式

帕德逼近式可以通过将函数展开为两个幂级数的比值，并且确定分子和分母的各系数来形成。当模拟(model)的函数含有极点时，帕德逼近式通常胜过泰勒展开式，因为有理函数的使用允许这样的极点行为被很好地表现。(例如参见：Wolfram研究数学世界网站，

http://mathworld.wolfram.com/PadeApproximant.html)。

在其一般形式中，帕德逼近式可以按照方程式1表示为两个幂级数之间的比值：

$\frac{P_L\left(x\right)}{Q_M\left(x\right)}=\frac{p_0+p_{1}x+p_2{x}^2+\·\·\·+p_L{x}^L}{1+q_{1}x+q_2{x}^2+\·\·\·+q_M{x}^M}$ (式1)

其中x是输入变量，p_L和q_M是相关常数系数并且在示例中Q_M(x)被归一化以提供Q_M(0)＝1。如果系数q₁到q_M被设为零，那么方程式1简化为只具有分子系数p₀到p_L的泰勒表达式。

在其分子和分母中都具有一阶多项式的帕德逼近式y₁(x)能够根据以下的方程式2表示：

$y_1\left(x\right)=\frac{P_1\left(x\right)}{Q_1\left(x\right)}=\frac{\mathrm{ax}+b}{\mathrm{cx}+1}$ (式2)

通过调整输入信号x(包括其极性和有效原点)并且通过调整系数a、b和c各自的大小，能够得到不同类型的非线性函数。图1、2和3显示了一些可能的转换函数形式，其中y₁(x)被以更容易与图示曲线相关联的形式重写。如应该从图1-3明显可见，每个函数曲线的位置、取向、以及斜率能够通过调整三个系数a、b和c以及通过调整输入变量x的极性和有效原点来调整。在a/c＝b的特殊情况下，那么y₁(x)取等于b的恒定值。另一方面，如果a/c＞b或a/c＜b，那么获得对应的非线性函数并且下列表达式3-5的恒等容易被验证：

对于图1： $\left\{\begin{array}{c}y\left(0\right)=b\\ \underset{x\→\∞}{\lim }y\left(x\right)=\frac{a}{c}\end{array}\right\}$ (式3)

对于图2： $\left\{\begin{array}{c}y\left(x_0\right)=b\\ \underset{x\→\∞}{\lim }y\left(x\right)=\frac{a}{c}\end{array}\right\}$ (式4)

对于图3： $\left\{\begin{array}{c}y\left(x_0\right)=b\\ \underset{x\→-\∞}{\lim }y\left(x\right)=\frac{a}{c}\end{array}\right\}$ (式5)

更具体地，在图1中，在a/c＞b的情况下非线性曲线101在x＝0处具有值b和由方程式3给出的渐近线。在a/c＜b的情况下非线性曲线103在x＝0处具有值b和由方程式4给出的渐近线。当a/c＝b是获得恒定的响应102。类似的结果可以在图2中看到，除了三条曲线201-203在x＝x₀点(在204处)相交。类似的结果可以在图3中看到，除了三条曲线301-303向相反的横向方向延伸，因为输入变量x给定为负极性。注意当cx+1＝0时y₁(x)是未定义的，因此cx＝-1的情况应该被避免。

如上所示，传感元件典型地生成包括偏移成分和包括增益或灵敏度参数的电磁输出信号，该偏移成分随温度以非线性方式变化，该增益或灵敏度参数进一步随温度以非线性方式变化。通过使用与被提供作为输入变量的环境温度(T，换句话说，传感装置正遭遇的有效温度)结合的一阶帕德逼近式，传感装置的温度依赖性一般能够由下列方程式6概括地表示到好的精确程度。

$V_S\left(T\right)\≅[{\mathrm{voff}}_0+\left(\frac{a\·T+b}{c\·T+1}\right)]+[S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)\·\mathrm{\Φ}]$ (式6)

其中左侧的V_S(T)是传感元件实际输出电压(尽管在替代类型的传感装置中，它能够是某些传感器中的电流或电荷或某些其它电磁参数)；并且其中在逼近的右侧，voff₀是当被传感的物理参数(例如，压强)处于参考或零值(例如，在压强的情况，1个大气压)时出现在传感器输出的传感元件偏移，并且其中该voff₀输出在确定的参考温度T₀处测量。系数a、b和c是非线性偏移温度系数，它们的值在校准期间建立。S₀是处于使用的参考温度T₀的传感元件灵敏度(或增益)。大写的A、B、C项是非线性灵敏度温度系数，它们的值也在校准期间建立。最后，Φ是正被模拟的传感装置传感的物理参数，以便产生传感器实际输出信号：V_S(T)。Φ的示例可以包括压强水平、机械应变、机械位移、截取的辐射或其它能量场等等。

根据本发明，通过生成按照方程式7的反偏移信号V_off(T)，为传感器偏移成分的温度依赖性提供反补偿：

$V_{\mathrm{off}}\left(T\right)\≅[{\mathrm{voff}}_0+\left(\frac{a\·T+b}{c\·T+1}\right)]$ (式7)

进一步根据本发明，通过求得方程式8的逆，为传感器增益的温度依赖性提供反补偿：

$G_{\mathrm{sensor}}\left(T\right)\≅[S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)\·\mathrm{\Φ}]$ (式8)

尽管本公开致力于结合“传感的”温度(T)使用帕德逼近式，用于调整传感器的输出信号，但是应该注意的是：另外地结合温度校正的结果使用帕德逼近式，用于进一步对完整的信号路径或各路径中的非线性进行补偿，即，对用来传感该“传感的”温度(T)的次级传感器装置的非线性响应进行补偿，和/或对传输代表这些量的信号的模拟信号路径(如果有的话)的非线性响应进行补偿，这是在本发明的意图中的。通过在使用出现在补偿IC的实际输出针(pin)处的信号电平时进行校准，信号处理IC自身中的一些内部非线性被固有地补偿。另外地结合上述内容使用帕德逼近式，以补偿初级传感器对正被模拟的传感装置传感的物理参数(Φ)的大小或大小范围的非线性响应，这也是在本发明的意图中的。

