CN100559208C - 具改良灵敏性寻位系统的接收器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种寻位系统的接收器(1)，其包括一计算单元(6，7，8)，用于以一已接收信号作为基础而计算一统计数值(A)，包括一检测器单元，用以进行该统计数值(A)与一临界数值(κ)的比较并用以决定该已接收信号是否为一已同步的定位信号，也包括一评估单元(10)，用于评估该已接收信号用以进行发射的无线电连结的莱斯因子(Rice factor)(K)，以及包括一决定单元，用于以该已评估莱斯因子(K)作为基础而决定该临界数值(κ)。

Description

具改良灵敏性寻位系统的接收器

技术领域

本发明涉及一种根据权利要求1前序部分特征的用于一寻位系统的接收器，再者，本发明还涉及一种根据权利要求12前序部分特征的的用于在一寻位系统中寻找一接收器位置的方法。

背景技术

已知，有些时候，寻位乃会在无线电连结，举例而言，以卫星作为基础的GPS(Global positioning system，全球定位系统)，的基础下加以实行，而欧洲导航卫星系统(European satellitenavigation system)，以及以陆地无线电来源(terrestrial radiosources)作为基础的定位方法，则是提供了更进一步的应用，其中，类似这些的定位方法以及相对应的应用乃使得使用者可以藉由测量与特定数量的无线信号源，例如，卫星、或基地台，之间的距离而决定其位置，举例而言，每一个GPS以及伽利略卫星(Galileo satellite)会发射包括一时间辨识以及该卫星位置的独特数字序列，而通常，该等信号乃会利用冗长的展频码进行编码，其中，由于该等用于该等个别卫星的展频码会于实际上彼此成直角，因此，该等信号可以在接收器中彼此获得区分，举例而言，该等各式GPS以及伽利略卫星的该等展频码乃会藉由设置在该等卫星中的高准确度自动时脉而彼此进行同步。

该接收器会评估在来自不同无线电来源(GPS卫星，伽利略卫星，或陆地发射器)的信号发射间的相关延迟，并且，乃会使用这些延迟来决定该所谓的延迟时间偏移(delay time offsets)，另外，该时间延迟偏移可以与相关于该等各式无线电来源的位置以及时间参考的资料一起加以使用，以精准地定位该接收器，所以，为了这个目的，该接收器会计算代表与每一个无线电来源的距离的该所谓的假范围(pseudo ranges)，接着，导航软件即可以藉由以与每一个无线电来源的该假范围以及该等无线电来源的位置作为基础来解一组分线性方程式，进而计算出该使用者的位置。

通常，在该等接收自该等无线电来源的信号间的该等延迟时间偏移乃是藉由在一接收器架构中决定一关联性最大值(correlationmaximum)，以及藉由假设此最大值乃会对应于具有加性高斯白噪音(additive white Gaussian noise(AWGN))的直接可视线路径(direct line-of-sight path(LOS))而进行测量，不过，问题却在于，沿着一直接可视线路径，该等个别定位信号并无法总是到达该接收器，而是常常会在大量的障碍物，例如，建筑物或山丘，发声反射，因此，这些受反射的位置信号在被该接收器所接收前，就会经过比在该可视线路径上传播定位信号更长的路径，并且，因此产生延迟，而在此所谓的多路径信号传播，也就是说，各种版本的该定位信号会在不同的时间到达该接收器，的例子中，该等延迟的定位信号则是会在该接收器天线处加以重叠，并且，取决于该相位偏移，该等定位信号会遭受到结构上、或是破坏性的干扰，所以，该已接收信号的振幅以及相位将可能会依照该发射方案而非常的不同。

此外，该等定位信号于障碍物上的反射、衍射、以及散射也是会导致该等定位信号的衰减，而此则是会使得在多路径信号传播的情况下，于该接收器中辨识该信号变得更加困难。

对该些已经提及的影响而言，其乃需要高接收器灵敏性才有可能可靠地辨识以及同步化定位信号。

许多用于公知现代接收器的寻位系统首先会以解展频该已接收信号的取样数值并接着对它们进行相干积分(coherent integration)以及非相干积分(non-coherent integration)做为基础，然后，所得的统计数值被传送到会依照所需的需求而最大化该等定位信号的辨识可能性的一检测器，举例而言，一内曼检测器(Neyman-Pearsondetector)。

该检测器则是会将供给至其的该等统计数值与一临界数值进行比较，在此，假若一统计数值大于该临界数值时，则即视为已接收一定位信号，相对的，若是在相反的例子中，则该已接收信号就不会被归类为一定位信号，而这乃是为了避免不是定位信号的信号被用于寻位，另外，此方法也可以避免具有一极低接收振幅的定位信号被用于寻位，通常，现代的接收器会具有已为了加性高斯白噪音而进行最佳化的检测器。

本发明的一个目的在于提供一用于寻位系统的接收器，其比公知接收器更为灵敏，另外，一更进一步的目的则是在于载明一相对应的方法。

本发明做为基础的该目的乃藉由独立权利要求1以及12的特征而加以达成，至于本发明较具优势的改进以及发展则是载明于附属权利要求中。

发明内容

根据本发明的该接收器为一寻位系统的一构件，且该寻位系统作为基础的原则乃是该等接着会被该接收器所接收的定位信号自二、或多个发射器的发射，而以其所接收的一定位信号作为基础，该接收器则是可以辨识出该定位信号发射来源的发射器，以及该定位信号进行发射的时间，再者，在该等发射并非被配置在固定位置的情况下，其也是有可能衍生出相关发射器在发射时间时所处的位置，此外，由于该接收器乃已知定位信号自不同发射器被接收的时间，因此，其可以使用在该等个别定位信号间的延迟时间差异来决定其正确位置。

