CN100561882C - 对无线定位系统的改进 - Google Patents

Abstract

本发明用以克服CDMA通信网络中的“可听性”问题。通过使用用于各发射机(201，202，203)的分开的采样装置(204，205，206)，只向计算装置(208)发送由该发射机发射的信号的表达式，提供了定位服务。在计算装置(208)中执行移动终端(207)发回的表达式和由最显著的发射机中的采样装置发回的表达式之间的互相关，并将该最显著的信号的模糊估计从所述移动终端(207)发回的表达式的模糊版本中减去，以尽可能减少对剩余信号的影响，重复所述互相关和减法步骤直到没有未被减的有用信号。

Description

对无线定位系统的改进

技术领域

本发明一般涉及无线定位系统，尤其涉及在无线通信系统(特别是在那些采用码分多址(CDMA)技术的无线通信系统)中发现移动终端的位置的改进了的方法。

背景技术

已知可以通过许多系统来确定在无线通信网络中操作的移动终端的位置。这些系统中的一些系统使用来自与网络不相连的发射机(例如全球定位系统(GPS)卫星)的信号，而其它的系统(例如到达时间(TOA)和所谓的无线电指纹(Radio finger Printing)系统)利用移动终端发射并由远程接收机获得的信号，或相反地使用网络自身发射的并由移动终端获得的信号。后一类系统主要有增强型观测时差(E-OTD)系统和观测到达时差(OTDOA)系统。

虽然通常可适用于许多不同的通信技术，但E-OTD系统已被特别应用于全球移动系统(GSM)。在位置计算中使用从网络发射机接收的信号的时间偏移的两个主要的不同方法已在现有技术中说明。在一种方法中，例如，在EP-A-0767594，WO-A-9730360、US-A-6108553和AU-B-716647中，实际使用由固定接收机测量的信号来“同步”来自不同发射机的发射。根据固定接收机所测量的值，使用已知的固定接收机和发射机的位置来计算各发射机相对其相邻发射机的瞬时传送时间偏移。随后可在根据公知的标准技术的计算中使用由移动终端测量的时间偏移，在该标准技术中，两个或更多的双曲线位置线的交叉点表明了移动终端的位置。

另一种方法(见我们的EP-B-0303371、WO-A-89016737、US-A-6094168、EP-A-1025453和WO-A-9921028，这些文件的细节通过引用合并在本文中，并且这些文件涉及被称为

的系统)利用固定接收机和移动终端两者所进行的测量，来计算两个接收机从各发射机接收的信号之间的相对时差。这导致了基于以发射机为中心的圆的交集的计算。

已考虑在宽带CDMA系统(特别是在那些使用“第三代”(3G)通用移动电话系统(UMTS)技术的系统)中使用E-OTD方法，就如对GSM的应用一样。此时，E-OTD被改名为OTDOA，但这遇到了被称为“可听性(hearability)”问题的主要问题。一般在CDMA网络中，被网络发射机发射的信号都使用相同的射频(RF)信道。在UMTS中，该信道大约为5MHz宽。使用唯一的“扩展码(spreading code)”对来自各发射机的信号编码，使得移动终端可以获得所需的信号，只要(a)其知道发射机所使用的扩展码；(b)其内部的时钟与发射机的信号同步。为帮助实现后者，各发射机还在相同的RF信道中发射“导频码(pilot code)”，其编码和其它特征使得其易于识别。移动终端首先检测并自动跟踪导引信号，接收发射机使用的扩展码，随后可以解码主发射(main transmission)。当移动终端在发射机附近时，就出现了“可听性”问题。E-OTD系统(以及由此的OTDOA系统)要求测量与至少三个不同地域的发射机相关联的时间偏移，但当移动终端太靠近发射机时，来自远处的发射机的信号被本地信号淹没到这样的程度：无法计算它们的时间偏移。一种被称为“下行链路空闲周期”(IP-DL)的技术被提出以克服该问题，利用这种方法，来自本地发射机的发射在所谓的“空闲周期”被周期性地关闭，在该周期，来自远处的发射机的信号可以被接收。这种技术存在严重的缺点：(a)降低了网络运载语音和数据业务量的容量；(b)安装与操作复杂，在其一种形式中，要求在网络中进行附加的消息传递来调整发射机之间的空闲周期。

应对可听性问题的可选方法在欧洲专利申请No.01306115.5中公开，其提供了一般地使

系统(具体地如我们的US-A-6094168描述的)适用于CDMA系统，特别是使其适用于UMTS的细节，以这种方式克服可听性问题。不需要空闲周期，因而可以以整个容量运行通信功能。

