CN100525267C - 时域已知序列的ofdm系统信道估计和均衡装置及其方法 - Google Patents

Abstract

一种基于插入时域已知序列的OFDM的信道估计和均衡装置，可应用于手持移动数字多媒体终端。该装置的包括：数据分离器，将接收到的信号分离成时域已知序列和DFT数据帧体；去除时域已知序列干扰单元，根据得到的信道冲激响应对接收数据进行重构循环卷积；时域信道估计单元，得到信道的冲激响应，送给频域均衡单元；本地时域已知发生器单元，产生本地时域已知序列；FFT单元；频域均衡单元，用于完成频域均衡。该装置能够实现一种高频谱利用率的系统的信道估计和接收，并且复杂度不高，可以满足手持移动设备的要求。

Description

时域已知序列的OFDM系统信道估计和均衡装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种信道估计和均衡装置，特别涉及一种时域已知序列的正交频分复用调制接收机的信道估计和均衡装置及其系统。

背景技术

数字信息传输技术的出现，使得语音、图像、文字可以以统一的格式传输，从而也引起了各种媒体终端相结合的趋势。今年来，随着数字电视技术和移动通信技术的飞速发展，同时，随着生活水平的不断提高，人们开始希望能够随时、随地地通过传统的手机终端来收看最新的电视节目。这种技术和需求的发展导致了一种新的手持移动数字多媒体信息传输技术的产生，也就是通常所说的“手机电视”。

手机电视中所采用的信息传输的方式，基本可以沿用数字电视地面广播的传输技术。但是，手持设备本身的特点又给系统提出了新的要求。

在地面无线广播传输的过程中，由于信道的衰落和多径造成了其频率选择特性。同时如果发射机或者接收机是移动的，此时会造成信道的时间选择特性。

为了保证在移动和市内环境下也能获得较好的性能，必须进行准确的信道估计和均衡装置。在传统的多载波系统中，一般采用频域估计和均衡的方式，进行处理。

一些传统的单载波系统，如美国的ATSC系统，采用的是如图7所示的判决反馈均衡器(Decision Feedback Equalizer，DFE)时域均衡的过程，它可以使用场同步进行训练，但是两个场同步数据段的间隔为24ms，所以对于变化比较快的信道，就需要进行自适应的盲均衡。这种方法的主要缺点在于：为了达到理想的效果，均衡器往往需要大量的抽头，增加了系统的硬件复杂度和成本，而且，由于DFE是IIR结构，存在着不稳定的问题，同时其正常工作也需要一定的信噪比，信道变化不能太快，这就限制了其跟踪速度。

欧洲的DVB-H(以及用于地面数字电视广播的DVB-T)系统，使用了频域导频频域均衡的方法。如图8所示，频域的OFDM信号被输入到分离器51，经信号分离后，导频位置上的接收数据和本地产生的原始导频序列进入除法器52，得到导频位置的信道估计值

${\hat{H}}_p(n,k)=\frac{Y_p(n,k)}{X_p(n,k)}$

(1)

其中Y_p(n，k)，X_p(n，k)分别表示导频位置的发送和接收频域信号。

然后进入内插器54，对

进行时—频域二维内插就可以得到整个信道估计的值

。接着将信道估计值和原始的接收数据送入均衡器55中，就可以对接收数据进行均衡得到原始发送数据的估计值。

$\hat{X}(n,k)=\frac{Y(n,k)}{\hat{H}(n,k)}$

(2)

对于ATSC来说，由于使用了自适应的判决反馈均衡器，要求所处理的数据流是连续的，而对于手持移动数字多媒体终端来说，数据往往是突发的或者不连续的，所以ATSC的均衡装置不适合手持设备。

而如图8所示的DVB-H所用的频域估计，可以在静态和中低速环境中得到较好的信道估计结果，但是由于频域数据中插入了大量的导频，这样降低了频谱利用率。

综上所述，现有一些系统的信道估计方法，都采用频域导频进行信道估计，一方面大大降低系统频谱效率，损伤有效数据率；另一方面，前后帧的内插计算，将不能很好的满足未来手持移动数字多媒体信息传输的要求。