该根据本发明的接收器具有一计算单元，以用于自一已接收信号计算一统计数值，该统计数值乃会被传送至一检测器单元，而该检测器单元则是会进行该统计数值与一临界数值间的比较，并且，可以使用该比较的结果来决定该已接收信号是否为一已同步化定位信号，再者，其亦有可能提供该检测器单元使用用于决定一已接收定位信号是否将被用于寻找该接收器位置的该临界数值比较程序，尤其是，对该定位信号被接收时其仅可以不适当地与噪声进行区别的范围而言，该定位信号有可能在自该发射器至该接收器的发射期间即已产生衰退。

再者，根据本发明的该接收器乃具有一评估单元以及一决定单元。

该评估单元用以评估该已接收信号用以进行发射的无线电连结的莱斯因子，而该莱斯因子的特征则是在于，一经由一可视线路径而进行发射的信号其相关于该等已经由非可视线路径而被发射的信号强度的强度，因此，在多路径信号传播的例子中，该莱斯因子即为用于待实行的寻位程序的无线电连结的品质、或可靠性的度量，而该莱斯因子乃会正比于该可视线分量的信号强度以及该多路径分量的方差(variance)间的比值。

该决定单元会使用该已评估的莱斯因子而决定该临界数值，该临界数值则是接着会为该检测单元所用，以用于临界数值比较。

相较于公知用于寻位系统的接收器，根据本发明的该接收器所具有的优点为，其更为灵敏，而该更高的灵敏性则是源自于该临界数值以及该已评估莱斯因子间的关系，举例而言，若是该莱斯因子代表该可视线分量比起该非可视线分量而言更具有占有优势时，则比起该可视线分量为微弱的相对情形，可以选择一不同的临界数值，因此，相对于公知的接收器，根据本发明的该接收器乃会使用一先验(a-priori)信息，以计算一最佳临界数值。

该决定单元可加以设计为，其首先会使用该已评估莱斯因子来计算在已藉由于该接收器中的相干以及非相干积分而进行处理该已接收信号的几率密度(probability density)，接着，该检测器的该临界数值乃会考虑到该莱斯因子的该几率密度作为基础而进行计算。

作为本发明上述决定单元的一替代方案，其有可能提供该决定单元在其一旦计算该几率密度后，即自一表格读取该临界数值，而该几率密度的该等数值则是会与该等相关的临界数值一起储存在该表格中，较佳地是，该表格在该寻位程序实行前即已产生。

用于决定该临界数值的一另一替代方案则是利用一直接列出该等已评估莱斯因子的检测器临界数值的表格而加以形成，同样较佳地是，此表格可以以先前计算的几率密度作为机处而在该寻位程序实行前即加以产生。

根据本发明的一特别较佳改进，一数值乃是为了该不正确检测可能性而永久地预先加以决定，其中，该不正确检测可能性表示，一非为已同步化定位信号的信号被该检测器单元不正确地视为一定位信号的可能性，举例而言，此会发生在定位信号外所产生的随意噪声会不幸地加以结合的情形中，因而使得其会产生高于该临界竹的一统计数值，因此，藉由所呈现的根据本发明该接收器的较佳实施例，该临界数值的计算不仅会包括该已评估的莱斯因子，也会包括该不正确检测可能性的数值。

根据本发明接收器的一另一特别较佳实施例提供该计算单元包含一串联电路，而该串联电路则是包括一用于相干积分的第一积分器，一强度平方或强度形成装置，以及一用于非相干积分的第二积分器，并且，一模拟/数字转换器所产生的该已接收器号的取样数值乃会进入该串联电路中，该等统计数值可以在该串联电路的输出端处进行分接。

其亦较具优势地是，该等发射器展频编码该等定位信号，在此例子中，该计算单元具有一用于解展频该已接收信号的单元。

根本上，自接收路径数值输出具有许多种可能方法，而该莱斯因子则可以自此而进行评估，举例而言，该计算单元所产生的该等统计数值可以被供给至该评估单元，以利用它们来衍生出该莱斯因子，而作为此的一替代方案，该解展频单元所产生的该等数值别是可以被供给至该评估单元。

该莱斯因子可以利用于德国专利商标局参考案号102004027666.8的德国专利申请“Verbesserung der

undder Genauigkeit von Positionsbestimmungs-Verfahren durch

des Rice-Faktors einer Funkverbindung”[Improvement in the reliability and accuracy of position-finding methods by estimation of the Rice factor of radio link]中所载明的该等方法而进行评估，在此，该所引用的专利申请案乃被包括于本发明专利申请案的揭示内容中。

该菜斯因子可以，举例而言，利用下式(1)以及(2)而加以决定，其中，R为该已接收信号取样数值的振幅，以及藉由形成x的一连续平均而进行逼近：

${\hat{K}}_s\≈\frac{\hat{E}\left\{R^2\right\}\·2\·\hat{E}\left\{{(R-\hat{E}\{R\left\}\right)}^2\right\}}{2\·\hat{E}\left\{{(R-\hat{E}\left(R^2\right))}^2\right\}}$ 方程式(1)

