CN100571091C

CN100571091C - 一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获方法和装置

Info

Publication number: CN100571091C
Application number: CNB031399908A
Authority: CN
Inventors: 陈波峰; 刘新阳; 田万廷; 皮兴俊
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: Sanechips Technology Co Ltd
Priority date: 2003-07-25
Filing date: 2003-07-25
Publication date: 2009-12-16
Anticipated expiration: 2023-07-25
Also published as: CN1571321A

Abstract

本发明公开了一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获方法和装置，该装置包括本地扰码发生器、扰码移位寄存器、扰码分裂器、多组寄存器组成的扰码锁存寄存器、扰码复用器、接收数据移位寄存器、匹配滤波器、相干累加器、快速哈达玛变换模块、平方和模块、非相干累加器、噪声估计器、门限设定模块、门限比较器；该本地扰码发生器、扰码移位寄存器、扰码分裂器、扰码锁存寄存器、扰码复用器依次连接后，与接收数据移位寄存器一并连接至匹配滤波器；该匹配滤波器进一步依次连接相干累加器、快速哈达玛变换模块、平方和模块、非相干累加器，至门限比较器；该噪声估计器通过门限设定模块连接至门限比较器。其可减少资源消耗，降低ASIC设计复杂度。

Description

一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通讯网络系统，尤其是涉及码分多址(CDMA)系统中随机接入信道中接入前导的快速捕获方法和装置。

背景技术

随机接入信道(RACH)是码分多址移动通信系统中的上行传输信道，它用来传送来自移动台的控制信息，如移动台开机后向网络注册、建立连接请求、对呼叫进行初始化、从一个区域移动到另一个区域后的位置更新等等。基站通过捕获随机接入信道的接入前导(Preamble)实现与移动台的同步，继而实现与移动台之间的通信。因此建立随机接入信道实际上是移动台能够工作的基本前提。由于移动台在小区内是随机分布的，因此基站端得到的移动台信号所采用接入前导的初始相位也是随机分布的，基站接收机在对接收到的移动台信号解调之前，需要确切知道本地接收到的接入前导信号的准确相位，如果不能准确得到接入前导的相位信息，则基站接收机就无法得到移动台发送的数据，解调结果是噪声。接入前导相位的捕获实际上是一个码捕获过程，扩频通信中码捕获是一个非常具有挑战性的工作。最初的码捕获方法采用串行搜索方式，硬件结构简单，但平均捕获时间过长；采用并行相关的方法主要是采用相关积分器或匹配滤波器，捕获速度快，但硬件规模过大，难于实现；混合并行相关的方法对上述两种方式进行一定程度的折中处理。上述几种方法各有利弊，很难同时解决实际应用当中遇到的不同矛盾。

随机接入信道的信道接入结构如图1所示。移动台按一定规则从16个长度为16chip的前导签名中随机选取一个签名，经256次重复形成4096chip长的数据，再经相位旋转和实扰码加扰后形成随机接入信道的接入前导部分。随机接入信道是公用信道，每个移动台获得的接入资源是有限的，因此要求对接入前导的处理必须在一个接入时隙也就是5120个chip时间内完成。

正如前述，移动台接入前导所发送的签名信息实际上是16chip的前导签名经过256次重复形成的，因此在快速哈达玛变换前，关键是如何把每个检测相位下相干累加范围内的数据压缩为16个字，然后进行快速哈达玛变换，再经过平方后进行非相干累加。所谓压缩就是将相干累加范围内的数据每隔16chip累加在一起。这个压缩过程可以用一个匹配滤波器完成，由于必须在一个接入时隙内处理完所有检测相位上的数据，匹配滤波器的匹配长度要求不小于检测窗宽度。检测窗宽度即基站接收端可能的前导存在范围，受小区半径和多径时延扩展影响。在小区半径比较大的情况下，匹配滤波器的长度将是相当大的，由于匹配滤波器必须采用移位寄存器进行数据移位，这也就意味着硬件消耗的寄存器资源非常大。在图2中，给出了常规意义匹配滤波器的工作过程。其中N代表检测窗宽度，同时也是匹配滤波器的阶数。一个N阶的常规匹配滤波器必须配备一个N阶的输入数据移位寄存器、一个N阶的扰码移位寄存器和一个N阶的扰码锁存寄存器。如果是I、Q两路同时接收，还必须在此基础上乘2。以检测窗宽为512chip为例，I、Q两路同时接收，双天线分集接收，采用6bit接收数据量化，1倍chip采样速率，需要的数据移位寄存器为