首先聚焦于反偏移信号，方程式7的V_off(T)，通过进行对应的一组至少3个相对于参考点即voff₀的、在各自的温度点T₁、T₂和T₃的偏移测量，以及按照如下的方程组式9，3个未知系数值a、b和c能够被求解(作为一种但不是唯一的方法)：

$\left\{\begin{array}{c}a\·T_1+b-c{\·T}_1{\·\mathrm{\Δvoff}}_1={\mathrm{\Δvoff}}_1\\ a\·T_2+b-c{\·T}_2{\·\mathrm{\Δvoff}}_2={\mathrm{\Δvoff}}_2\\ a\·T_3+b-c{\·T}_3{\·\mathrm{\Δvoff}}_3={\mathrm{\Δvoff}}_3\end{array}\right\}$ (式9)

其中  Δvoff_n＝voff_n-voff₀                 (式10)

从方程组式9，3个系数a、b、c能够被容易地计算，例如通过使用按照方程组式11、12、13a-13c的行列式(克莱姆法则)：

$a=\frac{D_a}{D}$ $b=\frac{D_b}{D}$ $c=\frac{D_c}{D}$ (式11)

其中

$D=\left|\begin{array}{ccc}{T}_1& 1& -T_1{\·\mathrm{\Δvoff}}_1\\ T_2& 1& -T_2{\·\mathrm{\Δvoff}}_2\\ T_3& 1& -T_3{\·\mathrm{\Δvoff}}_3\end{array}\right|$ (式12)

$D_a=\left|\begin{array}{ccc}{\mathrm{\Δvoff}}_1& 1& -T_1{\·\mathrm{\Δvoff}}_1\\ {\mathrm{\Δvoff}}_2& 1& -T_2{\·\mathrm{\Δvoff}}_2\\ {\mathrm{\Δvoff}}_3& 1& -T_3{\·\mathrm{\Δvoff}}_3\end{array}\right|$ (式13a)

$D_b=\left|\begin{array}{ccc}{T}_1& \mathrm{\Δ}{\mathrm{voff}}_1& -T_1{\·\mathrm{\Δvoff}}_1\\ T_2& \mathrm{\Δ}{\mathrm{voff}}_2& -T_2{\·\mathrm{\Δvoff}}_2\\ T_3& \mathrm{\Δ}{\mathrm{voff}}_3& -T_3{\·\mathrm{\Δvoff}}_3\end{array}\right|$ (式13b)

$D_c=\left|\begin{array}{ccc}{T}_1& 1& {\mathrm{\Δvoff}}_1\\ T_2& 1& {\mathrm{\Δvoff}}_2\\ T_3& 1& {\mathrm{\Δvoff}}_3\end{array}\right|$ (式13c)

如果生成多于三个测量方程式，那么统计曲线拟合算法可以被用来求解三个偏移系数a、b和c的值。在确定三个偏移系数a、b和c之后，偏移补偿电路只需合成温度依赖的、非线性函数的负数，并且按照方程式14将该负校正信号加到传感器输出信号，以便只留下温度非依赖的偏差成分voff₀，其在由T₁、T₂和T₃定义的有关温度范围上基本保持恒定。

$\mathrm{voff}\left(T\right)={\mathrm{voff}}_0+\left(\frac{a\·T+b}{c\·T+1}\right)-\left(\frac{a\·T+b}{c\·T+1}\right)={\mathrm{voff}}_0$ (式14)

参照图4，用图示的方式显示该过程，其中当对于传感器的物理输入参数存在对应的零点时(例如，压强，其中该零点将比如说是1个大气压)，T₁、T₂和T₃是产生各自的传感器输出电压v_off1、v_off2和v_off3的各自的三个测量点的温度。T₀是传感器自然地输出恒定成分v_off0的温度。在减去随温度变化的响应之后，所有剩下的是温度不变量，如图4的右侧中所示的偏移响应v_off0。

参照图5，可以对在包含测量点T₁、T₂和T₃的相关温度范围上的传感器的增益或灵敏度采用类似的方法。更具体地，温度变化对传感器灵敏度的影响可以由如上面的方程式8中所示非线性乘法因子来描述，而不是用于偏移的加法因子。给定传感器的温度灵敏度S(T)的非线性反补偿能够用与对偏移所做方式类似的方式计算，除了物理参数输入值必须是除了相对零点的其它值。根据本公开，对至少三个不同温度T₁、T₂和T₃测量灵敏度，并且相应的值分别记为S₁、S₂和S₃。对于更加一致的结果，激励(excitation)应该在每个情况下是相同的，典型地是所测量的物理属性(例如，压强)的全刻度(fullscale)或半刻度。

这里方程式8被重新表示为函数S(T)：

$S\left(T\right)=S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)$ (式15)

用已知的温度取代T，并且用测量的相对灵敏度取代S(T)，能够得到如下的至少三个具有三个未知数A、B、C的方程(式16a-16c)的系统：

$\left\{\begin{array}{c}A\·T_1+B-C{\·T}_1\·\mathrm{\Δ}{S}_1={\mathrm{\ΔS}}_1\\ A\·T_2+B-C{\·T}_2\·\mathrm{\Δ}{S}_2={\mathrm{\ΔS}}_2\\ A\·T_3+B-C{\·T}_3\·\mathrm{\Δ}{S}_3={\mathrm{\ΔS}}_3\end{array}\right\}$ (式16a-16c)

其中 $\mathrm{\Δ}{S}_n=\frac{S_n}{S_0}$ (式17)

并且S₀(参见图5)是在温度T₀的灵敏度。

通过卡莱姆法则，系数A、B、C也能够从方程组式16a-16c计算。

$A=\frac{D_A}{D_S}$ $B=\frac{D_B}{D_S}$ $C=\frac{D_C}{D_S}$ (式18a-c)