${\hat{K}}_{\mathrm{2,4}}=\frac{\hat{E}\left\{R^4\right\}-2{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^2\right\}\·\sqrt{2\·{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}}}{{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}}$ 方程式(2)

该寻位系统可以为一以卫星作为基础的系统，在此状况下，该等发射器乃会符合在该接收系统中所使用的该等卫星，特别地是，该寻位系统可以为一GPS系统，一GLONASS系统，或是一Galileo系统，然而，原则上，其亦可以是一具有陆地无线电来源的纯粹陆地寻位系统，而类似于这些的寻位系统则是可以，举例而言，以“到达时间(timeof arrival，TOA)”，“到达时间差(time difference of arrival，TDOA)”，或“增强测得的时间差(enhanced observed timedifference，E-TOD)”评估方法作为基础，此外，该等引用的评估方法亦可以在美国，欧洲，或亚洲移动无线系统，例如，GSM，GPRS，EDGE，UMTS，DCS-1800，IS-136，IS-95，PCS-1900，CDMA-2000，以及PDC，中执行。

根据本发明的该方法可以用于寻找为一寻位系统部分的一接收器的位置。

在根据本发明的该方法中，一统计数值乃会与一临界数值进行比较，所以，为了这个目的，该统计数值首先会以该接收器所接收的一信号作为基础而进行计算，再者，该已接收信号用以进行发射该无线电连结的该莱斯因子会进行评估，接着，该已评估的莱斯因子会被用以计算该临界数值，然后，该比较的结果则是可以用以决定该已接收信号是否为一已同步化的定位信号，及/或该已接收信号是否被用于寻找该接收器的位置。

根据本发明的方法乃具有与公知寻位系统相同的优点，如同根据本发明的该接收器一样。

附图说明

本发明将以图式作为参考并利用实例而于接下来的内容中进行更详尽的解释，其中：

图1：其显示作为根据本发明的该接收器的一第一示范性实施例的一接收器1的一方块图；

图2：其显示作为根据本发明的该接收器的一第二示范性实施例的一接收器20的一方块图；

图3A至图8B：其显示定位信号的检测可能性P_d以及信号载波功率(signal carrier power)C与噪声功率频谱密度(noise powerspectral density)N₀间的比值C/N₀所绘制的曲线图；

图9：其显示一用于评估莱斯因子(Rice factor)的评估设备100的一方块图；以及

图10A至图11B：其显示用于举例说明该莱斯因子的仿真评估结果的曲线图。

具体实施方式

图1显示一用于一寻位系统的接收器1的方块图。在所呈现的例子中，此为一GPS系统，自该GPS系统的卫星所传送的定位信号乃是由一天线2所接收，该天线2后紧接着一RF前端级(RF frontendstage)3，该RF前端级3则是会在一基带(baseband)中发射一已接收定位信号的复合波封(complex envelope)r(t)的正交分量：

方程式(3)

在方程式(3)中，d(t)代表资料信号，c(t)代表已接收的展频码，

代表在已接收信号相位

以及参考相位间的相位偏移，以及n(t)代表具有一平均数值零的复合加性白高斯噪音(AWGN)。

在受到该RF前端级3的处理后，该已接收定位信号乃会藉由一被配置在该RF前端级3下游处的模拟/数字转换器4而于时间(v)进行取样(v∈Z)，其中，该等取样数值r_v乃是藉由使用一乘法器5来将它们乘上复数共轭局部PRN参考展频码(complex-conjugate localPRN reference spread code)c_r，v+τmodL ^*而进行解展频，此程序所获得的乘积乃会利用下列的方程式(4)而被包括到一相干积分器6中：

$s_{\mathrm{\μ}}=\frac{1}{L}\·\underset{v=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_v\·c_{r,v+\mathrm{\τ}\mathrm{mod}L}^{*}$

方程式(4)

该参数L＝T_c/T_s(L∈N)表示在该相干积分时间T_c以及该取样周期T_s间的比值。

该于方程式(4)中所实行相加程序的结果是：

$s_{\mathrm{\μ}}=\sqrt{2C}\·d_{\mathrm{\μ}}\·\frac{1}{L}\·R_{\mathrm{rc}}\left(\mathrm{\τ}\right)\·\mathrm{si}(\mathrm{\Δ\ω}\·\frac{T_c}{2})\·\exp (j\·\mathrm{\Δ\Φ})+w_{\mathrm{\μ}}$ 方程式(5)

在方程式(5)中，R_rc(τ)表示在c_v以及c_r，v+τmodL间的循环交叉相关函数(circular cross-correlation function)，Δω表示移除都卜勒(Doppler)后的频率偏移，以及w_μ＝w_I，μ+j·w_Q，μ表示具有一平均数值零的结果复合加性白高斯噪音，至于E{w_I ²}以及E{w_Q ²}的预期数值则是藉由下式表示：

$E\left\{w_I^2\right\}=E\left\{w_Q^2\right\}=E\left\{{(\frac{1}{L}\·\underset{v=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{n}_I\·c_{r,v+\mathrm{\τ}\mathrm{mod}L}^{*})}^2\right\}$

