CN100583628C - 主动式电阻电容滤波器的频率调整回路与其方法 - Google Patents

Abstract

一种可以随时对主动式电阻电容滤波器的截止频率做调控的调整回路。在一主动式电阻电容滤波器中，等效电容及等效电阻值为决定截止频率的两个因子，调整回路便是利用改变等效电阻值的方法来调整截止频率。等效电阻值每经过一次调整后就检测电路的时间常数是否和外加的预设时间周期符合，当符合时，则代表已将滤波器的截止频率调整至默认值，而当不符合时，则继续改变等效电阻值直到符合为止。由于此调整回路内各元件的操作环境等效于主动式电阻电容滤波器，故其调整结果可以得到相当的精确度。

Description

主动式电阻电容滤波器的频率调整回路与其方法

技术领域

本发明有关于一种模拟滤波器电路，特别是有关于一种可以连续调控(continuous tuning)与补偿(compensation)滤波器截止频率的频率调整回路。

背景技术

滤波器是信号处理系统中常见且重要的单位，其作用是将不需要的频段信号消除，以用来保留或放大需要的频段信号。在先进集成电路制程中，将滤波器整合进入芯片是一个共同的趋势。但由于集成电路制程有太多无法掌握的因素，使得制作出来的电路元件(如电阻、电容)特性无法百分之百的达到理想状态，而电路积体化的结果也让电路元件特性容易随着使用环境及时间的变化而改变，尤其随着便携式通讯系统不断的演化进步，使得同一组电路系统有可能被应用于任何环境中，这种种问题让滤波器的截止频率非常容易地就脱离了原先的默认值，因此如何补偿使截止频率能够长久地维持在设定值便成了今日通讯系统信号处理上的重要关键。

滤波器的截止频率与其时间常数(time constant；τ)的倒数成正比关系(即f＝1/2πτ)，在主动式电阻电容滤波器中，时间常数为电阻与电容值的乘积，即τ＝R×C。因此，若能有效的控制滤波器电路中的等效电阻或等效电容值时，则也就能将截止频率调整至一个需求值。利用这个概念，可选择在一般的电阻电容滤波器加入一个调整回路，当滤波器的截止频率自原先的默认值发生漂移时，此调整回路可立即调整滤波器中的等效电阻或等效电容值，将截止频率调回默认值。图1为此种方法的调整回路示意图，在正常情况下输入信号经由线路112进入电阻电容滤波器110，经过电阻电容滤波器110的处理后，从线路114产生输出信号。当调整回路经由线路124检测到电阻电容滤波器110的时间常数已经和原先的设定(经由线路122做比较)不一样时，会即刻从线路124发出调整信号，然后对电阻电容滤波器110的等效电容或等效电阻进行调整，以使截止频率能够回到原本的默认值。

图2A即为调整回路的基本电路，其中电阻R₂₂及电容C₂₂为滤波器中的等效电阻及等效电容。当具有固定电流比例的定电流源I₂₂、I₂₄分别流经电阻R₂₂及电容C₂₂时，电阻R₂₂的两端会立即出现一电压V₂₂，而电容C₂₂的端电压V₂₄则是会随着充电而逐渐增加，如图2B所示。在定电流源I₂₄对电容C₂₂开始充电的同时，脉冲比较器220同时会开始计数，直到一个预设时间周期后停止，此预设时间脉冲周期也就是时间常数的参考值。当脉冲比较器220停止计数的同时，会通过电压比较器210来看电压V₂₄是否大于电压V₂₂，以便用来决定调整电路230要增加或减少电容C₂₂的电容值，并据此来增长或缩短电容C₂₂的充电时间。当完成调整后，则再持续重复上述的充电及比较的动作，一直到电容C₂₂上的电压V₂₂的充电时间与预设时间脉冲周期相等为止。最后，调整滤波器的等效电容值使之和电容C₂₂的电容值相等。