其中

$D_S=\left|\begin{array}{ccc}{T}_1& 1& -T_1\·\mathrm{\Δ}{S}_1\\ T_2& 1& -T_2\·\mathrm{\Δ}{S}_2\\ T_3& 1& {-T}_3\·\mathrm{\Δ}{S}_3\end{array}\right|$ (式19s)

$D_A=\left|\begin{array}{ccc}{\mathrm{\ΔS}}_1& 1& -T_1\·\mathrm{\Δ}{S}_1\\ {\mathrm{\ΔS}}_2& 1& -T_2\·\mathrm{\Δ}{S}_2\\ {\mathrm{\ΔS}}_3& 1& {-T}_3\·\mathrm{\Δ}{S}_3\end{array}\right|$ (式19A)

$D_B=\left|\begin{array}{ccc}{T}_1& \mathrm{\Δ}{S}_1& -T_1\·\mathrm{\Δ}{S}_1\\ T_2& \mathrm{\Δ}{S}_2& -T_2\·\mathrm{\Δ}{S}_2\\ T_3& \mathrm{\Δ}{S}_3& {-T}_3\·\mathrm{\Δ}{S}_3\end{array}\right|$ (式19B)

$D_C=\left|\begin{array}{ccc}{T}_1& 1& \mathrm{\Δ}{S}_1\\ T_2& 1& \mathrm{\Δ}{S}_2\\ T_3& 1& \mathrm{\Δ}{S}_3\end{array}\right|$ (式19C)

如关于偏移的情况，如果进行超过三次测量，那么统计曲线拟合技术(例如，最小二乘法)可以被用来求解三个灵敏度系数A、B和C。在确定系数A、B、C之后，构造灵敏度反补偿电路以合成逆非线性函数，根据下面的方程式20，该逆非线性函数在被乘以原始灵敏度函数时，保持作为结果的灵敏度基本上是恒定的，并且在由T₁、T₂和T₃定义的温度范围上等于S₀：

(式20)

校正函数

可以被称为关于传感器自然灵敏度

的“逆帕德逼近式”，因为它们的乘积等于整数(1)。

通过按照方程组式21设置系数x、y和z：

$\left\{\begin{array}{c}x=C/B\\ y=1/B\\ z=A/B\end{array}\right\}$ (式21)

灵敏度方程(式20)能够被重写，使得被修改的结果S′(T)变成恒定的并且等于S₀：

$S^{\′}\left(T\right)=S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)\·\left(\frac{\frac{C}{B}\·T+\frac{1}{B}}{\frac{A}{B}\·T+1}\right)=S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)\·\left(\frac{C\·T+1}{A\·T+B}\right)=S_0$ (式22)

这表明了具有方程组式21的系数设置的灵敏度补偿如何导致不随温度变化的灵敏度。

参照图6，显示了根据本发明的第一温度补偿电路600。如上面的理论术语所解释的，为了产生温度依赖的电压信号Δvoff(T)，将通过图示的补偿电路600模拟第一帕德逼近式函数，该电压信号Δvoff(T)将被从传感元件输出信号偏移中减去，以便减小或消除传感器输出信号的温度依赖的成分。希望的输出电压Δvoff(T)在线619产生。方程式23显示在线619的希望的输出电压信号表现为输入电压V_Tin的一阶帕德逼近式，该输入电压随环境温度基本线性地增加。V_Tin由次级(secondary)传感装置605生成。因此，V_Tin是代表传感的温度的模拟信号。次级温度传感器装置605不要和初级参数传感器(未示出，但可以是压力传感器)混淆，该初级参数传感器的输出是被调节以抵消温度影响。温度传感器装置605能够被整体地包括在实现电路600的其余部分的单片IC中。

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{off}}\left(T\right)=\left(\frac{a\·V_{\mathrm{Tin}}+b}{c{\·V}_{\mathrm{Tin}}+1}\right)$ (式23)

在图6的电路600中，V_Tin电压信号被施加到可变的增益放大器621的输入端口611，该增益放大器621的有效增益部分地通过DAC 637和增益设置寄存器647可编程地建立为以G表示的部分增益值。更恰当地，放大器621的有效增益通过由DAC 635(数模转换器635)生成的另一个因子k_vf·V_out(＝k_vf·ΔV_off(T))减少，使得放大器621的总有效增益表示为G·(1-k_vf·V_out)，其中V_out＝ΔV_off(T)。V_Tin乘以该总有效增益，然后在模拟加法器622中被加到可编程定义的偏压v_x0。该偏压v_x0通过DAC 632和偏压设置寄存器642建立。加法器622的输出定义产生在线619上的希望的电压ΔV_off(T)。反馈回路615用来促使生成的输出电压ΔV_off满足上面的方程式23。更具体地，反馈ΔV_off信号615在DAC635中被乘以第三编程参数k_vf(设置在寄存器645中)，使得电路600实现下列方程式24的包括反馈的转换功能：

Δv_off＝G·(1-k_vf·Δv_off)·V_Tin+v_x0        (式24)

通过分离输出ΔV_off，表达式(式24)能够被重写为如下的方程式25：

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{off}}=\frac{{G\·V}_{\mathrm{Tin}}+v_{x0}}{G\·k_{\mathrm{vf}}{\·V}_{\mathrm{Tin}}+1}$ (式25)

因此根据上面的方程式23看到生成的ΔV_off信号(619)仿真一阶帕德逼近式，其中使用方程组式26的替代：

$\left\{\begin{array}{c}a=G\\ b=v_{x0}\\ c=G\·k_{\mathrm{vf}}\end{array}\right\}$ (式26)

不同地表述，方程式24重写为如下的方程式27：

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{off}}=a\·(1-\frac{c}{a}{\·\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{off}}){\·V}_{\mathrm{Tin}}+b$ (式27)

