CN100502212C - 具有零电压切换的多相位转换器 - Google Patents

Abstract

一多相位直流至直流转换器包含：至少两个相位电路，每一个相位电路具有上部及下部金属氧化半导体场效晶体管；以及一前端电感器，配合这些相位电路而操作，用以形成一谐振储能电路，以确保零电压切换以及使功率损失减至最小程度。

Description

具有零电压切换的多相位转换器

【相关申请的对照】

本申请案基于先前2004年1月21日申请的共同待审临时申请案第60/538,091号。

【发明领域】

本发明关于电子电路的领域，尤其关于直流至直流转换器及切换模式电源，例如降压转换器。

【发明背景】

直流至直流转换器通常设计成切换调节式电源，亦称为切换模式电源。一些直流至直流转换器提高较低的输入电压(升压转换器)，而另外一些直流至直流转换器则为降低较高的输入电压(降压转换器)。有一种可降低电压的降压切换模式电源，其称为降压转换器，它是一种切换模式调节器或切换电源。在某些方面，这些装置类似一线性电源，而在另外其他方面，这些装置却又大不相同。一切换电源通常包括一能量储存电感器，有时并包括一非线性调节器网络。这种电源可并入一调节系统，其中一控制元件(例如功率金属氧化半导体场效晶体管开关)被快速地以开及关状态而切换。这种开/关脉冲可通过一振荡器/误差放大器/脉宽调制器网络做为一控制器来加以控制。因此，在较为一般的切换调节器中，晶体管开关(例如功率金属氧化半导体场效晶体管)是一控制元件。

在开状态(ON)的周期中，能量被吸入一电感器内，并储存于磁场中。当该控制元件转变成关状态(OFF)时，能量被储存并且通过一二极管来指引该电感器操作连接至一滤波器与负载。各种不同的取样电路可取样该输出电压并馈送一样本信号至做为控制器部分的误差放大器的输入端。可将该样本电压与一参考电压做比较，并且一误差放大器可增加其输出控制电压，该输出控制电压被传送至一脉宽调制器。该脉宽调制器产生一修正的开/关信号，例如有时是一方波，其时间由输入误差电压所决定。

有更多如切换模式电源的直流至直流转换器的特定范例揭示于共同让受公开的美国专例申请案第2003/0038614及2004/0070382号中，此处将这些揭示内容并入以供参照。如上所述，降压转换器的为一种特定型式的降压直流至直流转换器。

为了对各种微处理器提供电源，更特别的是对下一代微处理器提供电源，这需要约1伏特及高达1000安培的电流，因此于多相位降压转换器中的相位数持续地增加，有时需要8个相位之多。最佳相位数可由输出电流、系统效率、暂态需求、热管理、电容器成本、金属氧化半导体场效晶体管效能、尺寸限制及整体系统成本决定。用于降压转换器的控制器具有复杂的设计，通常设计成一具有伴随栅极驱动器的多相位脉宽调制器控制集成电路(例如HIP6301、HIP6601B、HIP6603B或HIP6604B)及外部金属氧化半导体场效晶体管，例如由本发明让受人IntersilAmericas Inc.所制造的。

多相位功率转换是优于先前单相位转换器架构的一种改良设计，并用于满足新一代微处理器对于电流增加之需求。多相位转换器将功率及负载电流做了分配，这造成了尺寸较小及成本较低的晶体管，其具有更少的输入及输出电容器。会产生这样的结果，其原因在于高效率转换频率，其具有较高频率波纹电流及相位交错。每一相位电路通常包括一下部金属氧化半导体场效晶体管及一上部金属氧化半导体场效晶体管，作为功率开关。降低转换器尺寸的需求以及高功率密度的需求需要增加用于功率转换器中的切换频率。然而在这些多相位直流至直流转换器(特别是降压转换器)中使用高切换频率会导致切换损失、压迫到功率元件以及产生电磁干扰。