$=E\left\{{(\frac{1}{L}\·\underset{v=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{n}_Q\·c_{r,v+\mathrm{\τ}\mathrm{mod}L}^{*})}^2\right\}={\mathrm{\σ}}_w^2=\frac{N_0}{T_C}$ 方程式(6)

由该相干积分器6所发射的该些数值s_μ会被传送一强度平方及强度形成装置(magnitude squaring and magnitude forming device)7，并且，接着会被传送至一非相关积分器8，而N ＝T_n/T_c的数值则是会在该非相干积分程序中相加，其中，T_n表示该非相干积分时间，此外，当方程式(5)藉由σ_w ²而加以分开时，该加性白高斯噪音的同相分量w_I以及正交分量w_Q采用一具有方差(variance)1的标准常态分布(standard normal distribution)，该非相干积分器8会发射下列所显示的统计数值Λ_AWGN：

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{AWGN}}=\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|S_{\mathrm{AWGN},\mathrm{\μ}}\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_w^2}\begin{array}{c}{H}_1\\ \≥\\ \≤\\ H_0\end{array}{\mathrm{\κ}}_{\mathrm{AWGN}}$ 方程式(7)

该统计数值Λ_AWGN会在一下游检测器9中与一临界数值κ_AWGN进行比较，其中，假设Λ_AWGN≥κ_AWGN时，则就会采用H₁为有效的假设，而以此作为基础，该已接收的信号即为一已藉由一卫星进行传递并具有已测试码相位(tested code phase)τ的定位信号，相对的，在相反的条件下，也就是说，Λ_AWGN＜κ_AWGN，则表示H₀为有效的假设成立，此即表示，在该天线2所接收的该信号并不是一具有该已测试码相位τ的已同步定位信号。

操作该检测器9的方法乃是以内曼准则(Neyman-Pearsoncriterion)作为基础，而该内曼准则则是会在一固定比率乃是为了一信号被不正确地视为该具有已测试码相位τ的已同步化定位信号的错误检测而预先加以决定的条件下，最大化该定位信号的检测可能性。

该不正确检测可能性P_f如下而进行计算：

$P_f=\underset{\mathrm{\κ}}{\overset{\∞}{\∫}}{p}_{\mathrm{\Λ}|H_0}\left(s\right|H_0)\mathrm{ds}$ 方程式(8)

该临界数值κ乃是利用该方程式(8)并藉由预先决定该可能性P_f的一固定数值，举例而言，10^-3，而进行计算。

该定位信号的检测可能性P_d则是藉由下式而加以提供：

$P_d=\underset{\mathrm{\κ}}{\overset{\∞}{\∫}}{p}_{\mathrm{\Λ}|H1}\left(s\right|H_1)\mathrm{ds}$ 方程式(9)

该可能性P_d可以加以计算为商C/N₀的一函数，其中，C为该信号载波功率以及N₀＝k，另外，T₀为该噪声功率频谱密度，在此状况下，k＝1.38·10^-23J/K为玻尔兹曼常数(Boltzmann constant)，以及T₀＝290K为室温。

该等上述的方程式会产生该几率密度p_Λ的一非中心x²分布函数(可能密度函数)：

${{\text{p}}_{\mathrm{\Λ}}}_{\mathrm{AWGN}}\left(s\right)=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_w\·}{\mathrm{\χ}}_M^2(\frac{s}{{\mathrm{\σ}}_w},{\mathrm{\γ}}^2)$

$=\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}_w}\·{\left(\frac{s}{{\mathrm{\σ}}_w\·{\mathrm{\γ}}^2}\right)}^{\frac{M-2}{4}}\·\exp (-\frac{s}{{2\mathrm{\σ}}_w}-\frac{{\mathrm{\γ}}^2}{2})\·I_{\frac{M}{2}-1}\left(\sqrt{\frac{s\·{\mathrm{\γ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_w}}\right)$ 方程式(10)

I_M/2-1(x)为该第一型态以及第(M/2-1)阶的修正贝塞尔函数(Bessel function)，并且，在方程式(10)中的该分布函数x²的自由程度计数M_AWGN以及该非向心性参数(non-centralityparameter)γ² _AWGN如下而加以计算：

$M_{\mathrm{AWGN}}=2\·\frac{T_n}{T_c}$ 方程式(11)

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{AWGN}}^2=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_v^2=\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{\frac{T_n}{T_c}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_w^2}\·[E{\left\{\mathrm{Re}\right\{s_{\mathrm{AWGN},\mathrm{\μ}}\left\}\right\}}^2+E{\left\{\mathrm{Im}\right\{s_{\mathrm{AWGN},\mathrm{\μ}}\left\}\right\}}^2]$ 方程式(12)

$=\frac{C}{N_0}\·{2T}_n\·\frac{1}{L^2}\·R_{\mathrm{rc}}^2\left(\mathrm{\τ}\right)\·{\mathrm{si}}^2({\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{\μ}}\·\frac{T_C}{2})$

就该接收器1至此所叙述的范围而言，其乃会相符合于该用于GPS系统、且为了具有加性白高斯噪音的频道而进行最佳化的公知接收器，不过，根据本发明，该接收器1则是亦会具有一评估单元10，以用于评估该莱斯因子K。