因此，图6的电路参数G、v_x0和k_vf能够直接从系数a、b、c确定，其中后者从根据图4进行的温度校准测量计算。电路参数G、v_x0和k_vf可以被编程到非易失性(NV)存储器装置(例如，EEPROM或闪存)，该非易失性存储器装置包括在或耦合到实现电路600的IC。如图6中所示，然后NV存储的各电路参数可以从NV存储装置(或从别处)下载到各自的寄存器647、642和645，寄存器647、642和645通过专用的D/A转换器637、632和635控制增益、偏压和反馈。形成电路600的各可编程建造部件(building block)分别在现有技术中已知。(例如参见：Harrold，S.，“Programmable analog ICs”，Sensor Magazine，April 2003；以及Dunbar和AIlen，“Performance grows withintegration”，EE Times，October 7，2003；这里通过引用合并发表的参考资料。)

参照图7，显示根据本发明的第二温度补偿电路700。其中在“700”百系列(century series)实用的相同参考标号被用来指以“600”百系列编号的图6的相同元件。如此，不需要重复对电路700的块701的解释，因为块701本质上于电路600相同，除了芯片上的温度传感装置705(其能够替代为不在芯片上)显示在块701外部，并且显示为被进一步耦合到第二块702的温度输入线702。从图7应该明显的是：第二块702从架构上来说是第一块的镜像。第二块702在线750生成对抗温度的灵敏度校正信号，而不是生成对抗温度的偏移校正信号(719)，其中灵敏度校正信号表示为ΔS。

实现温度补偿电路700的集成电路的输入终端(例如，封装针)706从温度依赖的传感器接收传感器输出信号V_s，该传感器未示出，但是能够是电阻压力传感器，或电抗位置传感器，或当在预定的温度范围(即，T₁-T₃)运行时测量相应的物理参数的一些其它传感器。接收的传感器输出信号V_s被施加到模拟求和单元707，使得温度依赖的偏移电压ΔV_off(T)(在线719上)能够被减掉。然后求和单元707的输出电压被耦合到可变增益放大器(或衰减器)708，使得无偏移的传感器输出信号V′_S能够被乘以灵敏度校正信号ΔS的值。然后二次校正的传感器输出信号V″_S能够从集成电路的输出终端(例如，封装针)709输出用于进一步处理。可替代地或另外地，校正的传感器输出信号V″_S能够被耦合到用于进一步使用和处理的芯片上电路，其在包含电路700的IC内。为了简化的目的，图7没有显示从接收的传感器输出信号V_s移除不随温度变化的偏移。从上面的理论解释应该明显的是：这种不随温度变化的偏移也应该在求和单元707处被减去。

参照图7的块702，用于灵敏度校正的帕德逼近式函数通过与块701的装置类似的装置来实现，除了输出信号750是增益调节ΔS的而不是偏移电压的代表。信号ΔS能够被用作增益控制电压施加到电压控制的放大器(VCA)的相应的增益控制节点，从而将该电压信号转换为相应的增益校正。在方程式28中提供了希望的增益校正的表达式：

$\mathrm{\ΔS}=A\·(1-\frac{C}{A}\·\mathrm{\ΔS}){\·V}_T+B$ (式28)

大写字母A、B和C用在方程式28中以代表可编程建立的各系数，其对应于在方程式26和27中表达的小写情况的各系数。当然，大写的系数A、B和C的值被建立以提供合适的灵敏度校正ΔS而不是偏移校正。再次参见图5。

尽管图7显示了主要模拟解决方案(其中由六个图示的DAC：742、745、747、772、775和777提供从数字信号域到模拟域的转换)，但是存在许多其它可能的方式来实施用于实现希望的温度补偿的电路。图8A提供了一种替代的实现800的方块图，其中对偏移和灵敏度的温度补偿在数字域中由可编程的算术逻辑单元(ALU)803计算，并且数字结果信号819(Δv_off(T))和849(ΔS)然后通过寄存器820、850和DAC 825、855被分别地施加到模拟信号路径806-809。DAC 855形成模拟放大器808的增益设置回路(反馈或前馈)的部分，因此修改该放大器电路的增益(例如，通过修改反馈阻抗)。比模拟的更加数字的实现的优点在于：它能够用低功耗的CMOS电路实现，并且数字部分更加不受噪声干扰，以及更容易被编程。

参照图8B，实施例800上的变化在880显示。在860处显示了电阻桥式压力传感器，并且在861处显示了差动输入缓冲器。施加到传感器860的压强由仪表859表示，该仪表具有至少三个设置：全刻度P_FS、中刻度P_M、以及参考零压强P₀(即一个大气压)。模拟输入放大器865具有偏移输入终端864，其能够被用来将粗偏移施加到由缓冲器861提供的输出。寄存器862存储代表粗的、不随温度变化的偏移值的数字信号，并且DAC 863将存储的值转换为相应的模拟信号值，该模拟信号值被提供到偏移输入终端864。求和单元867将不随温度变化的、精细偏移和温度依赖的成分加到该模拟信号值。DAC 825′的模拟输出电压可以由以下方程式29a表示：

$\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{off}}\left(T\right)=k[\left(\frac{a\·V_T+b}{c{\·V}_T+1}\right)+\mathrm{fo}]$ (式29a)

其中k是DAC转换系数，其描述保存在精细偏移寄存器824′的数字代码(fo)和保存在温度补偿寄存器820′的数字代码与由加法器870响应于由DAC 825产生的DAC输出电压Δv_off而输出的实际电压V_out3之间的比例关系。由于制造差异，对于DAC 825的每个单独实施例以及对于放大器868和869的每个单独实施例，通常出现不同的k因子。如果没有为每个大规模生产的电路精确地确定k，那么在该数模转换因子k中的大规模生产差异能够减低后补偿(post-compensation)的精度。当fo是变化的时，通过测量电路880输出处的电压V_out3能够为给定电路精确地确定k的值。在校准期间，当参考压强P₀被施加到处于参考温度(即T2)的初级传感器时，通常希望调节fo便促使V_out3等于基本参考值(其可以被称为相对零点)。如在827′显示的，不在芯片上且可拆卸-可连接的校准计算机可以被用来自动执行校准处理。在一个实施例中，计算机827′有效地(operatively)耦合到外部温度控制器858和外部物理参数(例如，压强)控制器859，用于控制这些环境属性。计算机827′被暂时有效地耦合到校准下的传感器芯片880的存储器单元801′和802′，以便设置存储在其中的温度补偿系数。为了避免使图杂乱，没有显示计算机827′和校准下的传感器芯片880的各种内部部分(例如，824′、862、866、801′、802′)之间所有的操作耦合。可以使用各种信号耦合技术，包括在计算机827′和传感器芯片880之间控制和数据信号的串行传输，计算机827′以有效的方式(有线或无线地)暂时耦合到传感器芯片880。