从图2A的频率调整回路中，电阻R₂₂及电容C₂₂都是一端接地。但是在实际的滤波器电路中，电阻和电容并非以这样的方式连接，故使得滤波器里的等效电阻和等效电容值，会和图2A里的电阻R₂₂及电容C₂₂不一样。因此，在要求精确度的前提之下，必须经由改良来设计出与实际滤波器电路有着相同操作情形的截止频率调整回路。

需要特别说明的是，关于本发明的实施例所应用到的R-2R电阻梯的基本原理及特性，其为熟知此技术领域的专门人士应可明了及知悉。因此，在此处不再作特别的阐述。

发明内容

由前述可知，先前技术中所使用的方法有着调控精确度不佳的问题。因此，本发明的主要目的在提供一种和滤波器的实际操作环境接近的频率调整回路与其方法，能够有效的补偿截止频率因制程及环境等因素所造成的漂移。

本发明的另一主要目的在提供一种可调控的电阻装置，通过改变等效电阻值来调整滤波器电路的时间常数。

本发明的再一主要目的在提供时间常数的比较及调整装置，用以判断滤波器电路的时间常数是否已被调整至默认值并视比较结果来调整等效电阻的阻值。

为达上述目的，本发明提供一种主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，包括：

一差动放大器装置，为一具有正、负输入端及正、负输出端的装置；

一第一电流源装置；

二个可变电阻装置，每一该二个可变电阻装置的一端分别与该差动放大器装置的该正输入端与该负输入端电性地耦合，另一端分别与该第一电流源装置的正端与负端电性地耦合；

二个电容装置，每一该二个电容装置的一端分别与该差动放大器装置的该正输入端与该负输入端电性地耦合，另一端分别与该差动放大器装置的该负输出端与该正输出端电性地耦合；

二个开关装置，每一该二个开关装置的两端分别与该二个电容装置的两端电性地耦合；

一比较装置，为一具有四个输入端及一输出端的装置，一第一输入端与该第一电流源装置的正端电性地耦合，一第二输入端与该第一电流源装置的负端电性地耦合，一第三输入端与该差动放大器装置的负输出端电性地耦合，以及一第四输入端与该差动放大器装置的正输出端电性地耦合，通过比较该第一输入端和该第二输入端的一第一差值与该第三输入端和该第四输入端的一第二差值，由该输出端输出一

输出讯号；

一外加预设时间周期，用以驱动该二个开关装置；以及

一信号比较调控装置，该信号比较调控装置将该外加预设时间周期与该比较装置的一输出信号于转态时所相应的一时间常数作比较，并调控该二个可变电阻的电阻值。

为达上述目的，本发明还提供一种主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，包括：

调整一等效电阻，使用一可控分流装置来将该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的一电阻值调整至该等效电阻值；

决定一时间常数，使用一比较装置的一输出状态的转换来决定该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的该时间常数，该比较装置包含四个输入端及一输出端，一第一输入端与一第一电流源装置的正端电性地耦合，一第二输入端与该第一电流源装置的负端电性地耦合，一第三输入端与一差动放大器装置的负输出端电性地耦合，一第四输入端与该差动放大器装置的正输出端电性地耦合，通过比较该第一输入端和该第二输入端的一第一差值与该第三输入端和该第四输入端的一第二差值，由该输出端输出一输出讯号；以及

比较该时间常数，以一信号比较调控装置将该时间常数与一预设的时间周期作比较，当该时间常数与该预设时间周期相同时，则表示已将该主动式电阻电容滤波器的频率调整至一默认值，当该时间常数与该预设时间周期不相同时，则继续改变该等效电阻值直至符合该默认值为止。

为达上述目的，本发明另提供一种主动式电阻电容滤波器的定时频率调整回路的方法，包括：

调整一等效电阻，使用一可控分流装置来将该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的一电阻值调整至该等效电阻值；