在US-A-6094168中描述的

系统使用两个接收机，其一固定在已知的位置上，另一个在移动终端中，用以接收被分隔的各发射机发射的信号。所接收信号的表达式(representation)被发送回计算节点，在计算节点被比较(通常通过互相关)，以确定被各接收机接收的信号的时间偏移。对至少两个位于其它地理位置的不同发射机(在GSM系统的不同RF信道发射)重复该过程，以获得成功的定位计算所需的三个时间偏移。

在直接序列(direct sequence)CDMA系统中，发射机使用相同的RF信道。因此，对CDMA直接应用

系统将导致与许多波峰的互相关，每一个波峰对应于由两个接收机从一个特定发射机接收的信号的对准(alignment)。如果可以测量与至少三个所需的发射机相关联的波峰，那么该系统将用于定位，然而，如下面所说明的，与更远的发射机相关联的信噪比(SNR)通常很小，因而需要解决如上所述的类似的可听性问题。

下面的数学分析用于理解欧洲专利申请No.01306115.5中所描述的对付可听性问题的现有技术的方法。图1示出了两维系统的几何形状，在该系统中，所有发射机和移动终端位于一个平面内。发射机A、B、和C由都关于同一公共起点o的向量a、b、c代表。移动终端R位于向量位置x。各发射机具有并入其中的采样装置，该采样装置采样由发射机发射的信号，并将其表达式传送回计算装置(图1中未示出)。为简化，假设发射机相互同步，从而它们的相对传送时间偏移是已知的并等于0。在例如US-A-6094168中还描述了怎样在非同步的网络中测量相对传送时间偏移。假定移动终端最靠近发射机A、其次B、其次C。计算装置首先执行由R从A、B和C接收的信号(都在同一RF信道)的表达式和由A传送的信号的表达式之间的互相关。由于来自A、B和C的信号具有正交的扩展码，因而该互相关导致了单个波峰，其位置代表了R从A接收信号的时间偏移、以及移动终端中的接收机的时钟误差ε(等长大小)。时间偏移Δt_A由下面的公式给出：

VΔt_A＝|x-a|+ε

其中V是无线电波的速度，而竖直条指明了所包含的矢量的量值。类似地，对于B和C有：

VΔt_B＝|x-b|+ε

VΔt_c＝|x-c|+ε            {1}

已经确定了来自A的信号的时间偏移之后，计算节点现在减去由R从A接收的信号的估值。在时刻t由发射机A、B和C发射的信号的表达式可以分别由S_A(t)、S_B(t)、S_C(t)表示。被移动终端接收的信号包括它们的组合。在没有多径、噪声和非线性效应的情况下，所接收的信号的表达式可以由r(t)表示，其中

r(t)＝αS_A(t-Δt_A)+βS_B(t-Δt_B)+γS_C(t-Δt_C)        {2}

α、β、γ是复常量(complex constant)，代表从各自的发射机到移动终端的路径损失。在计算节点运行的软件程序例如通过寻找使余项(residual)r′(t)的均方振幅最小的α的值来评估延迟了Δt_A的S_A(t)的大小，并从r(t)中减去。在理想的情况下，将一起去除A的作用(contribution)，从而

r′(t)＝βS_B(t-Δt_B)+γS_C(t-Δt_C)。

现在执行r′(t)和S_B(t)之间的互相关以估计Δt_B，并进一步相减，如果该相减是理想的，则从余项r″(t)中去除B的作用，其中

r″(t)＝γS_C(t-Δt_C)，

最后，r″(t)和S_C(t)之间的互相关产生了对Δt_C的估计。如US-A-6094168所述，可以为x求解公式{1}。

在实践中，移动终端接收的信号被噪声、干涉和多路效应破坏。此外，信号的表达式可能是低分辨率的数字格式。在这些情况下，相减处理将不是理想的，并可能不足以克服可听性问题。现在将参照图2到图7描述现有技术系统的一个示例(如欧洲专利申请No.01306115.5所提出的)，其中减法足够克服可听性问题。为理解本发明的优点，需要充分理解现有技术。

图2示出了一简化的UMTS系统，其包括：三个通信发射机(节点B)201、202、203，分别具有采样装置204、205、206；单个终端(用户设备，UE)207；以及计算装置(正服务移动位置中心，SMLC)208。各节点B具有全向天线，并被配置用于发送代表网络业务量负荷的信号。下面的表1指出了在用的不同物理信道及其功率级别和符号率。在左边的列中出现的缩写词(P-CPICH等)是工业中所采用，用来代表信道的。随机二进制序列被用于调制DPCH。该三个节点B使用正交初级(primary)扰码，在该情况下分别为0、16和32。