6(bit)×2(I/Q)×2(双天线)×512(chip)＝12288个需要的扰码寄存器为

1(bit)×2(I/Q)×2(移位/锁存)×512(chip)＝2048个如果前导检测的采样速率变为2倍chip，那么数据移位寄存器还将加倍。如此大的寄存器消耗，对ASIC实现来说是很不现实的。

对于常规意义的匹配滤波器来说，其缺点在于对每个检测相位上当前的N个数据都是集中在一段很短时间内(比如1个chip或1/2个chip)完成匹配滤波，因此要求在这段很短的时间内所有N阶数据都必须可用，必须采用移位寄存器进行存储调度，否则时间处理上来不及。

由此可见，在现有的前导捕获技术中，虽然可以采用一种基于快速哈达玛变换和匹配滤波器的码匹配方法实现前导的快速捕获，但此解决方法不可避免的遇到一些应用性的问题。如采用常规的匹配滤波器实现解扰，其硬件寄存器资源消耗规模太大；为了达到标准要求的性能指标，采用多门限判决方式，门限设定和判决相对复杂；要么采用多次循环检测、多次验证的方式，增加了短时内硬件处理的数据量，实际上增加了硬件实现所消耗的资源；仅仅采用相干累加的方式对接收到的数据进行处理，对基站和移动台之间的本振频偏这样的实际应用问题没有充分的考虑等。现有的技术方案并不能很好的解决前导捕获的实用性和应用性问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于分裂模式的匹配滤波器方法和装置，实现对随机接入前导的捕获，其可大规模降低寄存器资源的消耗，简化门限判决操作，降低设计复杂度，易于ASIC实现。

为了实现上述目的，本发明提供了一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获装置，其特点在于，包括：

一本地扰码发生器，用于产生每个码片对应的经相位旋转的本地扰码；

一扰码移位寄存器，用于按时间顺序对所述本地扰码进行移位寄存；

一扰码分裂器，用于对所述扰码移位寄存器中移位填满的本地扰码进行分裂操作，当扰码移位寄存器填满扰码后，一次性将所述扰码移入扰码锁存寄存器相应的扰码锁存寄存器组，而对多个扰码锁存寄存器组的锁存是循环进行的，直至所有检测相位覆盖到的扰码检测完毕为止；