【发明内容】

本发明具有多种优点，改良了切换模式电源及直流至直流转换器的效率，因为其可操作于零电压切换及可用于非隔离高输入/低电压输出电压转换器，例如一降压转换器。本发明使用一谐振储能电路，用于一多相位拓扑。Vout/Vin直流转换函数依相位数而定。与使用现有的降压拓扑来进行一般输出波纹消除相较之下，利用本发明则可到达更佳的效能。

在本发明中，工作周期不再仅为状态ON时间的函数，而是状态ON时间以及相位数(N)的函数。本发明利用例如脉宽调制控制器或其他降压转换器进行过零检测。在本发明中，可于金属氧化半导体场效晶体管转变成ON或OF之前，产生一跨越上部金属氧化半导体场效晶体管的零电压。在金属氧化半导体场效晶体管转变成ON或OF之前，产生一谐振储能电路，以完成一跨越该金属氧化半导体场效晶体管的零电压，其为改良拓扑的一部分。前端电感器是产生一所需的谐振储能电路。

一般而言，该金属氧化半导体场效晶体管具有一固有的寄生电容，做为谐振储能电路的一部分。如果该固有寄生电容太小的话，可增加一电容器。如果金属氧化半导体场效晶体管的原有二极管能力不足的话，则可增加一个二极管。

根据本发明，位于前端的电感器并不允许电流增加，直至金属氧化半导体场效晶体管完全处于ON状态为止。并不会有电流重叠的情况，直到金属氧化半导体场效晶体管转变为ON状态为止。至于该电感器，其暂态现象较为平顺并且该二极管缓慢地转成OFF状态，并非切换。因此可得知，存在有零电流跨越上部金属氧化半导体场效晶体管，且存在有零电压跨越下部金属氧化半导体场效晶体管。由于该谐振储能电路，状态ON的时间是固定的，但状态ON的时间则可根据控制器的信号内容而变动。每一相位的整个周期一直改变，且时间是可变的，其重要原因在于控制器可改变状态ON的时间。本发明是可操作的，因为当所有下部金属氧化半导体场效晶体管处于ON状态时，便会存在一时间周期，且因为该谐振存在，便可利用该时间周期。

根据本发明，一多相位直流至直流转换器包含：至少两个相位电路，每一个相位电路具有上部及下部金属氧化半导体场效晶体管；以及一前端电感器，配合这些相位电路而操作，用以形成一谐振储能电路，以确保零电压切换以及使功率损失减至最小程度。该转换器包含一控制器，配合相位电路来操作，用于过零伏检测。该控制器可为一脉宽调制控制器或其他的降压控制器。该谐振储能电路系用于达成跨越功率开关的零电压，该功率开关通常为场效晶体管。该转换器可包含：一反馈信号处理电路，可配合每一相位电路操作；以及一输出电容器，可以由这些相位电路而来之电压输出操作。一电容器可配合至少每一上部功率开关及下部功率开关而操作。一二极管亦可配合该上部功率开关及下部功率开关而操作。如果该功率开关的固有电容或二极管功能不足以形成谐振储能电路的话，则可增加这些电容器及二极管。