表1：节点B的信道配置

信道	相对功率级别/dB	将号率/Kss<sup>-1</sup>
			P-CPICH	-10	15
P-SCH	-10	15
			S-SCH	-10	15
P-CCPCH	-10	15
			PICH	-15	15
DPCH0	注1	注2
			DPCH1	注1	注2
DPCH2	注1	注2
			...	注1	注2
...	注1	注2
			DPCH63	注1	注2
DPCH 64	注1	注2

注1：DPCH功率级别从-10dB到-25dB随机选择

注2：DPCH符号率从15到240Kss^-1中随机选择

此处，这些节点B是严格同步的。如上面所指明的，这并不是对正常使用的要求，而是为说明的方便。

从图2可以看到，UE 207相对靠近节点B 201，并与节点B 202和B 203较远。因而来自节点B 201的信号最强(相对自身0dB)，来自节点B 202的信号较弱(-15dB)，并且来自节点B 203的信号最弱(-30dB)。紧接着下一秒开始之后的头256个码片期间，SMLC 208指示三个采样装置204、205、206来记录并报告由相关的节点B发送的信号。这些信号以每码片两个采样(2sample per chip)的速率采样，分辨率为4比特。

使用常规的E-OTD或OTDOA方法测量UE 207所接收的信号的时间偏移产生的可听性问题受到了高度关注。每个节点B(也就是各扰码0、16和32的头256个码片)在CPICH上使用的初级扰码的参考副本(reference copy)与UE 207接收的信号互相关，并搜索最高相关波峰。图3示出了典型的结果。应注意，由UE 207接收的信号也是以每码片2个采样的速率采样的，分辨率为4比特。产生的互相关轮廓(profile)示出了一个与扰码0相关的清晰可辨的波峰301，其对应于来自节点B 201的信号的时间偏移。然而，对代码16和32互相关的结果没有产生任何波峰。这是因为，由UE 207从节点B 202和203接收的信号被来自节点B 201的相对较强的接收信号所淹没。如果这些波峰是可见的，那么对于来自节点B 202和203的信号，这些波峰将分别定位在可见波峰301的右侧1到2微秒(对应于3.8和7.6码片)。由于需要至少三个独立的时序，缺少对来自202和203的信号的检测意味着不可能计算E-OTD或OTDOA位置。

现在使用同样的检测系统说明在EP01306115.5中描述的现有技术方法。在这种情况下，各采样装置204、205、206分别记录被其相关节点B 201、202、203所发送的一段(section)信号。该段是持续时间中的一个符号，并再次被以每码片2个采样的速率采样，分辨率为4比特。UE 207还以同样的采样率和分辨率记录了其接收的信号的256码片段，其与在特定时隙中在CPICH上采样率和分辨率相同的第一符号对准。

在SMLC 208中，由三个采样装置204、205、206报告的三个记录依次与UE 207产生的记录互相关，图4示出了该结果。所得的相关轮廓的波峰被用于确定所接收信号中的三个作用的相对级别以及它们被减的顺序。再次地，对节点B 201的互相关产生了最大波峰401。还要注意，与图3比较，对节点B 202的互相关也产生了明显的波峰402。这是因为使用了由节点B所发送的全部信号而不是只使用CPICH进行互相关，CPICH代表了每一种情况中所传输的总能量的一部分。

在已识别了来自节点B201的时间偏移之后，现在使用由采样装置204报告的信号的记录来构建该信号的被适当缩放(scaled)、延迟和相位旋转的副本。处理的结果在图5中示出。上方的曲线以实线示出了由UE 207记录的原始信号的实部，同时虚线示出了估计的被缩放、延迟和旋转信号。下方的曲线示出了所接收的信号的虚部和估计的信号之间的类似比较。注意，在该示例中实际使用256个码片的持续时间时，图中时间轴被限制在大约50个码片。该估计的记录被从总的UE记录中减去，留下余项记录。

现在将来自采样装置205和206的记录与余项记录互相关，结果在图6中示出。注意，在这种情况下，在去除了来自节点B 201的信号之后，对于来自节点B 203的信号有明显的波峰601，对来自节点B202的信号有明显的波峰602。这些波峰被用于评估相应信号的时间偏移，给出足够的独立时序测量(在本例中为3个)以确定地计算位置。

如果对应于来自节点B 203的信号的峰值601太弱以至不能分辨，则可采取进一步的重复，在重复中，来自节点B202的信号被减去，以获得第二余项信号(图7)。如所期望的，在大约7码片的延迟处出现了清楚的相关波峰701。