为了在校准(自动的或手动的)期间确定k，用于偏移的帕德逼近式系数a、b和c首先复位为0，并且用于灵敏度的系数A、B和C也复位为零，使得输出电压V_out3能够被粗糙地调节，然后精细地调节用于消除偏移。精细偏移寄存器824也初始地复位到fo＝0。在粗糙偏移寄存器862已经经由反复试验(trial and error)实验地加载代码值，当压力保持为P0并且温度保持为参考值(即，T₂)时，该代码值将V_out3减小到偏离真实零点的可接受的、粗糙误差范围内(在一个实施例中，发现该范围为在离零点大约300μV内)，新的非零值fo′被载入精细偏移寄存器824，使得差别ΔV_out3能够被测量。该过程可以在存储在校准计算机827内的软件代码的控制下执行。在该过程中不关心放大器865、868和869各自的增益，只要它们对于ΔV_out3的测量保持恒定。在一个实施例中，在该过程期间，865的增益大约设为8，868的增益大约保持为1而869的增益大约保持为3。然后ALU 803′被促使来计算作为简单比值ΔV_out3/ΔfO的k值。该k值被存储在校准计算机的DAC系数寄存器826a中，用以之后当计算机将使用方程式29a来校准温度补偿寄存器801′的系数a、b和c时使用。保存的k值也被校准计算机827用来计算要存储在寄存器824中的精细偏移代码。在用于计算k的步骤的末尾测量的V_out3值将通常不为零。要被加到fo以使V_out3更接近零的校正将简单地为：Δfo＝ΔV′_out3/k，其中ΔV′_out3是对V_out3进行的改变以使其接近零。在一个具体实施例中已经发现：当初级传感器处的压强保持为P0并且温度相应地保持为参考值(即，T₂)时，偏移寄存器的精细调节能够导致V_out3从粗糙调节范围的外部达到范围(大约离真实零点300μV)收敛到大约零点的2μV内。一旦fo和k被设置，当传感器参数(例如，在860的情况下为压强)保持恒定为参考值(P₀)，并且温度例如被外部温度控制器858设置为在至少三个测试点T₁、T₂和T₃间切换时，自动校准处理可以着手为a、b和c确定合适值。上面的式9-13的方法可以被校准软件826b使用。

在图8B的一个实施例中，使用下面方程式29b的代码归一化：

$\mathrm{\Δvoff}\left(T\right)=k[\left(\frac{a\·T+4b}{\frac{c\·T}{256}+64}\right)+2^{*}\mathrm{fo}+521]$ (式29b)

大方括号中圆括号的值由发送到精细调节DAC 825′的数字代码代表。k代表DAC代码到最终输出电压V_out3的转换。用在方程式29b中的常数，即4、256、64、2和512被选取以对特定的定点DSP最优化方程，以便为在该DSP内提供的10位DAC保持数字代码值在0到1023的范围内。更具体地，对于特定的DSP，T代码的范围被保持在-127到+127的范围内，以代表具有255个分立(discrete)级的数字温度。在一个实施例中，T＝0的代码值被用来代表室温。精细调节寄存器824′具有8位，而精细调节范围被允许具有1024个分立级。fo＝0的设置将表达式2^*fo+512置于10位范围的中间。类似地，用于系数b和c的定标因子以及在方程式29b中别处使用的常数被选取以对特定的定点DSP最优化方程，以便为在该特定DSP中提供的10位DAC保持结果代码值在0到1023的范围内。当然，对使用具有不同数字分辨率的DAC和/或代码保持寄存器的实施例使用其它合适的常数是在本发明的意图中。

注意，对于更数字化的实施例800、图8A-8B的880，如可以由方程式29a-29b建议的，代替使用蛮力分解，其可能替代地使用帕德逼近式表示式的迭代反馈形式，因此避免需要执行蛮力分解。更具体地，对偏移和灵敏度数字代码的计算能够按照以下计算机程序表达式30a和30b被迭代地计算：

Δvoff_code＝a·(1-c′·Δvoff_code)·T_code+b         (式30a)

ΔS_code＝A·(1-C′·ΔS_code)·T_code+B               (式30b)

其中c′＝c/a，以及C′＝C/A。

因此ALU 803′可以使用表达式30a和30b的迭代过程，以便当传感的温度(T)改变时有规律地更新寄存器820′和850′(或图8A的820和850)的偏移和灵敏度代码而不必须执行蛮力分解。系数a、b、c′和A、B、C′被存储在NV或其它合适的存储器801′和802′中。如果算术逻辑单元(ALU)执行表达式30a和30b的加法/减法和乘法，从而当温度变化时迭代地更新寄存器820(或820′)和850(或850′)中的温度补偿代码，那么ALU的大小可以被保持为相对地小，并且温度补偿芯片880的功耗可以被保持为相对地小。寄存器820′和850′的迭代计算的代码控制DAC(825′和855′)，然后DAC将模拟偏移和模拟增益控制信号提供到模拟信号路径806-809(或图8B情况下的860-870)。