一扰码锁存寄存器，包括多个寄存器组，用于利用所述寄存器组锁存所有检测相位覆盖到的所述本地扰码发生器产生的扰码；

一扰码复用器，用于对扰码锁存寄存器中的分裂后扰码的时分复用，提供当前检测相位的扰码；

一接收数据移位寄存器，用于将来自天线接收的数据顺序写入进行暂存；

一匹配滤波器，用于依据复用后的扰码比特对所述接收数据移位寄存器内填满的数据进行检测相位的匹配滤波，完成匹配滤波解扰去旋转操作；

一相干累加器，用于在相干累加长度范围内对所述解扰后的数据进行累加；

一快速哈达玛变换模块，用于接收所述相干累加器输出信号，对相干累加结果进行快速哈达玛变换操作，去除所述信号包含的特征码；

一平方和模块，用于对快速哈达玛变换结果做I/Q路数据的平方和运算；

一非相干累加器，用于对通过平方和运算的结果进行非相干累加，其中，非相干累加次数取决于总的累加长度和相干累加长度；

一噪声估计器，用于对来自天线接收的信号接入时隙内的噪声进行估计；

一门限设定模块，用于根据所述噪声估计器的噪声估计结果设定前导的检测门限；

一门限比较器，用于将所述非相干累加结果和检测门限进行比较操作，并由判决结果决定当前检测相位上接入前导存在与否及其采用的前导签名和相位。

上述的前导捕获装置，其特点在于，当所述扰码移位寄存器的阶数为L，所述扰码分裂器的分裂系数为M，所述接收数据移位寄存器为L时，所述匹配滤波器的检测窗宽度N＝L×M。

上述的前导捕获装置，其特点在于，所述匹配滤波器的逻辑阶数为L阶。

上述的前导捕获装置，其特点在于，所述匹配滤波器需要在很短的时间内(比如1个chip或1/2个chip)处理M个检测相位上的当前待处理数据。

上述的前导捕获装置，其特点在于，当接收数据的采样速率为X倍码片速率，所述匹配滤波器的工作时钟频率为Y倍的码片速率时，所述匹配滤波器的物理阶数为L×X/Y阶。

为了更好地实现上述目的，本发明还提供了一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获方法，其特点在于包括如下步骤：

步骤1，将来自基站天线的接收数据输入接收数据移位寄存器；同时，利用本地扰码发生器产生本地扰码，并将所述扰码输入扰码移位寄存器；

步骤2，利用扰码分裂器对来自扰码移位寄存器的扰码进行分段的分裂操作，当扰码移位寄存器填满扰码后，一次性将所述扰码移入扰码锁存寄存器相应的扰码锁存寄存器组，而对多个扰码锁存寄存器组的锁存是循环进行的，直至所有检测相位覆盖到的扰码检测完毕为止，并利用扰码复用器对扰码锁存寄存器中的分裂后扰码进行时分复用，提供当前检测相位的扰码；

步骤3，启动匹配滤波器，依据复用后的扰码锁存寄存器组内的扰码，对所述接收数据移位寄存器内填满的数据进行检测相位的匹配滤波，实现匹配滤波解扰去旋转操作，然后进行数据的每隔16个数据按抽头相干累加，得到16个前导签名对应的相干累加结果；

步骤4，对上述前导得到的签名对应的相干累加结果进行快速哈达玛变换，得到对应前导签名的去除特征码结果；

步骤5，对快速哈达玛变换结果做I/Q路平方和运算，得到对应前导签名的一次非相干累加结果；

步骤6，循环执行步骤3、4、5，将每次得到非相干累加结果，与上一次非相干累加结果进行累加，作为本次非相干累加结果，其中，非相干累加次数取决于总的累加长度和相干累加长度；

步骤7，利用天线接收数据进行接收噪声估计，由噪声估计结果进行检测门限设定；

步骤8，将每个检测相位上的非相干累加结果与检测门限进行比较，并由判决结果决定当前检测相位上接入前导存在与否及其采用的前导签名和相位。

上述的前导捕获方法，其特点在于，在步骤3中，当所述接收数据移位寄存器的阶数为L时，可利用高倍的码片时钟时分复用一个远小于L阶数的匹配滤波器进行解扰去旋转；在时间上，匹配滤波器是时分复用处理M个检测相位、每个检测相位上L阶当前待处理数据，每个检测相位上的L阶数据处理可以占用高倍的码片时钟的多个周期。

上述的前导捕获方法，其特点在于，在步骤7中，所述检测门限可以是单一的。

上述的前导捕获方法，其特点在于，在步骤8中，对应每个检测相位仅有一个最终的非相干累加结果，且每个检测相位上仅需一次门限比较。

由于在本实用新型的设计方案中，采用分裂模式匹配滤波器结构，比常规匹配滤波器节省大量寄存器硬件资源。且由于采用相干、非相干累加的方式获得积分结果，相干累加提高接收信噪比，非相干累加降低噪声信号方差，一方面利于检测门限设定，简化门限比较；另一方面对移动台和基站间的本振频偏提供比较好的补偿方法，降低频偏对性能影响。此外，通过加入噪声估计，门限设定简单，门限比较简单。单一门限、单次比较即可得到检测结果。