WO-A-005592描述了一种用于移动电话系统中的终端的同步和小区搜索的方法，其使用对通信信道的评估(见图4)以构成对已知同步信号的评估，并将其与接收信号相关以实现小区识别。

在上面讨论的EP0136115.5的现有技术中，假定在终端接收的信号是被发射机和接收机之间的单个路径长度衰减、相位旋转和延迟的发射信号的简单和。在更复杂的系统中，传输信号并入了的非线性效应、多径效应和噪声，发射信号被这些使波形边缘在时间限定上不那么清晰的效应进一步降级。这种过程被称为信号的“模糊化”。当试图消除模糊信号时，从终端接收的信号中只减去被一个采样装置记录的信号的简单缩放、延迟和相位旋转的副本的处理不能足够精确地去除与该采样装置相关联的发射机的作用。本发明因此提供了一种改进的方法，其通过创建终端处记录的信号的等效“模糊”估计，更精确地从终端接收的信号中去除来自与该采样装置相关联的发射机的作用。

该过程要求创建将在该方法中使用的信号的被记录和采样的基带表达式的短的段。在以下的说明中，称这样的数据段为“信号的表达式的一段”。

发明内容

因此，本发明的第一方面提供了一种用于发现由通信网络的多个发射机(A、B、C[201、202、203])中的至少一个发射机发射，以及由与终端连接的接收机接收的信号之间的时间偏移的方法，所述方法包括以下步骤：

(a)在终端创建由所述接收机接收的来自所述发射机的信号的表达式的终端段r(t)；

(b)创建由所述发射机中的第一发射机(A)所发射的信号的表达式的第一段S_A(t)，并创建由所述发射机中的第二发射机(B)所发射的信号的表达式的第二段S_B(t)，所述第一段和第二段中的每一个与所述终端段r(t)在时间上交迭；

(c)依赖于所述第一段S_A(t)和在步骤(a)中在终端创建的所述终端段r(t)创建第一函数

并卷积所述第一段与所述第一函数，以形成在所述终端接收的来自所述第一发射机(A)的信号的模糊估计b(t)；

(d)依赖于所述第一段S_A(t)创建第二函数p_A(τ)，并卷积所述终端段与所述第二函数，以形成模糊终端段r(t)*p_A(τ)；

(e)从所述模糊终端段r(t)*p_A(τ)中减去所述模糊估计b(t)以产生模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)；以及

(f)估计所述模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)和所述第二段S_B(t)之间的时间偏移。

优选地，用于创建所述模糊估计的第一函数

是终端段r(t)和所述第一段(S_A(t))的互相关与第一段(S_A(t))的卷积。上述互相关优选为通过增强互相关函数的有效成分(significantcomponents)创建的窗口互相关(windowed cross-correlation)。

类似地，用于创建所述模糊终端段的第二函数p_A(τ)是所述第一段的自相关轮廓p_A(τ)。

优选地，所述模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)与由所述发射机中的第二发射机(B)所发射的信号的表达式的第二段S_B(t)互相关，以估计所述时间偏移。

优选地，所述第一段S_A(t)和第二段S_B(t)分别在各自的第一发射机(A)和第二发射机(B)处创建，但它们也可在别处创建。它们可以在与各自的发射机相连或位于其他位置的一个或多个采样装置中创建，或它们由在通信网络任一处运行的计算机程序创建，或在其他位置利用由网络提供的关于所发射信号的信息创建。

各种信号表达式的段可以被发送到一个或多个计算装置中，在计算装置中计算所述估计和时间偏移，以及终端位置估计。在一些实施例中，首先计算由所述接收机接收的信号的表达式的所述段和所述第一段之间的时间偏移，然后将该时间偏移用于计算所述终端位置估计。所述由所述接收机接收的信号的表达式的所述段和所述第一段之间的时间偏移可以使用所述段计算，或使用其他方法计算，例如通过计算信号的已知分量(如导频码)的时间偏移来进行计算。所述模糊余项表达式和所述第二段之间的时间偏移可以使用所述第二段来计算或可以使用其他方法计算，例如通过使用信号的已知分量(如导频码)来计算。

因此，通过例如使用各发射机的分离的采样装置(其只向计算装置发送由该发射机发射的信号的表达式)，执行移动终端发回的表达式和由与发射机之一相关联的采样装置发回的表达式之间的互相关，以估计它们之间的时间偏移，并将该信号的模糊估计从所述移动终端发回的模糊表达式中减去，以尽可能减少对剩余信号的影响，本发明克服了“可听性”问题。可以重复互相关和模糊相减的步骤，直到没有未提取的有用信号。仿真表明，其提供了比现有技术EP 0136115.5的直接相减法大得多的可听性增益，并相比IP-DL保持优势。