【附图说明】

通过参照附图而详细地描述说明内容，可清楚地了解本发明其他目的、特征及优点。

图1是多相位切换模式电源(亦即一直流至直流转换器)的示意性电路图，并表示用以形成本发明多相位拓扑的单一谐振储能电路的前端电感器。

图2是根据本发明的N相位时序图。

图3是表示Vout/Vin的图形，其为θ及N的函数。

图4是表示Vout/Vin的图形，其为θ及N的函数。

图5是表示模式1的电路功能范例的示意性电路图。

图6是类似于第5图的电路图的另一示意性电路图，但表示模式2的操作。

图7是表示关于VSW、VSW_Vin、相位1、相位2、相位N的时间的图形。

图8是表示所有3个相位皆为零电压切换的模拟结果。

图9是示意性电路图，表示类似于图1所示的2相位电路，但更详细地表示功能性元件，该元件可为该功率元件的内部元件。

图9A是图9的等效电路，表示在各个相位结构(电路)的电流I01及I02。

图10是本发明的等效电路，表示其于模式1之前的功能。

图11是本发明的等效电路，表示其于模式1的功能。

图12A是本发明的等效电路，表示其于模式2的功能。

图12B是表示图12A的电路操作的方程式。

图13A是本发明的等效电路，表示其于模式3的功能。

图13B是描绘图13A中所示等效电路的操作的公式。

图14是根据本发明状态平面图的图形。

图15至18是类似于图10、11、12A、13A的电路的等效电路范例，并表示不同模式及时间的功能性操作。

图19是表示根据本发明的相对于时间的能量不耗损情况的图形。

图20是表示工作效率对相位数及状态ON时间的3维图形。

图21是表示SPICE测试的结果。

图22是示意性电路图，表示SPICE模型设定的范例，其可用于模型化本发明。

图23是表示状态平面全负载图的图形。

图24是表示无负载状态图的图形。

图25是比较本发明硬切换与软切换两者效率的图形。

【具体实施方式】

以下将参考附图来以较详细的方式说明本发明，其中会说明本发明较佳实施例。然而，本发明可以许多不同形式实施，并且不应受限于这些实施例。本说明内容会说明这些实施例，使得揭示内容详细完整，进而使熟悉本项技术人士可清楚地了解本发明主张范围。整个揭示内容中，相同的元件符号表示相同的元件，加撇符号用于表示替代实施例中类似的元件。

本发明改进了直流至直流转换器系统整体效率，因为零电压切换可用于非隔离高输入电压及低电压输出电压转换器，例如降压转换器。

降低该转换器尺寸的需求以及较高功率密度的需求使得使用于功率转换器的切换频率有提高的需要。然而，使用高切换频率却导致切换损失、产生压迫于功率元件以及产生电磁干扰。为了克服这缺点，软性切换零电压切换被用于本发明中。

图1是多相位降压转换器30的一部份的一片段区框图，该多相位降压转换器30做为一直流至直流转换器，包括：一输出电感器32，耦合于Vout的负载与介于高及低侧功率开关34、36间的节点之间，该高侧和低侧功率开关34、36连接在一起。该高侧和低侧功率开关34、36也称为上部及下部功率开关。该不同相位电路40被级联并终止于相位N(如图所示)，以形成相位电路40，40a….40N。该相位电路包括适当的输入与输出42，44。脉宽调制驱动器50以该功率开关34，36操作，每个并包括一反馈信号处理电路52。电容器54，55可与该功率开关串联(如图所示)，其包括跨越负载并联的一输出电容器56。这些功率开关各者可具有固有电容，而且可不需电容器。

根据本发明，为了具有零伏切换，一电感器60置于电路前端处配置的一般切换电路的前方(如图所示)，并接收来自输入电压源61输入电压。该控制方法亦被改变以检测零电压，如以下所进一步详细说明的。在每一相位中，该电感器60与上部金属氧化半导体场效晶体管的电容器54谐振。

图9是类似于图1的示意性电路图，但较详细地表示电路40、40a的第一及第二相位结构，其为级联。此外，做为功率装置的场效晶体管34、36每一个皆包含二极管62、63，在第一相位电路中以D1标示，在第二相位电路中以D2标示，并以up表示上部功率开关或以low表示下部功率开关。该二极管可为体二极管。场效晶体管34、36具有某些内在的二极管能力，但如体二极管的额外二极管可依为达到所需电感值的需要而增加，如以下所述。图9a表示一无输出的等效电路结构，并表示在各个相位结构中的电流I01及I02。相似的电路元件以相同的元件符号表示，除了图9及图9a中的级联或第二相位电路或结构中的字母“a”之外。所有图中的上部及下部开关以up与low表示，其中第一相位电路开关为S1，第二相位电路开关为S2。上部及下部电容器及二极管的表示与一些附图相关，以区别上部及下部与相位电路。

图2是表示本发明的时序图，其是使用n相位的前端电感器60，其中状态ON的时间及状态OFF的时间相对于相位1，2与相位n来表示，使得一工作周期所使用的全部时间等于相位数n乘以状态ON的时间加上相位数n乘以状态OFF的时间。