附图说明

图1是随机接入信道的信道结构。

图2是常规意义匹配滤波器的匹配工作过程。

图3是常规意义匹配滤波器的分裂过程。

图4是分裂模式匹配滤波器的匹配工作过程。

图5为基于分裂模式匹配滤波器的快速前导捕获装置的实现框图。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。

在图3中，表明了扰码的分裂过程(M＝2)。如果在相同的时间内(比如1个chip或1/2个chip)，通过对扰码的调度，完成多个检测相位上的数据，比如完成M(M为2的幂次方，称为分裂系数)个检测相位上当前数据的处理，那么需要的移位寄存器阶数将减为N/M，这样的扰码调度称为分裂，相应匹配滤波器也工作在分裂模式下。

在图4中，它表明了分裂模式下匹配滤波器的工作过程。与常规意义匹配滤波器相比，分裂模式下匹配滤波器的处理效率是不变的，但是数据移位寄存器降为原有的1/M，同时扰码的长度将在原有基础上分为M段，每段变为原有的1/M，其中扰码锁存寄存器变为M个，总长仍为N阶，但是扰码移位寄存器仅需一个，其长度降为原有长度的1/M。同样以检测窗宽为512chip为例，I、Q两路同时接收，双天线分集接收，采用6bit输入量化，1倍chip采样速率，分裂模式下匹配滤波器需要的数据移位寄存器为

6(bit)×2(I/Q)×2(双天线)×512(chip)/2(分裂)＝6144个需要的扰码寄存器为

1(bit)×2(I/Q)×(1+1/2)×512(chip)＝1536个和常规情况相比，减少了(6144+512)＝6656个寄存器消耗。如果进一步增大M，节省的寄存器会更多。下表对比了不同的分裂系数M相应的硬件寄存器消耗和节省情况(基于检测窗宽为512chip，I、Q两路同时接收，双天线分集接收，采用6bit输入量化，1倍chip采样速率情况)。通过适当选择分裂系数M，可以在匹配滤波器的处理能力不下降的情况下，硬件资源消耗降到一个合理的程度。参见下表。

	数据寄存器	扰码寄存器	节省寄存器资源
	数据寄存器	扰码寄存器	节省寄存器资源	常规匹配滤波器	12288	2048
M＝2	6144	1536	(6144+512)＝6656	常规匹配滤波器	12288	2048
M＝2	6144	1536	(6144+512)＝6656	M＝4	3072	1280	(9216+768)＝9984
M＝8	1536	1152	(10752+896)＝11648	M＝4	3072	1280	(9216+768)＝9984
M＝8	1536	1152	(10752+896)＝11648	M＝16	768	1088	(11520+960)＝12480