撷取一电压信号，以一预设的时间周期于除能状态时，撷取一比较装置所输出的该电压信号，并于撷取该电压信号的同时，以一信号比较调控装置来获得一相应于该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的一时间常数，该比较装置包含四个输入端及一输出端，一第一输入端与一第一电流源装置的正端电性地耦合，一第二输入端与该第一电流源装置的负端电性地耦合，一第三输入端与一差动放大器装置的负输出端电性地耦合，一第四输入端与该差动放大器装置的正输出端电性地耦合，通过比较该第一输入端和该第二输入端的一第一差值与该第三输入端和该第四输入端的一第二差值，由该输出端输出一电压讯号；以及

判断该电压信号，并依据该电压信号的高低由该信号比较调控装置来逐次改变该等效电阻值直至符合一默认值为止。

附图说明

图1为电阻电容滤波器的截止频率调整回路示意图。

图2A为一般截止频率调整回路的电路图。

图2B为一般截止频率调整回路内电压比较器输入端电压关系图。

图3A为本发明具体实施例的电路图。

图3B为预设时间周期与系统时间脉冲关系图。

图4为本发明具体实施例的电路图。

主要部分的代表符号：

110    电阻电容滤波器

112    输入信号路径

114    输出信号路径

120    截止频率调整回路

122    预设时间周期输入路径

124    调整信号路径

210    电压比较器

220    脉冲比较器

230    调整电路

310    差动放大器

320      差动电压比较器

330      连续逼近暂存器

410，420 电阻梯电路

412，414 电阻梯电路节点

430      连续逼近暂存器

I₂₂      第一定电流源

I₂₄      第二定电流源

V₂₂      电压比较器负输入端电压

V₂₄      电压比较器正输入端电压

R₂₂      电阻元件

C₂₂      可变电容元件

I₃₂      第一定电流源

I₃₄      第二定电流源

V₃₁      差动电压比较器输出电压

V₃₂，V₃₄ 电阻跨电压

V₃₆      差动放大器负输出电压

V₃₈      差动放大器正输出电压

R₃₂      可变电阻元件

C₃₂      电容元件

S₃₂      开关元件

PSC      预设时间周期

CLK      系统时间脉冲

I₄₂      定电流源

V₄₂，V₄₄ 电阻跨电压

R₄₂，R₄₄ 电阻元件

C₄₂      电容元件

b0       第一开关元件

b1       第二开关元件

b2       第三开关元件

b3       第四开关元件

具体实施方式

以下对本发明在电路方面的描述，并不包括主动式滤波器频率调整回路的完整电路结构。本发明所沿用的现有技艺，在此仅做重点式的引用，以助本发明的阐述。并且下述内容中相关附图并未依比例绘制，其作用仅在表现本发明的结构特征。

图3A为本发明的频率调整回路的一较佳实施例的电路图，此电路使用了一具有双输入及双输出端的差动放大器310、两个回授电容C₃₂及两个可变电阻R₃₂，以架构出一个类似于主动式电阻电容滤波器的电路，其中，可变电阻R₃₂可利用任何已知技术来实施，例如选择以利用数个电阻及相同数量的开关元件所组成的并联或串联电阻选择电路来加以实现。此外，差动电压比较器320则是用来决定一输出的电压值，并通过电压值的转换时间(例如：由高状态转换成低状态时)，在一信号比较调控装置(例如一连续逼近暂存器)中获得一相应的时间常数，然后，再由连续逼近暂存器(Successive-Approximation Register，SAR)330将该时间常数与一预设时间周期(Preset Circle；PSC)做比对，并视比对结果对可变电阻R₃₂进行适当的调整。