发明内容

本发明的目的是提供一种信道估计和均衡装置，它基于插入时域已知序列的OFDM，适用于发端送出的数据帧包括一个携带时域已知随机序列作为帧头和频域数据的通信系统，尤其适用于移动终端，特别是手持数字多媒体终端。

插入时域已知序列的OFDM，使用帧头的时域已知序列进行估计，因而不需要在频域数据中插入导频，从而大大提高了频谱利用率。同时，由于仍然可以采用每个OFDM符号均衡一次的块处理方式，所以不存在ATSC不适合突发传输的问题。

为了实现本发明的上述目的，本发明的第一方面提出一种时域已知序列的OFDM的信道估计和均衡装置，包括：数据分离器，其输入端接收OFDM信号，输出时域已知信号数据帧体以分别输入至时域信道估计模块和去时域已知干扰模块相连；去除时域已知序列干扰单元，一个输入端接收来自所述数据分离器的数据帧体，另一个输入端与时域信道估计单元相连，其输出连接至FFT单元；时域信道估计单元，一个输入端与本地时域已知发生器相连，另一个输入端输入的是所述数据分离器分离出的接收数据中对应的时域已知序列，经过对比计算，将得到信道的冲激响应h_n，其中n＝1，2，3......K，并输出给FFT单元和去除时域已知序列干扰单元；本地时域已知序列发生器单元，它在本地产生与发端保持一致的时域已知序列，其输出连接到所述时域信道估计单元；FFT单元，对接收的从所述去除时域已知序列干扰单元输出的时域数据和所述时域信道估计单元估计出的信道冲激响应进行FFT变换，对应输出的频域数据和信道频域响应进入频域均衡模块进行频域均衡；频域均衡单元，一个输入端接收所述FFT单元送出的频域数据，另一个输入端接收所述FFT单元送出的信道频域响应，完成频域均衡，输出恢复的频域数据。

根据本发明第二方面的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述时域信道估计单元采用一个经过改造的FIR滤波器结构，包括：由K个单位时延寄存器组成的单位时延寄存器组，存放本地时域已知发生器产生的信号，并进行单位延迟操作；由K个乘法器组成的第一乘法器组，该乘法器组中的每一个乘法器将与之相对应的一个单位时延寄存器内的数据与现有滤波器的抽头更新的中间值相乘；由K个累加器组成的累加器组，用于更新滤波器的抽头系数，并输出信道脉冲冲击响应h_n，其中n＝1，2，3......K；由K个乘法器组成的第二乘法器组，该乘法器组中的每一个乘法器将与之相对应的一个单位时延寄存器内的数据与与之相对应的一个累加器输出的更新后滤波器的抽头系数相乘，送入误差信号生成器；误差信号生成器，将第二乘法器组的输出信号值加和，和当前实际接收到的时域已知信号进行对比相减，产生误差信号；第三乘法器，接收所述误差信号生成器输出的误差信号和外部输入的调整步长，输出调整抽头更新的中间值，送入第二乘法器组中的每一个乘法器中。

根据本发明第三方面的信道估计和均衡装置，其特征在于，在所述本地时域已知序列发生器单元产生的信号是BPSK信号的情况下，用第一符号变换模块组和第二符号变换模块组代替所述第一乘法器组和所述第二乘法器组。

根据本发明第四方面的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述的时域信道估计单元中的K值可以选择等于信道中出现的最大延时的多径采样后的归一化延时量。

根据本发明第五方面的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述的时域信道估计单元的输入是时域已知序列，所述频域均衡单元的输入和输出是频域数据。

根据本发明第六方面的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述的时域信道估计单元所输入的时域已知序列可以是PN序列，或者任意一种具有伪随机特征的已知序列。