图3图形的垂直轴表示Vout除以Vin，水平轴右侧表示相位数，水平轴左侧表示θ，θ表示状态ON的时间除以状态OFF的时间。因此，图3表示电压OUT除以电压IN是θ及N(亦即相位数)的函数。

图4更详细地表示Vout除以Vin为θ及N的函数。

图5表示图1输入电感器功能的概念示意电路图，其为模式1的操作，具有上部电容器且表示电流流动。

图6是一相似电路图，但的表示模式2的操作。图7是表示零伏切换点(做为一预定时间)以及不同的VSW点与对于不同相位的upper_drive。图8表示对于3个不同相位的模拟结果，其表示皆于零电压进行切换。

参考图1至图8，假设有N个相位，如图1所示，并且输出电感器60够大足以使用固定电流源。在t＝0时，周期开始。相位1的上部金属氧化半导体场效晶体管34处于on的状态且所有(N-1)个上部金属氧化半导体场效晶体管36处于off的状态，同时所有(N-1)个下部金属氧化半导体场效晶体管处于on的状态。该操作将依操作模式及时间(+)而定会有不同。在模式1及t＝ton时，相位1的上部金属氧化半导体场效晶体管将转变为off状态，并且其下部金属氧化半导体场效晶体管的体二极管63会转变为on状态。结果，相位1的下部金属氧化半导体场效晶体管将于零电压转变为on状态。在该时间过后，N相位的所有功率金属氧化半导体场效晶体管处于on的状态，并且上部金属氧化半导体场效晶体管处于off的状态。在模式2，N*Cr电容器会开始与Lr电感器60产生谐振，该谐振时间为toff，当VSWIN与VSW相等时，相位2可于零电压时转变为on的状态。该周期持续所有N个相位。当开关转变为off状态并且所有的功率金属氧化半导体场效晶体管为on状态时，下一个操作模式便开始。

该电路的模拟如图5及图6的功能性电路图所示，而所获得的结果则如图8的模拟图形所示。可从该模拟图形的模拟结果得知，该3个相位皆切换于零电压。该转换器的稳定状态分析显示出：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{1}{n\×\mathrm{\θ}+n}$

其中θ为ton/toff(例如图3所示)，对于较高输入电压及较低输出电压而言，可使用更多相位来达到实际工作周期，而不需下层级。该两级(或相位)电路如图9所示，该两相位电路的等效电路表示于图9A中。如图所示，该两相位的结构加入了二极管62，63，用于每一个功率切换相位结构，包含D1_up二极管62以及D1_low二极管63，其与电容器54，56并联，并与功率开关34，36并联。如图所示，CR1__up电容器54与D1_up二极管62并联。对于其他相位结构而言，CR2_up电容器54a与D2_up二极管62a并联。上部及下部开关图示于每一相位结构中。在模式1之前t<t₀的电路功能性操作表示于图10中。

t₀时，如图11所示，S1_up开关34转变为on的状态，其用于模式1，而具有以下初始状况：

i_1r(0)＝I_ro

V_{Cr1_up}(O)＝0

$i_{1r}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}t+I_{\mathrm{ro}}$

t₂时，电感器电流到达输出电流(模式2)，图12A的功能图反映出这种状况。这种状况可通过图12B所示的公式解释之。模式3时，开关34，36皆为on状态，如图13A的功能性电路图的最佳表示方式，其中初始状况系通过图13所示的公式解释之。

状态平面图表示于图14中，其显示模式2及模式3的各种不同操作中心。

本发明允许零电压切换。参考图9，其表示零电压切换的两级电路的范例，该电路的功能可表示如下：

$I_{o1}=I_{o2}=\frac{I_O}{2}$

VD1_low＝VD2_low＝0

Cr1_up＝Cr2_up＝Cr

当操作模式为t<t₀＝0时，该操作模式可表示成如图15中的电路功能。跨越相位1上部开关(S1_up)的电压为0。开关S1_up为off状态、开关S2_up为off状态、开关S1_low为on状态、开关S2_low为on状态、二极管D1_1ow为off状态、二极管D2_low为off状态。操作模式1对应于0<t<t₁，其如图16所示。该电路功能可表示为：开关S1_up为on状态、开关S1_low为off状态、开关S2_up为off态、开关S2_low为on状态、二极管D1_low为on状态、二极管D2_low为off状态。以下表示式用于本范例：