在一些系统中，可以通过简单地将从一个发射机(通常是最显著的(brightest))接收的信号的模糊估计从终端接收的信号的模糊表达式中减去，留下模糊余项表达式，在该余项表达式中，可以确定所发射信号的导频码、模糊导频码或任何其他已知部分的时间偏移。

在本发明的第一方面中，在被发送到计算装置(808)之前，由终端(807)的接收机接收的信号的表达式的段被记录在所述终端中。可选地，该段可以被实时传送到计算装置中并在计算装置中记录。

优选地，由发射机发射的信号的表达式的段在该发射机处创建，但其也可在别处创建。其可以在与该发射机相连的或位于其他位置的采样装置中创建，或其由在通信网络任一处运行的计算机程序创建，或在其他位置利用由网络提供的关于所传送的信号的信息创建。计算可以在手机或其他位置(例如与网络连接的处理器)中的计算装置中执行。

所述终端可以是例如如EP-A-0767594、WO-A-9730360、AU-B-716647，EP-B-0303371、US-A-6094168和EP-A-1025453中任一个所描述的定位系统的一部分，或可以是与发射机相连的固定设备(例如“固定接收机”或“位置测量单元(LMU)”)，其用途是接收来自较远的发射机的信号以及来自与其相关的发射机的信号，在这种情况下，本发明的方法包括估计和减去来自其相关的发射机中的信号的步骤，以允许测量从较远的发射机接收的信号的时间偏移。

由与终端相连接的接收机所接收的信号的表达式可以是首先被转换到接收机的基带中的接收信号的数字化版本(version)。由发射机所发射的信号的表达式可以是首先被转换到基带中的发射信号的数字化版本。

为确保各个段的交迭，发射信号的适当选择成分可以被用于指示采样的开始。

本发明还包括一种用于发现由通信网络的多个发射机(A、B、C)中的至少一个发射机发射，以及由与终端(207)相连的接收机接收的信号之间的时间偏移的设备，所述设备包括：

(a)用于在终端(207)创建由所述接收机接收的来自所述发射机的信号的表达式的终端段r(t)的处理装置；

(b)用于创建由所述发射机中的第一发射机(A)所发射的信号的表达式的第一段S_A(t)，并创建由所述发射机中的第二发射机(B)所发射的信号的表达式的第二段S_B(t)的处理装置，所述第一段和第二段中的每一个与所述终端段r(t)在时间上交迭；

(c)用于依赖于所述第一段S_A(t)和所述终端段r(t)创建第一函数

并卷积所述第一段与所述第一函数，以形成在所述终端(207)接收的来自所述第一发射机(A)的信号的模糊估计b(t)的处理装置；

(d)用于依赖于所述第一段S_A(t)创建第二函数p_A(τ)，并卷积所述终端段r(t)与所述第二函数p_A(τ)，以形成模糊终端段r(t)*p_A(τ)的处理装置；

(e)用于从所述模糊终端段r(t)*p_A(τ)中减去所述模糊估计b(t)以产生模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)的处理装置；以及

(f)用于估计所述模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)和所述第二段S_B(t)之间的时间偏移的处理装置。

上述的E-OTD定位系统与非同步网络一起工作，也就是，由任一发射机发射的信号的任何公共成分在时间上与由任一其它发射机发射的该成分不同步，而是在未知的时间延迟之后发射，有时被称为相对传输延迟(RTD)。位置计算要求该延迟是公知的，并且因此定位系统采用在整个网络中位于已知位置的固定接收机，其被设置用于测量所发射的信号并计算RTD。在上面已经描述了可听性问题是怎样阻止E-OTD技术直接应用于直接序列CDMA系统的。然而，本发明的第二方面通过允许来自本地发射机的非常强的信号从被固定接收机接收的信号中减去，从而允许测量来自远些的发射机的较弱的信号，而克服了可听性问题。之后将描述将E-OTD应用于CDMA系统的方法，这在例如我们的EP-A-1025453中描述。