参照图9，另一个可能实施例是在930显示的更数字的方法。偏移减法器917被实现在数字块930，灵敏度乘法器918也同样。模数转换器(ADC)907数字化来自传感装置的传感信号V_S。因为很经常将是乘法器918的数字输出被串行地或以其它方式(例如，通过使用基于脉冲宽度调制的通信)运送到系统计算机(例如，到汽车的控制和显示计算机)用于进一步处理，所以在908显示的反转的数模转换是可选的。在IC终端909处希望是模拟V_out的情况下，可选的DAC 908能够被包括在输出处。

图8A-8B和图9中描绘为组成数字块(830或930)的区域基本只使用数字操作。这些数字操作能够被微控制器、微型计算机、数字信号处理器(DSP)或其它这样的装置执行。然而，由于在块830/930中执行的操作相对地少和非常基本(加法、乘法、寄存器存储)，因此简单的专用DSP电路可能是用于大规模生成应用更划算的解决办法。尽管图9可能看起来建议只有一组系数，即a、b和c被存储在存储器901中，并且只有另一组系数，即A、B和C被存储在存储器902中，但是将数字化的温度指示信号T(g)处理为识别或代表一系列温度子范围或在存储器901和902中存储相应的帕德逼近式系数组是在本公开的意图中的。温度指示信号T(g)的更多有效位可以被直接用作用于多范围存储器单元901和902的地址输入。可替代地，数字化的温度指示信号T(g)可以首先被ALU 903处理，从而产生存储器寻址信号，然后该寻址信号被施加到多范围存储器单元901和902，用于提取要被用于每个温度子范围的近似的帕德逼近式系数。下面描述的图10显示了一个示例。

尽管上面说明了连续的解决办法，但是特定种类的传感器可以受益于本发明的替代变体，其中分段帕德逼近式解决办法与其它帕德逼近式解决办法、或者甚至与多项式和/或线性和/或其它分段解决办法结合到一起。存在这样的例子，其中通过将使用的传感装置的指定的运行温度范围T₁-T₄分成多个子范围，并且通过在每个子范围的内部执行非线性或线性的局部温度补偿，能够获得更高的精度。图10显示了示例，其中假定的传感元件在其具有三个不同的子范围的运行温度范围上具有偏移变化，即：

T₁到T₂：具有线性偏移变化的第一子范围；

T₂到T₃：包括中间点T_2.5的非线性第二子范围；

T₃到T₄：包括中间点T_3.5的非线性第三子范围。

这三个示例性传感器偏移子范围的每一个能够被各自的定制的一组线性或非线性温度补偿系数，而不是被单个共同的一组系数更好地表述。上述的任何偏移温度补偿的实现能够被选为适于处理该示例性传感器。一些次要附加物可以被提供在上述电路中，用于检测从一个温度子范围到下一个的转换。例如，两个模拟或数字比较器可以被增加，其各自的检测阈值设置为检测在图10的T₂和T₃处的温度跨越(crossing)。这些比较器的输出被定期检查，以确定是否已经存在温度子范围的改变。可替代地，如图9的903的ALU可以被编程，以便确定何时要执行转换以及要使用什么合适的系数组。在由图10给出的一个特定的示例1000中，存在三种可能性：

1)如果T≤T₂(并且可选地，T＞T₁)，那么传感器偏移处于线性第一子范围。为实现线性温度补偿，反馈路径可以被简单地排除。例如，方程式24或式30中的反馈系数k_vf可以被简单地取零，结果用于各自的模拟和数字实现的新转换函数分别变成：

Δvoff＝a·V_T+b                    (式31)

Δvoff_code＝a·T_code+b             (式32)

2)如果T₂≤T≤T₃，那么传感器偏移处于非线性第二子范围，非线性温度补偿系数组a₁、b₁、c₁能够如前面讨论(校准点为T₂，T_2.5和T₃)被计算，并且当温度处于该第二子范围时，第一非线性温度补偿特性能够被使用。在一个实施例中，T₂被作用共同校准点，其用于用在第一子范围T≤T₂的第一补偿装置，并且也用于用在第二子范围T₂≤T≤T₃的第二补偿装置，因此确保两种解决办法将满足相同的精确值(V_off2)。因此至少在第一和第二子范围上提供连续补偿函数。

3)如果T＞T₃(并且可选地，或者T≤T₄)，那么传感器偏移处于非线性第三子范围，并且另一组非线性TC系数a₂、b₂、c₂也能够如前面讨论(校准点为T₃，T_3.5和T₄)被计算，并且当温度处于该第三子范围时，第二非线性温度补偿特性能够被使用。在一个实施例中，T₃被作用共同校准点，其用于用在第二子范围T₂≤T≤T₃的第二补偿装置，并且也用于用在第三子范围T＞T₃的第三补偿装置，因此确保第二和第三解决办法将满足相同的精确值(V_off3)。因此至少在第二和第三子范围上提供连续补偿函数。

类似的过程能够被用于管理灵敏度反补偿。在通常情况下，为每个非线性和线性子范围存储用于偏移和灵敏度的不同的温度补偿系数组。这个概念能够被扩展用于多个非线性和线性偏移和灵敏度子范围，其中每一个通过另外的校准步骤组、通过额外的窗口比较器、以及通过另一个系数组来管理。

当给定的传感装置被首次表征时，有时不知道是否给定的子范围，比如T₁-T₂，是线性或非线性。因此不是立即知道是否对该温度子范围使用分段线性补偿或非线性补偿(例如，由帕德逼近式仿真模拟的一个)。根据本发明的一个方面，为每个子范围取至少三个校准点，其中在这些子范围的边界(例如，T₂、T₃)处的校准结果共享。例如，对于T₁-T₂子范围，在边界点T₁和T₂处并且也在中间点T_1.5处进行测量。然后确定中间点T_1.5测量的特性是否与在边界点T₁和T₂取得的测量结果(V_off1、V_off2)足够地接近为线性。如果是，那么使用线性校正算法。如果否，那么使用非线性校正算法(例如，基于帕德逼近式的算法)。在中间特性被视为非线性而不是接近线性之前允许的误差的量可能随应用变化，并且在给定应用的上下文中预定义。在图示的示例中，当在中间点T_2.5测量的特性(例如，V_off)与T₂和T₃的端点结果比较时，发现该中间结果是非线性的。从而，T₂、T_2.5和T₃的3个数据点被用来生成用于T₂-T₃子范围的合适的帕德逼近式系数。类似地，当在中间点T_3.5测量的特性(例如，V_off)与T₃和T₄的端点结果比较时，发现该中间结果是非线性的。从而，T₃、T_3.5和T₄的3个数据点被用来生成用于T₃-T₄子范围的合适的帕德逼近式系数。