根据本发明的第七方面，提供了一种时域已知序列的OFDM的信道估计和均衡方法，包括：对输入的OFDM信号进行同步；将已经同步的OFDM信号分离为时域已知序列和数据帧体两部分；对分离获得的时域已知序列进行信道估计；对估计出的信道冲激响应和数据帧消除已知序列干扰；将时域数据和估计出的信道脉冲冲激响应处理变到频域响应；进行频域均衡。

根据本发明第八方面的信道估计和均衡方法，其特征在于，所述方法在时域对数据进行处理，所述均衡步骤后的输出是频域数据。

根据本发明第九方面的信道估计和均衡方法，其特征在于，所述时域已知序列可以是PN序列，或者任意一种具有伪随机特征的已知序列。

所述装置适用于发端送出的数据帧包括一个携带时域已知随机序列作为帧头和频域数据的通信系统。

该装置能够实现一种高频谱利用率的系统的信道估计和接收，并且复杂度不高，可以满足手持移动设备的要求。

附图说明

图1为本发明提出的时域训练信道估计频域均衡装置的示意图。

图2为本发明装置中时域信道估计单元的结构示意图。

图3为本发明装置中时域信道估计单元的另一种实现方式的结构示意图。

图4为用于本发明相关的手持移动数字多媒体系统的帧结构示意图。

图5为重构数据循环化的方法示意图。

图6为表明本发明的实施例的时域训练信道估计和均衡方法的流程图。

图7为ATSC中传统的判决反馈均衡器示意图。

图8为DVB-T(DVB-H)中使用频域导频的信道估计和均衡装置示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细的描述本发明的优选实施例。

图1是根据本发明优选实施例的时域训练估计频域均衡装置的示意图，如图1所示，根据本发明优选实施例的信道估计和均衡装置包括：数据分离器10，它处理的输入数据是具有如图4所示帧结构的OFDM符号，这种符号结构包括了时域已知序列构成的帧头部分和一个DFT数据帧体部分，数据分离器10将接收到的信号分离成时域已知序列和DFT数据帧体，它的输入端与接收机前端的A/D变换模块相连，它的一个输出端输出时域已知信号也可以称为帧头部分，另一个输出端则输出数据帧体部分，这两个端口分别与时域信道估计单元20和去除时域已知干扰单元12相连；去除时域已知序列干扰单元12，它有两个输入端口，一个输入端口输入接收数据帧体，另一个输入端口与时域信道估计单元20输出的脉冲冲激响应相连，根据得到的信道脉冲冲激响应对接收数据进行重构循环卷积，以消除信道的干扰，恢复出的数据被送入FFT单元14；时域信道估计单元20，它的作用是得到信道的冲激响应，输出给FFT单元14和去除时域已知序列干扰单元12，它有两个输入，其中一个输入与本地时域已知发生器22相连，另一个输入端输入的是数据分离器10分离出的接收数据中对应的时域已知序列，经过对比计算，将得到信道的冲激响应h_n:(n:1---K)，并输出给FFT单元14和去除时域已知序列干扰单元12；本地时域已知序列发生器单元22，它在本地产生与发端保持一致的时域已知序列，其输出连接到时域信道估计单元20；FFT单元14，对接收的时域数据和估计出的信道冲激响应进行FFT变换，对应输出的频域数据和信道频域响应进入频域均衡单元16进行频域均衡；频域均衡单元16，通过一个除法运算，用于完成频域均衡，它有两个输入端，一个输入接收到FFT单元14送出的频域数据，一个输入FFT单元14送出的信道频域响应，经过一个除法运算，完成频域均衡，送出恢复的频域数据。

时域信道估计单元20通常是一个如图2所示的结构。这种装置可以看作一个有限冲激响应滤波器，它的完整结构包括：由多个单位时延寄存器组成的单位时延寄存器组100，由多个累加器组成的累加器组400，由多个乘法器I组成的第一乘法器组和一个加法器。其中的各个单元功能描述如下：单位时延寄存器组100，将输入信号依次延迟一个单元之后放在该组内的各个寄存器内；由多个乘法器I组成的第一乘法器组200，该乘法器组200根据误差信号和当前寄存器中的数据产生每个抽头下次的更新值；由多个乘法器II组成的第二乘法器组300，该乘法器组300用于将寄存器内的数据与滤波器的抽头系数相乘；还有一个乘法器600用于跟误差信号乘上一个调整的步长；累加器组400，用于更新滤波器的抽头系数；误差信号生成器500，用于将所有抽头系数产生的信号值加和，和当前接收信号对比，产生误差信号。