本发明还包括一个或多个计算装置，在其中进行本文上面描述的计算。

用于执行在所述一个或多个计算装置中的计算的装置可以是硬件和/或软件的部件。

因此，本发明包括一个或多个计算机程序，具有用于执行在上述的一个或多个计算装置中完成的步骤的计算机程序代码装置。

附图说明

通过引用附图可进一步理解本发明，在附图中：

图1示出了两维通信系统的几何形状，其中所有发射机和移动终端在一个平面上；

图2示出了简化的UMTS通信网络；

图3示出了被UMTS网络的各节点B在导频码信道(CPICH)上使用的初级扰码的参考副本与接收信号的记录的相关性；

图4示出了被终端接收的记录与发射信号的记录的互相关的结果；

图5示出了测量和评估的记录；

图6示出了余项记录和发射信号的记录的互相关；

图7示出了进一步的余项记录与发射信号的记录的互相关；

图8示出了另一简化的通信网络。

具体实施方式

当被适当编程时，上面针对EP01306115.5描述的同一设备可以用于本发明的目的，并且在下面的说明中，假定它就是这样使用的。

下面的数学分析用于理解本发明涉及的原理。

如上面针对EP01306115.5的现有技术的示例的说明，终端207接收的信号不太可能是被发射机201、202、203和终端207之间的单个路径长度所延迟和衰减的发射信号的简单和。实践中已经意识到，在终端207从被“A”标明的发射机201接收的信号的成分可以由发射信号S_A(t)和模拟多路效应的“信道轮廓”h_A(t)的卷积来表达。这构成了实际接收的信号的“模糊化”。[数学上，卷积被定义为x的一个函数与(u-x)的另一函数相乘的积分，通常是对x从负无穷大到无穷大进行积分。这样，卷积是新的变量u的函数。卷积在本质上也是可交换的。]在理解了所接收的信号r(t)可以被表达的方式之后，可以用下面的公式来表达r(t)：

$r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(t\right)*h_i\left(t\right)$

其中，对来自N个发射机(编号1到N，其中发射机A是集合中的一个)的所有信号求和，t是时间，“＊”号代表卷积。因此，在对将从r(t)中减去的各发射机接收的信号进行估计时必须考虑发射信号与“信道轮廓”的卷积。

然而，如在文献中广泛描述的，去卷积(与卷积相反的处理)的一般问题，在这种情况下它是从已知的发射信号S和表达式r中估计信道轮廓h的形式所必需的，远不是显而易见的，有许多方法来做这件事(例如可参见Anibal等人1990，IEEE trans.acoustic speech andsignal processing)。

此处对克服去卷积问题的一个方法特别感兴趣，并且这涉及将在终端接收的最显著信号的“模糊”估计从r(t)的“模糊”版本中减去，此处，模糊化再次涉及卷积处理。这可以在终端207处或在SLMC 208处(在这种情况下，将信号的记录从终端207传送回SLMC)执行或在期望的其它位置执行。在这种情况下，再次参照图2/图1的情况并假定来自发射机201/A的信号是终端207/R接收的信号中最显著的，并进行了终端从发射机201/A处接收的信号的卷积版本的评估，该卷积为与从r(t)和S_A(t)获得的信号的卷积(见下)。该卷积涉及一些信息的丢失，并因此是对信号的涂抹或模糊。在上述的相减步骤之前，终端接收的信号的表达式的段也是首次与从S_A(t)中获得的信号卷积。这些附加的卷积步骤是有用的，因为在实践中经常是这样的：被卷积的评估比未卷积的评估更加精确。未卷积的不精确的评估可以参见图5，这导致严重的错误被引入到较弱信号的余项记录中。

参照图1，该特定模糊方法可以更清楚地解释如下。如上所示，假定来自发射机A的信号是终端R处接收的信号中最强的，并且其主导整个接收信号。r(t)和S_A(t)之间的互相关于是产生了互相关轮廓，在该轮廓中，可以清楚地看到来自A的作用。并可以(例如从波峰的位置)推断该信号的时间偏移。

如果互相关的轮廓由a(τ)描述，那么

$a\left(\mathrm{\τ}\right)=r\left(t\right)\⊗S_A\left(t\right)$

$=[S_A\left(t\right)*h_A\left(t\right)+S_B\left(t\right)*h_B\left(t\right)+...]\⊗S_A\left(t\right)$

$\≈S_A\left(t\right)*h_A\left(t\right)\⊗S_A\left(t\right)$

$=p_A\left(\mathrm{\τ}\right)*h_A\left(t\right)$

其中，

号代表互相关，τ是延迟，p_A(τ)是S_A(τ)的自相关轮廓。应注意，包括S_B(t)等的r(t)的项在与S_A(t)互相关时是可以忽略的，这是因为来自发射机A、B等的信号具有正交扩展码，并且来自A的信号比其它的信号强得多。