倘若该已接收信号具有一占优势、稳定的信号分量，也就是说，未遭受衰退的一信号分量，以作为该可视线信号时，该已接收信号的波封乃会具有一莱斯分布(Rice distribution)，再者，该莱斯多路径信道会产生一具有一平均数值零的复合白高斯噪音方差u，以作为在该已接收定位信号的该波封r(t)的条件方程式中的一乘法因子，该方差u的该波封x表示如下：

$x=\left|u\right|=\sqrt{u_I^2}+\sqrt{u_Q^2}$ 方程式(13)

根据“Probability，Random Variables And StochasticProcesses”by A.Papoulis and A.U.Pillai，published byMcGraw-Hill，New York，2002，该波封x乃会遵守下列的Ricean衰退分布(Ricean fading distribution)p_x(x)：

$p_x\left(x\right)=\frac{x}{{\mathrm{\σ}}_u^2}\·\exp (-\frac{x^2+A_u^2}{{2\mathrm{\σ}}_u^2})\·I_0\left(\frac{A_u\·x}{{\mathrm{\σ}}_u^2}\right)$ 方程式(14)

I₀(x)为该第一型态以及零阶的修正贝塞尔函数，以及A_u ²为该可视线分量的信号强度：

$A_u^2=E{\left\{u_I\right\}}^2+E{\left\{u_Q\right\}}^2$ 方程式(15)

该莱斯因子K加以定义为该可视线分量的该信号强度以及该多路径分量的该方差间的比值：

$K=\frac{A_u^2}{{2\mathrm{\σ}}_u^2}$ 方程式(16)

再者，在基频中的该莱斯多路径频道的该复合波封表示如下：

方程式(17)

另外，

$E\left\{u{|}^2\right\}=A_u^2+{2\mathrm{\σ}}_u^2=1$ 方程式(18)

$E\left\{u_I^2\right\}=E\left\{u_Q^2\right\}=\frac{1}{2}$ 方程式(19)

$E\left\{u_I\right\}=E\left\{u_Q\right\}={\mathrm{\σ}}_u\·\sqrt{K}=\sqrt{\frac{K}{2\·(K+1)}}$ 方程式(20)

$E\left\{{(u_I-E\{u_I\left\}\right)}^2\right\}=E\left\{{(u_Q-E\{u_Q\left\}\right)}^2\right\}={\mathrm{\σ}}_u^2=\frac{1}{2\·(K+1)}$ 方程式(21)

在一莱斯分布的例子中，该等自该相干积分器6所发射的数值s_μ由下列方程式加以提供：

$s_{\mathrm{\μ}}=\sqrt{2C}\·d_{\mathrm{\μ}}\·\frac{1}{L}\·R_{\mathrm{rc}}\left(\mathrm{\τ}\right)\·\mathrm{si}(\mathrm{\Δ\ω}\·\frac{T_c}{2})\·\exp (j\·\mathrm{\Δ\Φ})\·u_{\mathrm{\μ}}+w_{\mathrm{\μ}}$ 方程式(22)

在方程式(22)中，具有不等于零的平均数值的该两个高斯方差的相加会产生具有一不等于零的平均数值的一另一高斯方差，并且，自该相加程序所获得的该高斯方差可以加以标准化，以产生一不等于零、且具有一方差1的标准分布。

该检测器9所达成的该临界数值决定为下列的形式：

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{Rice}}=\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|S_{\mathrm{Rice},\mathrm{\μ}}\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}^2}\begin{array}{c}{H}_1\\ \≥\\ \≤\\ H_0\end{array}{\mathrm{\κ}}_{\mathrm{Rice}}$

其中，σ_Ri ²表示如下：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}^2=C\·\frac{1}{L^2}\·R_{\mathrm{rc}}^2\left(\mathrm{\τ}\right)\·{\mathrm{si}}^2({\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{\μ}}\·\frac{T_C}{2})\·\frac{1}{K+1}+\frac{N_0}{T_C}$ 方程式(24)

根据上述的该等方程式，该几率密度p_Λ(可能密度函数)乃会具有一非中心x²分布函数：

$p_{{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{Rice}}}\left(s\right)=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}\·}{\mathrm{\χ}}_M^2(\frac{s}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}},{\mathrm{\γ}}^2)$ 方程式(24)

$=\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}}\·{\left(\frac{s}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}\·{\mathrm{\γ}}^2}\right)}^{\frac{M-2}{4}}\·\exp (-\frac{s}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}}-\frac{{\mathrm{\γ}}^2}{2})\·I_{\frac{M}{2}-1}\left(\sqrt{\frac{s\·{\mathrm{\γ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}}}\right)$ 方程式(25)

I_M/2-1(x)为该第一型态以及第(M/2-1)阶的修正贝塞尔函数(Bessel function)，并且，在方程式(25)中的该x²分布函数的自由程度计数M_Rico以及该非向心性参数(non-centralityparameter)γ² _Rice如下而加以计算：

$M_{\mathrm{Rice}}=2\·\frac{T_n}{T_c}$ 方程式(26)

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{Rice}}^2=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_v^2=\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{\frac{T_n}{T_c}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}^2}\·[E{\left\{\mathrm{Re}\right\{s_{\mathrm{Rice},\mathrm{\μ}}\left\}\right\}}^2+E{\left\{\mathrm{Im}\right\{s_{\mathrm{Rice},\mathrm{\μ}}\left\}\right\}}^2]$