$Z=\sqrt{\frac{L_r}{C_r}}$

${\mathrm{\&omega;}}_o=\frac{1}{\sqrt{L_r{C}_r}}$

i_r(O)＝I_r1

V的归一化值为V/V_in，而i(t)的归一化值则为i(t)Z/V_in。如此便可得出：

$i_r\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_r}t+I_{r1}$

i_lrn(t)＝ω_ot+I_rln

操作模式2对应于t₁<t<t₂，其由图17的电路范例所表示。该电路的操作为，开关S1_up为on状态、开关S1_low为off状态、开关S2_up为off态、开关S2_low为on状态、二极管D1_low为off状态、二极管D2_low为off状态。初始状况为：

$i_r\left(t_1\right)=\frac{I_o}{2}$

V_Cr(t1)＝0

归一化之方程式系为：

$V_{\mathrm{in}}-L_r\frac{{\&PartialD;i}_r\left(t\right)}{\&PartialD;t}-V_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)=0$

V_crn(t)＝1-cos(ω_ot)

$i_r\left(t\right)-C_r\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)}{\&PartialD;t}-\frac{I_o}{2}=0$

$i_{\mathrm{rn}}\left(t\right)=\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{o}t\right)+\frac{I_{\mathrm{on}}}{2}$

操作模式3对应于t₂<t<t₃，其由图18的电路图所表示。该电路功能的操作为，开关S1_up为off状态、开关S1_low为off状态、开关S2_up为off态、开关S2_low为on状态、二极管D1_low为off状态、二极管D2_low为off状态。初始状况为：

i_r(t₂)＝I_r2

V_Cr(t₂)＝V_m

归一化方程式为：

$V_{\mathrm{in}}-L_r\frac{\&PartialD;i_r\left(t\right)}{\&PartialD;t}-V_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)=0$

$i_r\left(t\right)-C_r\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)}{\&PartialD;t}-\frac{I_o}{2}=0$

$V_{\mathrm{crn}}\left(t\right)=1+\sin \left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_o}{\sqrt{2}}t\right)\frac{I_{r2n}}{\sqrt{2}}+\cos \left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_o}{\sqrt{2}}t\right)(\mathrm{Vmn}-1)$

$I_{\mathrm{rn}}\left(t\right)=\sqrt{2}\sin \left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_o}{\sqrt{2}}t\right)(1-\mathrm{Vmn})+\cos \left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_o}{\sqrt{2}}t\right)I_{r2n}$

这种功能的状态平面图表示于图14中，其表示模式2与模式3的操作中心。图中的点表示模式2的操作中心、模式2于状态on时间的图形、模式3的操作中心、模式3于状态off时间的图形以及模式1于电感器充电时的点。以下为分析性方程式：

$I_{r1n}=\frac{\sqrt{2}(\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_o\mathrm{ton}\right)-\cos \left(\frac{1}{2}{w}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right))}{\sin \left(\frac{1}{2}{\mathrm{\&omega;}}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right)}$

$I_{\mathrm{rn}2}=\frac{(\cos \left(\frac{1}{2}{\mathrm{\&omega;}}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right)\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_o\mathrm{ton}\right)-1)\sqrt{2}}{\sin \left(\frac{1}{2}{\mathrm{\&omega;}}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right)}$

V_mn＝1-cos(ω_oton)

$I_{\mathrm{on}}=2\frac{-\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_o\mathrm{ton}\right)\sin \left(\frac{1}{2}{\mathrm{\&omega;}}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right)-\sqrt{2}+\sqrt{2}\cos \left(\frac{1}{2}{\mathrm{\&omega;}}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right)\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_o\mathrm{ton}\right)}{\sin \left(\frac{1}{2}{\mathrm{\&omega;}}_o\sqrt{2}\mathrm{toff}\right)}$