现在为“信道支持(channel support)”分析互相关轮廓a(τ)，“信道支持”也就是延迟区，在该区，来自S_A(t)的信号产生了有效值(其余的为噪声)，并且通过用窗口函数乘以该互相关轮廓使该区相对于其它区得到增强。最简单的窗口函数是“顶帽(top-hat)”函数，其用单位1乘所期望的区，而用零与其他区相乘。在一些应用中可以使用更多级别的窗口。

现在将窗口化的互相关轮廓与S_A(t)卷积，由于来自A的信号占支配地位，因而该结果代表了将从已经与S_A(t)的自相关轮廓卷积的r(t)的版本中减去的量的良好估计b(t)。因而

$b\left(t\right)=S_A\left(t\right)*\hat{a}\left(\mathrm{\τ}\right)$

$\≈S_A\left(t\right)*p_A\left(\mathrm{\τ}\right)*h_A\left(t\right).$

相减处理的结果是余项的模糊版本r′(t)，这里

r′(t)＝r(t)＊p_A(τ)-b(t)

＝[S_A(t)＊h_A(t)＊p_A(τ)+S_B(t)＊h_B(t)＊p_A(τ)+...]-b(t)≈S_B(t)＊h_B(t)＊p_A(τ)+...

但该模糊化对减去来自发射机B(比方说图2中的202)的次最显著信号的精确性以及被估计的时间延迟的精确性只有轻微的影响。因而，被模糊的余项r′(t)可因此与S_B(t)互相关以估计来自发射机202/B的信号的时间偏移。该过程随后被重复，直到没有未被测量的感兴趣的信号。

本发明的一个要求是在A、B、C(比方说201、202、203)和R(比方说207)处产生的信号记录在时间上相互交迭。例如可以通过接收正服务发射机(上面分析中的201/A)发射的信号的特定方面来初始化移动终端207/R中的记录过程。在发射机中进行的记录必须与这方面粗略地同步。在这些发射机相互之间同步的情况下，如在IS95标准中那样，该方面将几乎同时被网络中的所有发射机发射。然而，在非同步系统中，将使用在我们的WO-A-00/73814、EP申请No.01301679.5和EP申请No.01308508.9中描述的其他装置(如GPS时钟)或原理。

如前面所解释的，例如，如图8所示，本发明也可应用于使用常规E-OTD技术的定位系统的固定终端(LMU)，在该系统中，发射机801到803分别具有相关联的采样装置804到806。在这种情况下，固定终端(LMU 809)与发射机803共址，但与一个单独的接收天线相连。LMU 809需要支持大的动态范围并显示非常好的线性特征，其接收被天线获得的信号，如上所示地创建信号的表达式的段，并将该段发送到计算装置808。在本文上面的第二方面中描述的方法被用于减少最显著的信号的影响(通常来自共址的发射机)，从而可以测量从网络的其他(更远些)的发射机接收的信号。到此，该过程与上面结合CDMA通信网络对移动终端的讨论完全一样。然而，LMU 809的用途是提供从它能够接收的来自所有发射机的信号之间的时间偏移。通过分析由LMU 809发射到计算装置808的表达式的段，从本地(通常是共址的)发射机803接收的非常显著的信号提供了对该发射机的精确定时，并随后，可以对来自其他发射机的剩余信号分析模糊余项表达式。

对表达式和模糊余项表达式进行分析以发现特定成分的时差，这种分析将依据本发明的第二方面如下地进行。被给定的发射机801、802、803在CPICH上传送的导频码是预先已知的二进制序列。通过使其通过例如上升余弦过滤器进行调制，从而尽可能地接近CPICH上从发射机接收的信号。该基准序列随后与所接收的信号的表达式的段、或模糊余项表达式互相关，以识别对应于从相应发射机接收的信号相对于基准的时间偏移的波峰，如图3所示。波峰的位置是时间偏移的估计值。

本发明的第二方面也可被应用于便携式终端807。在这种情况下，减去来自比方说发射机801的最显著的信号允许由发射机802、803发射的较弱的导频码的时间偏移被测量。以这种方式，除例如在US-A-6094168中所描述的在终端位置的常规三边测量计算中使用的附近的发射机801的时间偏移外，可以在终端中决定来自两个更远的发射机802、803的信号的时间偏移。

本发明的任一种方法可以被用于跟踪移动的手机。可以使用周期性的定时测量设置来定位移动终端，并依据所使用的装置，此后可以实现准连续的跟踪。例如，可以使用本发明的一种方法，产生至少三个地理上分开的发射机的一组时间偏移估计，从该方法可以估计终端的当前位置。随后可以仅使用从来自最显著的一个或两个本地发射机的信号中获得的定时测量短时间地跟踪该移动的手机，即通过应用本发明的方法，对于较弱的信号不会遇到可听性问题。因而，通过不时地应用本发明的方法，并补充以更频繁地只测量本地发射机，可以连续地跟踪手机。