在图5中，揭示了一种基于分裂模式匹配滤波器的快速前导捕获装置的组成。该发明装置包括以下模块：本地扰码发生器101、扰码移位寄存器102、扰码分裂器103、扰码锁存寄存器104、扰码复用器105、接收数据移位寄存器106、匹配滤波器107、相干累加器108、快速哈达玛变换模块109、平方和模块110、非相干累加器111、噪声估计器112、门限设定模块113、门限比较器114。本地扰码发生器101顺序产生每个chip对应的经相位旋转的扰码，送入扰码移位寄存器102，每当一个chip的扰码进入扰码移位寄存器102，整个扰码移位寄存器102就顺序右移一位。扰码移位寄存器的阶数为L，L与分裂系数M及匹配滤波器107的阶数N(也是检测窗宽度)的关系为：N＝L×M。当扰码移位寄存器102的所有寄存器移位填满后，由扰码分裂器103进行调度处理，一次性将所有的寄存器比特值锁存写入扰码锁存寄存器104的第一个寄存器组。扰码锁存寄存器104包括M个寄存器组，每个寄存器组L阶。进行锁存操作后，扰码移位寄存器102继续进行移位操作，当扰码移位寄存器102得到新的L阶扰码后，再一次性将所有寄存器的比特值锁存写入扰码锁存寄存器104的第二个寄存器组。如此往复，当M个扰码寄存器组全部锁存写入完毕，又有新的L个扰码值需要锁存时，可直接覆盖扰码锁存寄存器104的第一个寄存器组，如此反复直至所有检测相位覆盖到的扰码检测完毕为止。由于分裂模式匹配滤波器107在一个很短的工作时段内(比如1个chip或1/2chip)需要进行M个检测相位的匹配滤波操作，因此要求在这段很短的时间内必须提供前面锁存的不同扰码段的扰码，需要对扰码锁存寄存器104的不同绕码组进行复用处理，在扰码复用器105内完成。复用后提供给匹配滤波器107的是L阶的当前扰码比特。与此同时，来自天线的接收数据顺序写入接收数据移位寄存器106，该移位寄存器同样为L阶。当接收数据移位寄存器106填满，复用后的扰码比特准备好之后，启动匹配滤波器107进行匹配解扰工作，匹配滤波器107的阶数同样为L阶，这个L阶的匹配滤波器可以是物理上实际的L阶匹配滤波器，也可以是物理上阶数远远少于L阶的匹配滤波器工作在高倍chip时钟下，在时间上进行复用处理形成逻辑上的L阶匹配滤波器。如果接收数据的采样速率为X倍chip速率匹配滤波器的工作时钟频率为Y倍的chip速率，那么物理上需要的匹配滤波器的阶数只要(L×X/Y)阶，通常远小于L阶，可以进一步降低硬件消耗。匹配滤波器107获得的16个签名对应的匹配结果通过相干累加器108进行相干累加，当相干累加范围内数据累加完毕，对16个相干累加结果进行快速哈达玛变换处理，去除接收信号包含的特征码，该功能由快速哈达玛变换模块109完成。快速哈达玛变换之后的I、Q路数据通过平方和模块110进行平方和运算，相当于得到一个非相干累加结果。每得到一个非相干结果，将其输入非相干累加器111，进行非相干累加。另一方面，噪声估计器112利用来自天线的接收数据进行接收噪声估计，门限设定模块113利用噪声估计结果获得前导检测门限，将非相干累加结果和前导检测门限在门限比较器114进行比较，得到前导的存在与否和相位分布情况。

本发明装置的工作步骤如下：

步骤一，将来自基站天线的接收数据输入L阶接收数据移位寄存器。同时启动本地扰码发生器，产生的扰码输入L阶扰码移位寄存器。利用扰码分裂器对扰码进行分裂操作，利用扰码复用器进行复用调度，形成分裂模式操作。每当扰码移位寄存器填满L个扰码之后，一次性将L阶扰码移入扰码锁存寄存器相应的扰码锁存寄存器组，对M个扰码锁存寄存器组的锁存操作是循环进行的。

步骤二，启动匹配滤波器工作，依据当前扰码锁存寄存器组内的L阶扰码，对接收数据移位寄存器内的数据进行解扰去旋转操作，然后进行每隔16个数据的按抽头相干累加，得到16个签名对应的L/16长的相干累加结果。对接收数据移位寄存器内数据进行解扰去旋转操作时，可以利用高倍的chip时钟时分复用一个远小于L阶的匹配滤波器实现，即L阶的匹配滤波器实际上可以是逻辑上的，而不是局限于物理上的。