尽管这里讨论的实施例实现一阶帕德逼近式作为用于提供非线性温度补偿的方法，但是使用更高阶帕德逼近式——包括那些其中分子和分母具有不同阶的——是在本发明的范围内的。同样，分子和分母可以被乘以任何常数而不影响想要的结果。因此这里在示例性分母中使用的常数1系数(例如参见式23)可以被任何实数常数取代(参见是29a和29b)。此外，通过限制分子和分母的更高阶多项式中的可变形，仍只使用几个系数(例如，4个系数)实现第二或更高阶帕德逼近式为用于提供非线性温度补偿的方法是可能。例如考虑以下方程式33a：

$y_{\mathrm{1,2}}\left(x\right)=\frac{P_1\left(x\right)}{Q_2\left(x\right)}=\frac{\mathrm{ax}+b}{({\mathrm{cx}}^2+\mathrm{dx}+1)}$ (式33a)

在这样的情况下，存在四个未知数a、b、c和d要通过使用四个或更多校准测量来求解。如式33a中所示的二阶帕德逼近式能够使用图6的概念获得，但是被实现为更大级别的复杂性。图6显示了可变的增益级，其中可变的增益是只是输出电压的函数(k·V_out)和常数的和。然而，如果可变的增益也成为输入电压V_in＝V_Tin的函数，那么类似于式33a中所示，高阶帕德逼近式可以被获得而不使用蛮力分解。考虑式33b的一般的、可变增益结果以及然后式33c中显示的替换：

V_out＝G_variable·V_in+b                 (式33b)

V_out＝(a-d*V_out-c*V_in*V_out)·V_in+b     (式33c)

通过从方程式33c中合并同类项，方程式33d的预分解(pre-division)表达式被容易地得到：

V_out·(1+d*V_in+c*V_in ²)＝a·V_in+b        (式33d)

对V_out求解得到式33a所示的形式。四次校准测量可以被用来求解方程式33a-33d的四个系数a、b、c和d。

除了使用用于提供用于一阶或高阶帕德逼近式仿真的具有N个未知数的N个方程的N次测量(例如，N＝3，N＝4)，各种基于数学的曲线拟合方法可以被用来确定最优化的帕德逼近式系数，如最小二乘法或任何其它线性或非线性回归方法。数值计算的方法也能够被用来确定子范围的数目以及在给定限制条件内它们的阈值。

根据上述可见：本发明能够提供用于控制温度补偿参数的非常灵活和强大的解决办法，而不需要复杂的电路来实现控制功能。通过传感器温度范围或子范围的合适选择，以及通过确定在任何单独的子范围内的温度非线性不太剧烈并且优选地为单调的，能够优化性能。同样，可用使用具有相对大数量的输入位的DAC，以允许更精细的控制粒度(granularity)和更高的总体精度。高阶帕德逼近式和更大数量的校准点也可以提高精度。相应地，在更高要求的应用中精度和复杂性之间的折衷可能是希望的。本发明在传感器接口IC和/或其它包括校正温度依赖的功能的非线性的系统中有广泛的应用。举例来说，单个自动传感器ASIC典型地需要在每年2到3百万单元范围内的大规模生成量和低的每单元价格。根据本发明的电路的简易性允许低成本和高产量(由于减小的硅片大小(die size))。

本发明要被理解为说明性的而不是为限制下面要求权利的主题的范围、特性、或精神。在研究了本公开之后，对于领域的技术人员许多修改和变化将变得明显，包括用于这里描述的元件的等价的功能和/或结构替代的使用，对这里描述的耦合的等价功能的耦合的使用，和/或对这里描述步骤的等价功能步骤的使用。这样的非实质变化被认为这里意图的范围内。此外，如果为特定的方法或步骤给出多个示例，并且由于本公开这样给定示例之间和/或之外的推断是明显的，那么本公开被视为有效地公开并且因此至少包括这样的推断。

通过进一步的示例，懂得根据本公开的可编程的帕德逼近式仿真装置(例如，图8A的800)的配置能够包括计算机(例如，图8B的827)的使用，以控制校准过程和将得到的系数编程到合适的芯片上的存储器。相应地，根据本发明计算机可读的指令媒介或另一个形式的软件产品或机器指令装置(包括但不限于硬盘、致密盘、闪存存储器棒、或制造的指令信号通过网络到计算机827的下载)可以被用来指令可指令的机器(例如，计算机827)以执行这样的校准活动。如此，让可指令的机器执行，和/或提供适于促使可指令的机器根据上述程序，执行一个或更多机器实现的校准大规模生产的传感器调节电路的方法的软件产品是在本公开的范围内的。

额外专利权利的保留、冲突的解决、以及术语的解释

在本公开依法公布后，本专利申请的所有者不反对其他人对其中包含的文本和图形材料的复制，只要这种复制是限于理解本发明的公开并因此推进有用的技术和科学研究。然而，所有者不放弃依法与公开的材料相关的任何其它权利，包括但不限于：任何计算机程序列表或各原图或其它提供于此的成果的版权，以及可能与提供于此的创新术语或原图相关的商标或企业外部特征的权利，以及其它包括于此或可从此导出的可保护的主题。

如果任何公开通过引用合并于此并且这样合并的公开部分或全部与本公开冲突，那么本公开控制冲突、和/或更宽的公开、和/或更宽的术语定义的程度。如果这样合并的公开部分或全部互相冲突，那么日期靠后的公开控制冲突的程度。