时域信道估计单元20中各个模块的的连接关系为：单位时延寄存器：单位时延寄存器组100中各单位时延寄存器依次连接，它们的输入为本地产生的时域已知随机序列，每个单位时延寄存器有两个输出分别和乘法器组200中的一个乘法器以及乘法器组300中的一个乘法器相连；乘法器：其中乘法器组200中每个乘法器I的两个输入分别与单位时延寄存器组100中各自相对应的一个单位时延寄存器和经过步长调整的误差信号相连，输出结果送入误差信号生成器500；另一组乘法器300中每个乘法器II的两个输入分别与和其相对应的单位时延寄存器和累加器的输出相连，其输出结果送入加法器；另外还有一个乘法器600，两个输入端分别为误差信号和调整步长，输出端送到前述的第一组乘法器；累加器：累加器组400中的各个累加器其输入与乘法器组200中相应乘法器I相连，输出与另一乘法器组300中相应乘法器II相连；误差信号生成器500：包括连接到乘法器组300中的各个乘法器II的多个输入端口和一个接收当前时刻的接收信号y(n)的输入端口，还包括和一个乘法器600相连用以输出误差信号e(n)的输出端口。

时域信道估计单元20首先将本地时域已知序列发生器22产生的信号依次读入单位时延寄存器组100中；然后将寄存器组100中各寄存器内的数据与抽头系数相乘累加后得到的输出信号和当前实际接收到的时域信号比较，得到误差信号error(n)；接着，根据误差信号对训练器的抽头进行调节更新；最后.当误差信号收敛时，所得到的抽头系数就是信道的时域冲激响应h_n:(n:1---K)。

对本发明所使用的各种基本单元的数目可以做如下的基本规定，如果实际的信道冲激响应持续时间为(J+1)*Ts，其中Ts为采样时间，那么整个装置中所使用的单位时延寄存器个数应该是一个大于J的整数，乘法器个数应该是大于2J+1的整数，累加器个数应该是大于J的整数。

如果在通信系统的发端送出的时域的已知随机序列是一个采用BPSK映射的序列，例如只包含+1和-1，则可以将装置中的两组乘法器用简单的数据符号变换模块代替。其原因在于，如前所述的信道冲激响应估计装置，即图2的时域信道估计单元20中各个单元的连接关系，两组乘法器200、300都有一个输入端口与单位时延寄存器组100相连，而单位时延寄存器的输入则是本地产生的时域已知随机序列。也就是说，在输入随机序列是+1和-1的情况下，乘法器I和II可以用一个简单的符号变换模块代替。

此时，参考图3，给出了另一实施方式的时域信道估计单元20’，可以包括：单位时延寄存器组100’，将本地时域已知随机序列x′(n)产生的信号依次延迟一个单元之后放在寄存器内；由多个符号变换模块I组成的第一符号变换模块组200’和由多个符号变换模块II组成的第二符号变换模块组300’，根据寄存器内的数据与对滤波器抽头系数的符号进行判断，也产生每个抽头下次的更新值；累加器组400’，用于更新滤波器的抽头系数；误差信号生成器500’，用于将所有抽头系数产生的信号值加和，和当前接收信号y′(n)对比，产生误差信号e′(n)。

时域信道估计单元20和20’中寄存器的数据来自本地时域已知序列发生器，通常是时域已知序列，该序列可以是PN序列，或者任意一种具有伪随机特征的已知序列，作为时域信号处理；