$\mathrm{Ts}=2\mathrm{ton}+2\mathrm{toff}+\frac{I_{\mathrm{on}}-I_{r1n}}{{\mathrm{\&omega;}}_o}$

电路功能的简化方程式可表示如下：

θ＝ω_otoff

β＝ω_oton

$I_{r1n}=\frac{\sqrt{2}(\cos \left(\mathrm{\&beta;}\right)-\cos \left(\frac{\mathrm{\&theta;}}{\sqrt{2}}\right))}{\sin \left(\frac{\mathrm{\&theta;}}{\sqrt{2}}\right)}$

$I_{r2n}=\frac{\sqrt{2}(\cos \left(\frac{\mathrm{\&theta;}}{\sqrt{2}}\right)\cos \left(\mathrm{\&beta;}\right)-1)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\&theta;}}{\sqrt{2}}\right)}$

$I_{\mathrm{on}}=2\frac{\sqrt{2}(\cos \left(\frac{\mathrm{\&theta;}}{\sqrt{2}}\right)\cos \left(\mathrm{\&beta;}\right)-1)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\&theta;}}{\sqrt{2}}\right)}-2\sin \left(\mathrm{\&beta;}\right)$

V_mn＝1-cos(β)

Tsω_o＝2β+2θ+I_on-I_r1n

能量不耗损情况下的电路功能表示如下：

$P_{\mathrm{in}\_n}=\frac{2}{\mathrm{Ts}}({\&Integral;}_0^{t0}{i}_{\mathrm{rn}}\left(t\right)\&PartialD;t+{\&Integral;}_{t0}^{t1}{i}_{\mathrm{rn}}\left(t\right)\&PartialD;t+{\&Integral;}_{t1}^{\mathrm{Ts}}{i}_{\mathrm{rn}}\left(t\right)\&PartialD;t)$

P_{out_n}＝I_onD

其中D为：

在能量不耗损的情况下，可得出D，其为p及θ的函数：

D＝f(p，θ)

能量不耗损的图形范例表示于图19的图形，其中L_r＝10nH，C_r＝10nF，n＝2，toff＝90nS。

该工作效率、ON状态的时间以及相位数(n)表示于图20的3维图形中，其中垂直轴(y)表示工作效率、x轴表示相位数、z轴表示ON状态的时间。SPICE测试结果表示于图21的图形中，其中水平轴表示时间，垂直轴表示电压，并表示了切换电压、栅极驱动电压、下一相位栅极驱动电压。

SPICE模型设定电路表示于图22中。该SPICE模型设定表示各种不同集成电路(如U51及U50)，可配合各种元件及集成电路而操作。该SPICE模型是用于集成电路设计的电脑模型化技术。如图所示，通过该SPICE模型而输入电路的细节，可检验该电路的频率与相位响应并可检验一段设定时间的电路响应，以做为暂态分析，而与交流分析相比较。亦有不同的分析用于检验温度变动与噪声的影响。通过使用图22所示的SPICE模型，可于”纸上”测试该设计，然后进行原型测试。

状态平面全负载的图形表示于图23中，其中表示模式1，2及3。无负载状态图则表示于图24中。图25表示硬切换与软切换两者的效率比较。

在阅读上述说明内容及附图之后，熟悉本技术领域的熟练技术人员应会明了，本发明可进行许多修改及其他实施例。因此本发明并不限于所揭示之特定实施例，并且各种修改及实施例也可包含于申请专利范围范畴之内。

Claims (27)

1.一种多相位直流至直流转换器，包含：

多个相位电路，每一个相位电路具有一上部功率开关，该上部功率开关与一下部功率开关相互耦合，其特征在于，所述多相位直流至直流转换器还包含：

输入电感器，耦合在一输入电压源和所述多个相位电路中的每一个之间，所述输入电感器和所述上部和下部功率开关一起，为所述多个相位电路中的每一个形成谐振储能电路，并使所述转换器中的功率损失减至最小程度；