Claims (13)

1.一种用于发现由通信网络的多个发射机(A、B、C[201、202、203])中的至少一个发射机发射，以及由与终端连接的接收机接收的信号之间的时间偏移的方法，所述方法包括以下步骤：

(a)在终端创建由所述接收机接收的来自所述发射机的信号的表达式的终端段r(t)；

(b)创建由所述发射机中的第一发射机(A)所发射的信号的表达式的第一段S_A(t)，并创建由所述发射机中的第二发射机(B)所发射的信号的表达式的第二段S_B(t)，所述第一段和第二段中的每一个与所述终端段r(t)在时间上交迭；

(c)依赖于所述第一段S_A(t)和在步骤(a)中在终端创建的所述终端段r(t)创建第一函数并卷积所述第一段与所述第一函数，以形成在所述终端接收的来自所述第一发射机(A)的信号的模糊估计b(t)；

(d)依赖于所述第一段S_A(t)创建第二函数p_A(τ)，并卷积所述终端段与所述第二函数，以形成模糊终端段r(t)*p_A(τ)；

(e)从所述模糊终端段r(t)*p_A(τ)中减去所述模糊估计b(t)以产生模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)；以及

(f)估计所述模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)和所述第二段S_B(t)之间的时间偏移。

2、根据权利要求1所述的方法，其中用于创建所述模糊估计的第一函数

是终端段r(t)和所述第一段S_A(t)的互相关与第一段S_A(t)的卷积。

3、根据权利要求1所述的方法，其中用于创建所述模糊终端段的第二函数p_A(τ)是所述第一段的自相关轮廓。

4、根据权利要求1所述的方法，其中，所述模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)与由所述发射机中的第二发射机(B)所发射的信号的表达式的第二段S_B(t)互相关，以估计所述时间偏移。

5、根据权利要求1所述的方法，其中所述第一段S_A(t)和第二段S_B(t)分别在各自的第一发射机(A)和第二发射机(B)处创建。

6、根据权利要求1所述的方法，其中所述第一段S_A(t)和第二段S_B(t)在与各自的发射机相连或位于其他位置的一个或多个采样装置(204、205、206)中创建。

7、根据权利要求1所述的方法，其中所述第一段S_A(t)和第二段S_B(t)由在通信网络的任一处运行的计算机程序创建，或在其它位置利用由所述网络提供的关于所发射的信号的信息创建。

8、依据权利要求1所述的方法，其中，在被发送到计算装置(808)之前，由终端的接收机接收的信号的表达式的段被记录在所述终端中。

9、依据权利要求1所述的方法，其中，由终端的接收机接收的信号的表达式的段被实时传送到所述计算装置(808)中并在所述计算装置中记录。

10、依据权利要求1所述的方法，其中，由与终端相连的所述接收机接收的信号的表达式是在接收机中首先被转换到基带的接收信号的数字化版本。

11、依据权利要求1所述的方法，其中，由发射机(A、B)所发射的信号的表达式是首先被转换到基带的发射信号的数字化版本。

12、一种用于发现由通信网络的多个发射机(A、B、C)中的至少一个发射机发射，以及由与终端相连的接收机接收的信号之间的时间偏移的设备，所述设备包括：

(a)用于在终端创建由所述接收机接收的来自所述发射机的信号的表达式的终端段r(t)的处理装置；

(b)用于创建由所述发射机中的第一发射机(A)所发射的信号的表达式的第一段S_A(t)，并创建由所述发射机中的第二发射机(B)所发射的信号的表达式的第二段S_B(t)的处理装置，所述第一段和第二段中的每一个与所述终端段r(t)在时间上交迭；

(c)用于依赖于所述第一段S_A(t)和所述终端段r(t)创建第一函数

并卷积所述第一段与所述第一函数，以形成在所述终端接收的来自所述第一发射机(A)的信号的模糊估计b(t)的处理装置；

(d)用于依赖于所述第一段S_A(t)创建第二函数p_A(τ)，并卷积所述终端段r(t)与所述第二函数p_A(τ)，以形成模糊终端段r(t)*p_A(τ)的处理装置；

(e)用于从所述模糊终端段r(t)*p_A(τ)中减去所述模糊估计b(t)以产生模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)的处理装置；以及

(f)用于估计所述模糊余项表达式r′(t)＝r(t)*p_A(τ)-b(t)和所述第二段S_B(t)之间的时间偏移的处理装置。

13、一种电信终端，包括根据权利要求12所述的设备。

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