预设时间周期PSC的产生如图3B所示，当外加的系统时间脉冲CLK的时间脉冲周期为T时，则预设时间周期PSC的致能期间(enableduration)可视实际需要设定为T的倍数，此致能期间与滤波器电路所预设的时间常数值呈一定比例关系。另外，预设时间周期PSC的除能期间(disable duration)，则是用来重置(reset)频率调整回路，其一样可视实际需要设定为T的倍数。另外，图3A中的开关元件S₃₂，其截止(off)与导通(on)是受预设时间周期PSC所控制的，其中，当预设时间周期PSC致能时，开关元件S₃₂截止；当预设时间周期PSC除能时，开关元件S₃₂导通。

在分析图3A的频率调整回路时，首先假设定电流源I₃₄的电流为0，也就是呈开路状态，此时仅有定电流源I₃₂的电流流经可变电阻R₃₂并对回授电容C₃₂进行充电。当预设时间周期PSC开始致能，亦即开关元件S₃₂为截止状态时，则频率调整回路开始运作。依据差动放大器的操作特性，可将其正负输入端的电位差假设为0，也就是正负输入端的间为虚短路(virtual short)的状态，据此，则形成两正电压V₃₂、V₃₈，两负电压V₃₄、V₃₆。由于此为一上下对称的电路，以上半部的电路来说，电压V₃₂及电压V₃₆的大小分别为：

V32＝I32×R32

$V36=\frac{I32}{C32}\×t$

其中，t为PSC致能后所经过的时间。由式子中可看出当V₃₂＝V₃₆时，则时间t＝R₃₂×C₃₂，此时间t即为电容C₃₂的跨电压从0充电到等于可变电阻R₃₂的跨电压的这段时间为此电路的时间常数。此时间常数可利用差动电压比较器320输出电压的转换，在连续逼近暂存器330上获得此时间t值。

差动电压比较器320的电压比较，是利用(V₃₈-V₃₆)-(V₃₂-V₃₄)的方式来实施。当比较结果小于0伏特时，则代表电容C₃₂的跨电压尚未到达电阻R₃₂的跨电压，此时电压V₃₁会输出一个″0″电压准位(如0伏特)。当比较结果大于0时，则代表电容C₃₂的跨电压已到达或超过电阻R₃₂的跨电压，此时电压V₃₁会输出一个″1″电压准位(如5伏特)。

当电路持续运作到预设时间周期PSC的除能时，连续逼近暂存器330会撷取电压V₃₁的电压值来做判断。当撷取电压为″0″时，则代表目前电路上的时间常数比默认值大，所以会把可变电阻R₃₂的电阻值调小，以使电压V₃₂降低，进而缩短电容C₃₂充电到电压V₃₂准位的时间。反之，当撷取电压为″1″时，则代表目前电路上的时间常数比默认值小，所以会把可变电阻R₃₂的电阻值调大，以使电压V₃₂提高，进而可以增长电容C₃₂充电到电压V₃₂准位的时间。在这同时，开关元件S₃₂也会被导通，以便提供电容C₃₂一个电路重置时的放电路径。须注意的是，开关元件S₃₂导通时的电阻值须小到可以忽略，因其电阻值与I₃₂的乘积将直接在C₃₂上形成一初始电阻值。当预设时间周期再度被致能时，频率调整回路会再重复地执行上述的程序，一直到电路的时间常数完全符合或最接近预设时间周期的致能期间为止，此时滤波器上主电路的等效电阻值即可按照此一结果做调整。

上述的方法以一固定电容充电时间来决定待调整电阻的调整方向，当然，也可以利用不固定充电时间的方式来进行调整，其方法为待电容C₃₂充电至差动电压比较器320的输出电压转态后停止充电，并利用连续逼近暂存器330来获得一相应充电时间的系统时间脉冲CLK周期数。当系统时间脉冲周期数大于所设定的时间常数时，则电阻值应减小，反之则应加大。但是，在此方向中，当系统时间脉冲CLK的频率不够高时，由于PSC的致能时间在应用上，必须是CLK周期的整数倍，而PSC的致能时间又定义了滤波器的时间常数值，因此可能造成时间常数值较大的误差。此时，若将定电流源I₃₄加入电路并假设定电流源I₃₄的电流量为定电流源I₃₂电流量的一比例(a)时，例如电流源I₃₄的电流量为定电流源I₃₂电流量的一半，则定电流源I₃₄对定电流源I₃₂的电流有分流的效果，亦即会使流经电容C₃₂的电流减少，而使电容C₃₂的充电时间增加，此时的时间常数会变为：