$=\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{\frac{T_n}{T_c}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ri}}^2}\·C\·{(\frac{1}{L^2}\·R_{\mathrm{rc}}\left(\mathrm{\τ}\right))}^2\·{\mathrm{si}}^2({\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{\μ}}\·\frac{T_C}{2})\·\frac{K}{K+1}$

$=\frac{K\·T_n}{T_c}\·(1+\frac{N_0(K+1)}{T_c\·C\·R_{\mathrm{rc}}^2\left(\mathrm{\τ}\right)\·{\mathrm{si}}^2({\mathrm{\Δ\ω}}_{\mathrm{\μ}}\·\frac{T_c}{2})})$ 方程式(27)

若是该占优势的可视线信号变得较微弱时，则该莱斯分布会瓦解成为瑞利分布(Rayleigh distribution)，以及该莱斯因子K乃会被视为零，因此，一瑞利分布的该几率密度p_Λ的条件方程式会为下列的形式：

$p_{{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{Rayleigh}}}\left(s\right)=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ra}}\·}{\mathrm{\χ}}_M^2\left(\frac{s}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ra}}}\right)$

$=\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ria}}}\·\frac{\exp (-\frac{s}{{2\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ra}}})\·{\left(\frac{s}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ra}}}\right)}^{\frac{M}{2}-1}}{2^{\frac{M}{2}}\·\mathrm{\Γ}\left(\frac{M}{2}\right)}$ 方程式(28)

其中：

$\mathrm{\Γ}\left(\frac{M}{2}\right)=\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}{x}^{\frac{M}{2}-1}\·e^{-x}\mathrm{dx}$ 方程式(29)

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Ra}}^2=C\·\frac{1}{L^2}\·R_{\mathrm{rc}}^2\left(\mathrm{\τ}\right)\·{\mathrm{si}}^2(\mathrm{\Δ\ω}\·\frac{T_C}{2})+\frac{N_0}{T_C}$ 方程式(30)

本发明提供该莱斯因子K进行评估，以及以该莱斯因子K作为基础而提供该最佳临界数值κ进行计算，其中，若是在一固定数值，举例而言，10^-3，会依照该内曼准则而为了该可能性预先加以决定的条件下，该最佳临界数值κ可以藉由方程式(8)以及(25)而加以计算，该评估单元10加以提供在图1中，以用于评估该莱斯因子K，而该临界数值κ则是可以在该评估单元10中、或是在该检测器9中进行计算。

在图1中，该评估单元10被馈送自该非相干积分器8，而作为此的一替代方案，一用于评估该莱斯因子K的评估单元亦会跟随在该乘法器5后，类似于此的一接收器20的方块图则是举例说明于图2中，该接收器20与在图1中所举例说明的该接收器1的不同仅在于，相较于该评估单元10，该评估单元21以及该评估单元21的相对应不同的内部设计，此外，作为该两个已经提及的选择的一替代方案，该评估单元亦可以被馈送自该相干积分器6、或是自该强度平方及强度形成装置7。

本发明会造成该接收器的灵敏性的相当程度改善，其中，该非相干积分时间T_n越长且该莱斯因子越低，则相较于公知的接收器，该灵敏性就越高，举例而言，一非相干积分时间T_n＝10秒以及一莱斯因子K＝11乃会造成一灵敏性增益3.0dB。

至于灵敏性增加的更进一步例子则显示在图3A，图3B至图8A，图8B，而在该些已经提及的图式中，检测该定位信号的可能性P_d则是会在每一个例子中相对于该信号载波功率C与该噪声功率频谱密度N₀间的比值C/N₀而进行描绘，其中，该等虚线曲线表示一公知接收器的可能性P_d，而同时间，该实线曲线则是表示适合于根据本发明的一接收器的可能性P_d，并且，在计算图3A至图8B中所显示的该等曲线时，加以设定为P_f＝10^-3以及T_c＝20ms，而在所呈现的例子中，该寻找该接收器位置的程序乃是以GPS L1-C/A标准作为基础。

一种用于评估该莱斯因子K的方法将于接下来的内容中进行解释，而此方法则是在先前已提及具有参考案号102004027666.8的德国专利申请中有所叙述。

该用于评估该莱斯因子K的方法乃是以该莱斯分布的第二以及第四非中心力矩作为基础，而在一完全通用的形式中，该莱斯分布的该非中心力矩可以由下列的方程式提供：

方程式(31)

在方程式(31)中，₁F₁(x；y；z)代表合流超几何函数(confluenthyper-geometric function)，并且，该莱斯分布的该等线性非中心力矩会加以简化，以形成公知的力矩，因此，特别地是：

E{R²}＝A²+2σ²方程式(32)

E{R⁴}＝A⁴+8σ²A²+8σ⁴方程式(33)

该莱斯因子K的定义已经于先前述及：

$K=\frac{A^2}{{2\mathrm{\σ}}^2}$ 方程式(34)

由于该莱斯分布的所有该等个别力矩乃是取决于σ以及K，因此，一现在仅取决于该莱斯因子K的辅助函数会加以定义为：

$f_{n,m}\left(K\right)=\frac{{\left(E\right\{R^n\left\}\right)}^m}{{\left(E\right\{R^m\left\}\right)}^n}$ 方程式(35)

$f_{\mathrm{2,4}}\left(K\right)=\frac{{\left(E\right\{R^2\left\}\right)}^4}{{\left(E\right\{R^4\left\}\right)}^2}={\left[\frac{{(K+1)}^2}{K^2+4K+2}\right]}^2$ 方程式(36)