回到图1，去除时域已知序列干扰单元12用于循环卷积重构。图5给出了重构接收信号循环卷积特性的具体实现方法。首先，将本地生成的PN保护间隔GI1同估计出的时域信道响应h进行线性卷积，得到G(图中L为多径的最大时延长度)，然后将接收到的信号根据图7所示的位置，作分段相减运算，得到S₁和S₂。最后，将S₂加和到S₁上，得到S，从而消除时域已知序列保护间隔对数据段的干扰，并对数据段进行循环卷积重构。

图6是表明本发明的实施例的时域训练信道估计和均衡方法的流程图。参照图1所示的结构对图6所示的流程图进行说明。首先，在步骤S100中对输入的OFDM信号进行同步。在步骤S200中，将已经同步的OFDM信号经过分离器10分为时域已知序列和数据帧体两部分。在步骤S300，分离获得的时域已知序列经过FIR训练器进行信道估计。

信道估计的过程包括：定义一个有J+1个抽头的FIR滤波器的抽头系数向量为：C(0)＝[c₀，c₁，…，c_J]^T，初始化值为[1，0，…，0]^T；

当接收数据开始是时域已知序列时，让对应的本地PN数据进入延迟线上的寄存器；

当寄存器中有J+1个数据，即X(n)＝[pn(n)，pn(n-1)，…，pn(n-J)]^T时，开始训练过程，采用LMS算法。

假设对应pn(n)时刻的实际接收数据为y(n)。训练过程如下：

$\hat{y}\left(n\right)={\left[C\left(n\right)\right]}^T\·X\left(n\right)$

$e\left(n\right)=y\left(n\right)-\hat{y}\left(n\right)$

C(n+1)＝C(n)+μ.e(n)·X^*(n)

其中的调整步长μ是一个可以预置或者自适应调节的参数，它与信道估计的速度和精度相关，可以取一个整数，如1，或者10。

当 $e\left(n\right)\→\stackrel{v}{0}$ 时，C(n)即为信道的脉冲冲激响应h。即 $\hat{h}={[c_0,c_1,\·\·\·,c_J]}^T,$ 这也对应于图1的时域信道估计单元的输出。

接下来，在步骤S400中，使估计出的信道冲激响应和数据帧经过模块12进行消除已知序列干扰的工作，这个步骤与图6对应给出的说明“去除PN干扰”相对应。

然后，在步骤S500中，将时域数据和估计出的信道脉冲冲激响应经过FFT模块14处理变到频域响应。最后，在步骤S600中，利用模块16进行频域均衡。

按照上述的流程，也可以用软件方式实现本发明所提出的装置。

从上述本发明实施例的描述可以理解，本发明给出的信道估计和接收装置可以通过帧头中的时域已知序列进行信道估计，提高了频域利用效率，同时，由于采用了每个OFDM符号进行一次频域均衡的块处理方式，能够适用于手持移动多媒体数字传输中的突发要求。

尽管参照其特定实施例已表示和描述了本发明，本领域的技术人员应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的精神和范围的情况下可做各种形式和细节的修改。

Claims (6)

1.一种时域已知序列的OFDM的信道估计和均衡装置，包括：

数据分离器(10)，其输入端接收OFDM信号，输出时域已知信号数据帧体以分别输入至时域信道估计模块(20)和去时域已知干扰模块(12)相连；

去除时域已知序列干扰单元(12)，一个输入端接收来自所述数据分离器的数据帧体，另一个输入端与时域信道估计单元(20)相连，其输出连接至FFT单元(14)；

时域信道估计单元(20)，一个输入端与本地时域已知发生器(22)相连，另一个输入端输入的是所述数据分离器(10)分离出的接收数据中对应的时域已知序列，经过对比计算，将得到信道的冲激响应hn，其中n＝1，2，3......K，并输出给FFT单元(14)和去除时域已知序列干扰单元(12)；

本地时域已知序列发生器单元(22)，它在本地产生与发端保持一致的时域已知序列，其输出连接到所述时域信道估计单元(20)；

FFT单元(14)，对接收的从所述去除时域已知序列干扰单元(12)输出的时域数据和所述时域信道估计单元(20)估计出的信道冲激响应进行FFT变换，对应输出的频域数据和信道频域响应进入频域均衡模块进行频域均衡；