$I32\×R32=\frac{a\×I32}{C32}\×t$

当a＝0.5时，则

t＝2×R32×C32

如此当I₃₄的电流值愈大，所需要的时间t也就愈长，如此便可以减少因上述问题所带来的误差。

本发明所提出的电路中的可控分流装置可由电阻梯的电路、串联电阻选择电路或是并联电阻选择电路来组成，其中以电阻梯的电路特别适用来实现主动式滤波器的电路组态。此外，本发明的可控分流装置可经由数字控制信号来控制该可控分流装置的等效电阻值，图4为本发明的另一较佳实施例。图中有可控分流装置410、420，其基本上为一四阶R-2R电阻梯的电路组态，故其中R₄₄的电阻值为R₄₂的两倍，又内部的开关元件b3、b2、b1、b0个别控制了电流的流向，而各开关元件可将电流导入可控分流装置410、420将于下一段来详细说明。

由R-2R电阻梯的基本原理可知，当电流I₄₂流入R-2R电阻梯410内的节点412后，会被平分为两道I₄₂/2电流，一道往节点414流去，另一道往开关元件b3流去，以此类推，则会有I₄₂/2、I₄₂/4、I₄₂/8、I₄₂/16等四道电流分别流经开关元件b3、b2、b1、b0，而开关元件b3、b2、b1、b0的导通(on)/截止(off)动作便可用以决定这些电流是否要对电容C₄₂充电。例如，当仅有开关元件b3导通而其它的开关元件截止时，则会有I₄₂/2的电流量会对电容C₄₂进行充电，但当开关元件b1也导通时，则就会有(I₄₂/2)+(I₄₂/8)的电流量对电容C₄₂充电，如此一来，充电电流便会加大，故时间常数自然会减少。如此，连续逼近暂存器430只需直接对R-2R电阻梯410、420内的开关元件b3、b2、b1、b0做控制，即可达到对时间常数进行调整的目的，因此利用R-2R电阻梯的特性，可对时间常数进行更准确的微调。等效上，这样的电路组态可控制电容C₃₂的充电电流大小，且由图中的电流值标示可知，其即为一种二元权重(binary-weighted)的控制关系。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用以限定本发明的申请专利权利；同时以上的描述，对于熟知本技术领域的专门人士应可明了及实施，因此其它未脱离本发明所揭示的精神下所完成的等效改变或修饰，均应包含在所述的申请专利范围中。

Claims (20)

1.一种主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其特征在于，包括：

一差动放大器装置，为一具有正、负输入端及正、负输出端的装置；

一第一电流源装置；

二个可变电阻装置，每一该二个可变电阻装置的一端分别与该差动放大器装置的该正输入端与该负输入端电性地耦合，另一端分别与该第一电流源装置的正端与负端电性地耦合；

二个电容装置，每一该二个电容装置的一端分别与该差动放大器装置的该正输入端与该负输入端电性地耦合，另一端分别与该差动放大器装置的该负输出端与该正输出端电性地耦合；

二个开关装置，每一该二个开关装置的两端分别与该二个电容装置的两端电性地耦合；

一比较装置，为一具有四个输入端及一输出端的装置，一第一输入端与该第一电流源装置的正端电性地耦合，一第二输入端与该第一电流源装置的负端电性地耦合，一第三输入端与该差动放大器装置的负输出端电性地耦合，以及一第四输入端与该差动放大器装置的正输出端电性地耦合，通过比较该第一输入端和该第二输入端的一第一差值与该第三输入端和该第四输入端的一第二差值，由该输出端输出一输出讯号；