步骤三，对16个签名对应的相干累加结果进行快速哈达玛变换操作，得到对应16个签名的去除特征码结果。

步骤四，对快速哈达玛变换结果做I/Q路平方和运算，得到对应16个签名的一次非相干累加结果。

步骤五，循环进行步骤二、三、四操作，每次得到非相干累加结果，和上一次非相干累加结果进行累加，作为本次非相干累加结果。非相干累加次数取决于总的累加长度和相干累加长度。

步骤六，利用天线接收数据进行接收噪声估计，由噪声估计结果进行检测门限设定。对应特定的总的累加长度，检测门限可以是单一的。

步骤七，每个检测相位上的非相干累加结果和检测门限进行比较操作，由判决结果决定当前检测相位上前导存在与否及其采用的前导签名和相位。对应每个检测相位仅有一个最终的非相干累加结果，因此每个检测相位上仅需一次门限比较。

本发明所涉及的装置，采用分裂模式匹配滤波器结构，比常规匹配滤波器节省大量寄存器资源。采用相干、非相干累加的方式获得积分结果，相干累加提高接收信噪比，非相干累加降低噪声信号方差，有利于检测门限设定，简化门限比较；加入噪声估计，门限设定简单，单一门限单次比较即可完成前导捕获处理。利用本方法设计的ASIC，其硬件资源消耗明显优于现有的前导捕获技术，芯片面积可大幅度降低，同时控制简单，设计复杂度低。

Claims

1、一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获装置，其特征在于，包括：

一扰码复用器，用于对扰码锁存寄存器中的分裂后扰码的时分复用，提供当前检测相位的扰码比特；

2、根据权利要求1所述的前导捕获装置，其特征在于，当所述扰码移位寄存器的阶数为L，所述扰码分裂器的分裂系数为M，所述接收数据移位寄存器为L时，所述匹配滤波器的检测窗宽度N＝L×M。

3、根据权利要求2所述的前导捕获装置，其特征在于，所述匹配滤波器的逻辑阶数为L阶。

4、根据权利要求2所述的前导捕获装置，其特征在于，当接收数据的采样速率为X倍码片速率，所述匹配滤波器的工作时钟频为Y倍的码片速率时，所述匹配滤波器的物理阶数为L×X/Y阶。

5、一种基于分裂模式匹配滤波器的前导捕获方法，其特征在于包括如下步骤：

步骤2，利用扰码分裂器对来自扰码移位寄存器的扰码进行分裂操作，当扰码移位寄存器填满扰码后，一次性将所述扰码移入扰码锁存寄存器相应的扰码锁存寄存器组，而对多个扰码锁存寄存器组的锁存是循环进行的，直至所有检测相位覆盖到的扰码检测完毕为止，并利用扰码复用器对扰码锁存寄存器中的分裂后扰码进行时分复用，提供当前检测相位的扰码；

步骤3，启动匹配滤波器，依据复用后的扰码，对所述接收数据移位寄存器内填满的数据进行检测相位的匹配滤波，实现匹配滤波的解扰去旋转操作，然后进行数据的每隔16个数据按抽头相干累加，得到16个前导签名对应的相干累加结果；

步骤4，对上述得到的前导签名对应的相干累加结果进行快速哈达玛变换，得到对应前导签名的去除特征码结果；

6、根据权利要求5所述的前导捕获方法，其特征在于，在步骤3中，当所述接收数据移位寄存器的阶数为L时，可利用高倍的码片时钟时分复用一个远小于L阶数的匹配滤波器进行解扰去旋转；在时间上，所述匹配滤波器通过时分复用处理M个检测相位、每个检测相位上L阶当前待处理数据，每个检测相位上的L阶数据处理可以占用高倍的码片时钟的多个周期。

7、根据权利要求5所述的前导捕获方法，其特征在于，在步骤7中，所述检测门限是单一的。

8、根据权利要求5所述的前导捕获方法，其特征在于，在步骤8中，对应每个检测相位仅有一个最终的非相干累加结果，且每个检测相位上仅需一次门限比较。