除非明确地在此另外声明，普通的术语在它们各自出现的上下文中具有它们相应的普通含义，并且技术的普通术语具有在相关的技术领域和它们各自在此出现的上下文中相应的普通含义。

给定上面公开的一般概念和特定实施例、寻求保护的范围由权利要求定义。提出的权利要求不应被作为将申请人的权利限制到已公开、但还没有通过一个或更多包括这些依据35U.S.C§120和/或35U.S.C§251提交的进一步申请逐字对主题要求权利的权利要求。

Claims (18)

1.一种用于为由传感装置产生的传感信号提供反温度变化补偿的方法，其中该传感信号主要代表由该传感装置测量的主要物理参数，所述主要物理参数是不同于温度的物理参数，并且其中该传感装置显示非线性温度依赖的偏移和非线性温度依赖的灵敏度的至少一个，该方法包括：

(a)获取指示传感装置经受的有效温度的信号；以及

(b)从所获取的温度指示信号，生成一个或更多温度变化补偿信号，该一个或更多温度变化补偿信号代表温度指示信号的对应一个或更多帕德逼近式函数，其中至少一个帕德逼近式函数是具有非常数分母的非线性函数，该非常数分母随着该温度指示信号的变化而变化。

2.如权利要求1所述的方法还包括：

(c)用所述生成的一个或更多补偿信号的至少一个偏移由该传感装置生成的传感信号。

3.如权利要求1所述的方法还包括：

(c)用所述生成的一个或更多补偿信号的至少一个乘以该传感信号或包含该传感信号的信号。

4.如权利要求2或3所述的方法，其中：

(a.1)所述温度指示信号从温度传感电路获取，该温度传感电路与生成所述一个或更多补偿信号的对应那些的一个或更多电路单块地集成。

5.如权利要求2或3所述的方法，其中：

(b.1)所述帕德逼近式函数包括至少一个具有正好三个可编程定义的系数的一阶帕德逼近式函数。

6.如权利要求5所述的方法，其中：

(b.2)对应于非线性温度依赖的偏移的所述帕德逼近式函数表示为

$V_{\mathrm{off}}\left(T\right)\≅[{\mathrm{voff}}_0+\left(\frac{a\·T+b}{c\·T+1}\right)]$

其中T是随传感装置经受的温度线性变化的变量，voff₀是所述主要物理参数处于预定参考量时出现的传感装置偏移，a、b和c是所述三个可编程定义的系数。

7.如权利要求5所述的方法，其中：

(b.3)对应于非线性温度依赖的灵敏度的所述帕德逼近式函数表示为

$G_{\mathrm{sensor}}\left(T\right)\≅[S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)]$

其中T是随传感装置经受的温度线性变化的变量，S₀是所述传感装置处于预定参考温度时的灵敏度，T、B和C是所述三个可编程定义的系数。

8.如权利要求5所述的方法还包括：

(d)在三个或更多不同的温度进行对由传感装置产生的传感信号的测量，用于确定所述三个可编程定义的系数。

9.如权利要求8所述的方法还包括：

(e)求解三个联立方程，以确定所述三个可编程定义的系数。

10.一种用于为由传感装置产生的传感信号提供反温度变化补偿的设备，其中该传感信号主要代表由该传感装置测量的主要物理参数，所述主要物理参数是不同于温度的物理参数，并且其中该传感装置显示温度依赖的偏移和温度依赖的灵敏度的至少一个，该设备包括：

(a)温度确定装置，用于确定给定的传感装置的温度；以及

(b)补偿生成装置，有效地耦合到该温度确定装置，用于生成一个或更多补偿信号，该一个或更多补偿信号代表由所述温度确定装置确定的温度的对应的一个或更多的帕德逼近式函数，其中至少一个帕德逼近式函数是具有温度依赖的分母的非线性函数。

11.如权利要求10所述的设备还包括：

(c)偏移装置，有效地耦合到该补偿生成装置，用于把由该补偿生成装置产生的非线性反偏移信号与由该给定的传感装置产生的传感信号结合。

12.如权利要求10所述的设备还包括：

(c)灵敏度补偿装置，有效地耦合到该补偿生成装置，用于用由该补偿生成装置产生的温度依赖的和非线性反灵敏度变化信号修改由该给定的传感装置产生的传感信号，以便减小该经修改的传感信号随温度改变的变化。

13.如权利要求10所述的设备，其中：

(a.1)所述温度确定装置包括温度传感电路，该温度传感电路与所述补偿生成装置的一个或更多部分单块地集成。

14.如权利要求10所述的设备，其中：

(b.1)所述帕德逼近式函数包括至少一个具有正好三个可编程定义的系数的一阶帕德逼近式函数。

15.如权利要求10所述的设备，其中：

(b.2)对应于非线性温度依赖的偏移的所述帕德逼近式函数表示为

$V_{\mathrm{off}}\left(T\right)\≅[{\mathrm{voff}}_0+\left(\frac{a\·T+b}{c\·T+1}\right)]$

其中T是随传感装置经受的温度线性变化的变量，voff₀是所述主要物理参数处于预定参考量时出现的传感装置偏移，a、b和c是所述三个可编程定义的系数。

16.如权利要求10所述的设备，其中：

(b.3)对应于非线性温度依赖的灵敏度的所述帕德逼近式函数表示为

$G_{\mathrm{sensor}}\left(T\right)\≅[S_0\·\left(\frac{A\·T+B}{C\·T+1}\right)]$

其中T是随传感装置经受的温度线性变化的变量，S₀是所述传感装置处于预定参考温度时的灵敏度，T、B和C是所述三个可编程定义的系数。

17.如权利要求14所述的设备，其中：

(b.4)所述补偿生成装置，包括用于存储所述正好三个可编程定义的系数的存储器装置。

18.如权利要求17所述的设备，其中：

(b.5)所述补偿生成装置包括迭代装置，用于迭代地生成该一个或更多补偿信号。

Images