一外加预设时间周期，用以驱动该二个开关装置；以及

一信号比较调控装置，该信号比较调控装置将该外加预设时间周期与该比较装置的一输出信号于转态时所相应的一时间常数作比较，并调控该二个可变电阻的电阻值。

2.如权利要求1所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其中该第一电流源装置为定电流源。

3.如权利要求1所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其更包括一第二电流源装置，该第二电流源装置的正端及负端分别与该差动放大器装置的负输入及正输入端电性地耦合。

4.如权利要求3所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其中该第二电流源装置为定电流源。

5.如权利要求3所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其中该第二电流源装置与该第一电流源装置的电流成一比例关系。

6.如权利要求1所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其中该二个可变电阻装置为并联电阻选择电路。

7.如权利要求1所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其中该二个可变电阻装置为串联电阻选择电路。

8.如权利要求1所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路，其中该二个可变电阻装置为电阻梯电路架构。

9.一种主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其特征在于，包括：

调整一等效电阻，使用一可控分流装置来将该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的一电阻值调整至该等效电阻值；

决定一时间常数，使用一比较装置的一输出状态的转换来决定该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的该时间常数，该比较装置包含四个输入端及一输出端，一第一输入端与一第一电流源装置的正端电性地耦合，一第二输入端与该第一电流源装置的负端电性地耦合，一第三输入端与一差动放大器装置的负输出端电性地耦合，一第四输入端与该差动放大器装置的正输出端电性地耦合，通过比较该第一输入端和该第二输入端的一第一差值与该第三输入端和该第四输入端的一第二差值，由该输出端输出一输出讯号；以及

比较该时间常数，以一信号比较调控装置将该时间常数与一预设的时间周期作比较，当该时间常数与该预设时间周期相同时，则表示已将该主动式电阻电容滤波器的频率调整至一默认值，当该时间常数与该预设时间周期不相同时，则继续改变该等效电阻值直至符合该默认值为止。

10.如权利要求9所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置为并联电阻选择电路的结构。

11.如权利要求9所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置为串联电阻选择电路的结构。

12.如权利要求9所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置为电阻梯电路的结构。

13.如权利要求9所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置系使用数字控制码来决定该等效电阻值。

14.一种主动式电阻电容滤波器的定时频率调整回路的方法，其特征在于，包括：

调整一等效电阻，使用一可控分流装置来将该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的一电阻值调整至该等效电阻值；

撷取一电压信号，以一预设的时间周期于除能状态时，撷取一比较装置所输出的该电压信号，并于撷取该电压信号的同时，以一信号比较调控装置来获得一相应于该主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的一时间常数，该比较装置包含四个输入端及一输出端，一第一输入端与一第一电流源装置的正端电性地耦合，一第二输入端与该第一电流源装置的负端电性地耦合，一第三输入端与一差动放大器装置的负输出端电性地耦合，一第四输入端与该差动放大器装置的正输出端电性地耦合，通过比较该第一输入端和该第二输入端的一第一差值与该第三输入端和该第四输入端的一第二差值，由该输出端输出一电压讯号；以及

判断该电压信号，并依据该电压信号的高低由该信号比较调控装置来逐次改变该等效电阻值直至符合一默认值为止。

15.如权利要求14所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置为并联电阻选择电路的结构。

16.如权利要求14所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置为串联电阻选择电路的结构。

17.如权利要求14所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置为电阻梯电路的结构。

18.如权利要求14所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中该可控分流装置使用数字控制码来决定该等效电阻值。

19.如权利要求14所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中当该电压信号为一高状态时，则该信号比较调控装置会将一可变电阻装置的该等效电阻值调低。

20.如权利要求14所述的主动式电阻电容滤波器的频率调整回路的方法，其中当该电压信号为一低状态时，则该信号比较调控装置会将一可变电阻装置的该等效电阻值调高。

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