解K的方程式(36)会产生一非负解(non-negative solution)，而该非负解则是会提供该莱斯因子K的一指示评估：

${\hat{K}}_{\mathrm{2,4}}=\frac{\hat{E}\left\{R^4\right\}-2{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^2\right\}\·\sqrt{2\·{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}}}{{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}}$ 方程式(37)

该所叙述的方法乃是藉由快速收敛以及一低程度的执行复杂度而加以区分。

图9显示一用于利用上述方程式(37)而评估该莱斯因子K的评估设备100。

正如在图9所举例说明的该方块图中所显示的一样，信号数值乃是经由一输入端101而进入该评估设备100中，再者，该等信号数值首先会被传送至一强度平方装置102，其输出端会被连接至一平方装置103的输入端以及一连续平均装置(running averaging device)104，而该连续平均装置104则是会产生在该方程式(37)中所发生的该等项次

的近似数值，另外，该平均装置103的该输出端会被传送至一连续平均装置105的输入端，以及该连续平均装置105乃会产生于该方程式(37)中所发生该等项次的近似数值，再者，该连续平均装置104的输出端会被传送至一平方装置106的输入端以及传送至一乘法器107的第一输入端，并且，该平方装置106的输出端乃会被传送至一加法器108的第一输入端，在此同时，该连续平均装置105的输出端乃会被传送至该具有一负数学符号(negative mathematicalsign)加法器108的第二输入端，接着，该加法器110的输出端会被连接至一平方根装置111，而该平方根装置111的输出端则是会被连接至该乘法器107第二输入端，至于该乘法器107的输出端则是会被传送至一具有一负数学符号加法器112的一第一输入端，以及乘二乘法器(times-two multiplier)109的输出端乃会与一负数学符号一起被传送至该加法器112的一第二输入端，而在此同时，该连续平均装置105的该输出端则是会被传送至该加法器112的一第三输入端，再者，该加法器112的该输出端会被传送至一结合乘法器/除法器113的乘法器输入端，同时间，该加法器108的该输出端会被传送至该除法器输入端，其中，该乘法器输入端乃会被供给以来自该方程式(37)右边式子的枚举器(enumerator)，同时，解枚举器(denominator)乃会被传送至该除法器输入端，此外，该结合乘法器/除法器113的输出端乃会产生该莱斯因子K的已评估数值，而该已评估数值则是可以在该评估设备100的该输出端114处进行分接。

图10A，图10B以及图11A，图11B举例说明用于评估该莱斯因子K的两个收敛仿真。在图10A以及图10B中所举例说明的该仿真显示一具有一K＝10莱斯分布的程序，而在图11A以及图11B中所举例说明的该仿真则是显示一具有一K＝0瑞利分布的程序。

正如可以由图10B中所看出，利用该方程式(37)而加以评估的该莱斯因子会收敛至该数值K＝10，同时间，图11B则是显示，该莱斯因子乃会逼近数值0。

Claims (26)

1.一种用于一以定位信号的不同延迟时间的评估作为基础的寻位系统的接收器(1；20)，且其中，该等定位信号乃是自具有已知位置的二、或多个发射器发射，并且，会被该接收器(1；20)所接收，该接收器包括：

一计算单元(6，7，8)，用于以该接收器(1；20)所接收的一信号作为基础而计算一统计数值(Λ)；

一检测器单元(9)，其经设计而进行该统计数值(Λ)与一临界数值(κ)的比较，并且，会以该比较作为基础而决定该已接收信号是否为一定位信号，及/或该已接收信号是否用于寻找该接收器的位置；

一评估单元(10；21)，用于评估发射该已接收信号的无线电连结的莱斯因子(K)；以及

一决定单元，用于以该已评估莱斯因子(K)作为基础而决定该临界数值(κ)。

2.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该决定单元经设计而以该已评估莱斯因子(K)作为基础而计算该已接收信号的几率密度，以及经设计而以该几率密度作为基础而计算该临界数值(κ)。

3.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该决定单元经设计而以该已评估莱斯因子(K)作为基础而计算已预先处理的该已接收信号的几率密度，以及经设计而以该几率密度作为基础而计算该临界数值(κ)。

4.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该决定单元乃经设计而以该已评估莱斯因子(K)作为基础而计算该已接收信号的几率密度，以及设计而以该几率密度作为基础、并藉由一表而决定该临界数值(κ)。

5.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该决定单元乃经设计而以该已评估莱斯因子(K)作为基础而计算已预先处理的该已接收信号的几率密度，以及设计而以该几率密度作为基础、并藉由一表而决定该临界数值(κ)。

6.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该决定单元乃经设计而以该已评估莱斯因子(K)作为基础、并藉由一表而决定该临界数值(κ)。

7.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该决定单元经设计而以一已预先决定的固定不正确检测可能性作为基础而计算该临界数值(κ)，且其中，该不正确检测可能性乃是该已接收信号并非为一已同步化定位信号、但却被该检测器单元认定为一定位信号的可能性。

8.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

于该计算单元中，该已接收信号的取样数值(r_v)乃会馈送一串联电路(6，7，8)，且其中，该串联电路包括一用于相干积分的第一积分器(6)，一强度平方或强度形成装置(7)，以及一用于非相干积分的第二积分器(8)。