频域均衡单元，一个输入端接收所述FFT单元(14)送出的频域数据，另一个输入端接收所述FFT单元(14)送出的信道频域响应，完成频域均衡，输出恢复的频域数据；

所述时域信道估计单元(20)采用一个经过改造的FIR滤波器结构，包括：

由K个单位时延寄存器组成的单位时延寄存器组(100)，存放本地时域已知发生器产生的信号，并进行单位延迟操作，K值可以选择等于信道中出现的最大延时的多径采样后的归一化延时量；

由K个乘法器组成的第一乘法器组(200)，该乘法器组中的每一个乘法器将与之相对应的一个单位时延寄存器内的数据与现有滤波器的抽头更新的中间值相乘；

由K个累加器组成的累加器组(400)，用于更新滤波器的抽头系数，并输出信道脉冲冲击响应hn，其中n＝1，2，3......K；

由K个乘法器组成的第二乘法器组(300)，该乘法器组中的每一个乘法器将与之相对应的一个单位时延寄存器内的数据与与之相对应的一个累加器输出的更新后滤波器的抽头系数相乘，送入误差信号生成器；

误差信号生成器，将第二乘法器组的输出信号值加和，和当前实际接收到的时域已知信号进行对比相减，产生误差信号；

第三乘法器，接收所述误差信号生成器输出的误差信号和外部输入的调整步长，输出调整抽头更新的中间值，送入第二乘法器组中的每一个乘法器中。

2.根据权利要求1所述的信道估计和均衡装置，其特征在于，在所述本地时域已知序列发生器单元(22)产生的信号是BPSK信号的情况下，

用第一符号变换模块组和第二符号变换模块组代替所述第一乘法器组和所述第二乘法器组。

3.根据权利要求1所述的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述的时域信道估计单元(20)中的K值可以选择等于信道中出现的最大延时的多径采样后的归一化延时量。

4.根据权利要求1所述的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述的时域信道估计单元(20)的输入是时域已知序列，所述频域均衡单元(16)的输入和输出是频域数据。

5.根据权利要求4所述的信道估计和均衡装置，其特征在于，所述的时域信道估计单元(20)所输入的时域已知序列可以是任意一种具有伪随机特征的已知序列，其中一个特例就是PN序列。

6.一种时域已知序列的OFDM的信道估计和均衡方法，包括：

对输入的OFDM信号进行同步；

将已经同步的OFDM信号分离为时域已知序列和数据帧体两部分；

对分离获得的时域已知序列通过训练的方法进行信道估计；

对估计出的信道冲激响应和数据帧消除已知序列干扰；

将时域数据和估计出的信道脉冲冲激响应处理变到频域响应；

进行频域均衡；

所述的信道估计是指：FIR滤波器的抽头系数向量为：

C(0)＝[c₀，c₁，…，c_J]^T，

其中：J+1为FIR滤波器的抽头个数，上述抽头系数向量的初始化值为：

[1，0，…，0]^T，

当接收数据开始是PN序列时，让对应的本地PN数据进入延迟线上的寄存器；当寄存器中有J+1个数据：

X(n)＝[pn(n)，pn(n-1)，…，pn(n-J)]^T，

采用LMS算法开始训练过程：

$\hat{y}\left(n\right)={\left[C\left(n\right)\right]}^T\·X\left(n\right),$

$e\left(n\right)=y\left(n\right)-\hat{y}\left(n\right),$

C(n+1)＝C(n)+μ·e(n)·X^*(n)，

其中：对应pn(n)时刻的实际接收数据为y(n)，调整步长μ是预置或者自适应调节的整数，该调整步长与信道估计的速度和精度相关，当

时，C(n)为信道的脉冲冲激响应h，时域信道估计单元的输出：

$\hat{h}={[c_0,c_1,\·\·\·,c_J]}^T.$

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