9.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

藉由该等发射器进行发射的该等定位信号乃会进行展频编码；以及

一解展频单元(5)乃会设在该计算单元中，以解展频该已接收信号。

10.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

来自该计算单元(6，7，8)的该统计数值(Λ)乃会馈送至该用于评估该莱斯因子(K)的评估单元(10；21)。

11.根据权利要求9所述的接收器(1；20)，其特征在于，

来自该解展频单元(5)的已解频取样数值乃会馈送至该用于评估该莱斯因子(K)的评估单元(10；21)。

12.根据权利要求1至11的其一所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该莱斯因子(K)乃是藉由该评估单元(10；21)利用下式而进行评估：

${\hat{K}}_s\≈\frac{\hat{E}\left\{R^2\right\}\·2\·\hat{E}\left\{{(R-\hat{E}\{R\left\}\right)}^2\right\}}{2\·\hat{E}\left\{{(R-\hat{E}\{R^2\left\}\right)}^2\right\}},$

其中，R为该已接收信号的取样数值的振幅，以及

是藉由形成x的一连续平均而进行逼近。

13.根据权利要求1至11的其一所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该莱斯因子(K)藉由该评估单元(10；21)利用下式而进行评估：

${\hat{K}}_{\mathrm{2,4}}=\frac{\hat{E}\left\{R^4\right\}-2{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^2\right\}\·\sqrt{2\·{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}}}{{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}},$

其中，R为该已接收信号的取样数值的振幅，以及

是藉由形成x的一连续平均而进行逼近。

14.根据权利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，

该寻位系统的该发射器系乃配置在卫星上、或是在陆地上。

15.一种用于在一寻位系统中寻找一接收器(1；20)位置的方法，其以定位信号的不同延迟时间的评估作为基础，且其中，该等定位信号乃是由具有已知位置的二个、或多个发射器所发射，并且，由该接收器(1；20)所接收，该方法包括下列步骤：

(a)以该接收器(1；20)所接收的一信号作为基础而计算一统计数值(Λ)；

(b)比较该统计数值(Λ)以及一临界数值(κ)；

(c)以该比较的结果作为基础而决定该已接收信号是否为一定位信号，及/或该已接收信号是否被用于寻找该接收器的位置；

(d)评估用以发射该已接收信号的无线电连结的莱斯因子(K)；以及

(e)以该已评估莱斯因子(K)作为基础而决定该临界数值(κ)。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

该已接收信号的几率密度乃会以在步骤(e)中的该已评估莱斯因子(K)作为基础而进行计算，以及

该临界数值(κ)乃是以该几率密度作为基础而进行计算。

17.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

已预先处理的该已接收信号的几率密度乃会以在步骤(e)中的该已评估莱斯因子(K)作为基础而进行计算，以及

该临界数值(κ)乃是以该几率密度作为基础而进行计算。

18.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

该已接收信号的几率密度乃会以在步骤(e)中的该已评估莱斯因子(K)作为基础而进行计算，以及

该临界数值(κ)乃是以该几率密度作为基础而藉由一表而进行计算。

19.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

已预先处理的该已接收信号的几率密度乃会以在步骤(e)中的该已评估莱斯因子(K)作为基础而进行计算，以及

该临界数值(κ)乃是以该几率密度作为基础而藉由一表而进行计算。

20.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

该临界数值(κ)在步骤(e)中乃是以该已评估莱斯因子(K)作为基础而藉由一表决定。

21.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

该临界数值(κ)乃是以一已预先决定的固定不正确检测可能性作为基础而进行计算，且其中，该不正确检测可能性乃是该已接收信号并非为一已同步化定位信号、但却在步骤(c)中被认定为一定位信号的可能性。

22.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

已接收的已展频编码信号的取样数值(r_v)乃会于步骤(a)中进行解展频；

该等已解展频取样数值乃会进行相干积分；

形成对于该相干积分结果的强度的平方；以及

该等强度的该等平方进行非相干积分。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，

该莱斯因子(K)乃会以该统计数值(Λ)作为基础，或是以展频取样数值作为基础，或是以已非相干积分的展频取样数值作为基础，或是以该已非相干积分的展频取样数值的强度作为基础而进行评估。

24.根据权利要求15至23的其一所述的方法，其特征在于，

该莱斯因子(K)乃是藉由下式而进行评估：

${\hat{K}}_s\≈\frac{\hat{E}\left\{R^2\right\}\·2\·\hat{E}\left\{{(R-\hat{E}\{R\left\}\right)}^2\right\}}{2\·\hat{E}\left\{{(R-\hat{E}\{R^2\left\}\right)}^2\right\}},$

其中，R为该已接收信号的取样数值的振幅，以及

藉由形成x的一连续平均而进行逼近。

25.根据权利要求15至23的其一所述的方法，其特征在于，

该莱斯因子(K)藉由利用下式而进行评估：

${\hat{K}}_{\mathrm{2,4}}=\frac{\hat{E}\left\{R^4\right\}-2{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^2\right\}\·\sqrt{2\·{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}}}{{\left(\hat{E}\right\{R^2\left\}\right)}^2-\hat{E}\left\{R^4\right\}},$

其中，R为该已接收信号的取样数值的振幅，以及

藉由形成x的一连续平均而进行逼近。

26.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，

该寻位系统的该发射器配置在卫星上、或是在陆地上。

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