控制器，被配置以驱动所述多个相位电路中的每一个；以及

反馈电路，被配置以从所述多个相位电路中的每一个向所述控制器提供反馈，以确保所述多个相位电路的零电压切换。

2.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述控制器与所述多个相位电路中的每一个连接，用以进行跨所述功率开关的零伏检测。

3.根据权利要求2所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述控制器包含一脉宽调制控制器。

4.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，形成所述谐振储能电路以获得跨越所述功率开关的零电压。

5.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述上部及下部功率开关包含场效应晶体管。

6.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一输出电容器，所述输出电容器连接到所述多个相位电路的每一个的输出，由来自所述多个相位电路的电压输出进行操作。

7.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一输出电感器，所述输出电感器位于所述多个相位电路的每一个之中，与所述多个相位电路的每一个的输出相连接。

8.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述上部功率开关直接耦合于所述下部功率开关。

9.根据权利要求1所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述输入电感器同时连接到所述多个相位电路的每一个。

10.一种多相位直流至直流转换器，包含：

多于两个的相位电路，每一相位电路具有一上部功率开关，该上部功率开关耦合到一下部功率开关，并且每一相位电路还具有耦合到所述上部功率开关的电容器；以及

一输入电感器，耦合在一输入电压源和所述多于两个的相位电路的每一个之间，所述输入电感器和所述电容器以及所述多于两个的相位电路的每一个的上部功率开关一起，形成，以确保跨所述上部功率开关的零电压切换以及使功率损失减至最小程度。

11.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，耦合到所述上部功率开关的所述电容器是与相应的上部功率开关并联的一个上部电容器。

12.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一二极管，与每一上部功率开关并联，用以加强零电压切换。

13.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一二极管，与每一下部功率开关并联，用以加强零电压切换。

14.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一下部电容器，与每一下部功率开关并联。

15.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一控制器，连接到所述多于两个的相位电路之一，用以为所述相位电路检测跨所述功率开关之一的零伏。

16.根据权利要求15所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述控制器包含一脉宽调制控制器。

17.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，形成所述谐振储能电路以获得所述功率开关的零电压。

18.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，其特征在于，所述上部及下部功率开关包含场效应晶体管。

19.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一反馈信号处理电路，连接到每一相位电路。

20.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一输出电容器，所述输出电容器与来自所述多于两个的相位电路的每一个的电压输出相连接。

21.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含一输出电感器，所述输出电感器位于所述多于两个的相位电路的每一个之中，并与所述多于两个的相位电路的每一个的输出相连接。

22.根据权利要求10所述的多相位直流至直流转换器，进一步包含：

控制电路，配置以控制所述相位电路中的每一个；以及

反馈电路，耦合在所述多于两个的相位电路的每一个和所述控制电路之间，以确保跨所述多于两个的相位电路的的零电压切换。

23.一种用于调整多相位直流至直流转换器的方法，所述直流至直流转换器具有多个相位电路，其中每个相位电路具有耦合到下部功率开关的上部功率开关，所述方法包含：

从一前端电感器，和所述上部和下部功率开关一起，为所述多个相位电路中的每一个形成一谐振储能电路；

切换所述相位电路中的每一个中的所述上部功率开关和所述下部功率开关；以及

在跨所述上部和下部功率开关的零伏维持所述切换动作，以确保零电压切换及使功率损失减至最小程度。

24.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包含进行检测跨所述功率开关的零伏。

25.根据权利要求23所述的方法，所述形成一谐振储能电路的特征在于，电容器与所述上部和下部功率开关并联。

26.根据权利要求23所述的方法，所述形成一谐振储能电路的特征在于，二极管与所述上部和下部功率开关并联。

27.一种多相位直流至直流转换器，包括：

多个相位电路，每一个相位电路具有一上部功率开关，该上部功率开关耦合到一下部功率开关，其特征在于，所述多相位直流至直流转换器还包含：

输入电压源；

输入电感器，耦合到所述输入电压源，并在所述相位电路的所述上部功率开关处耦合到所述相位电路的每一个；

所述多相位直流至直流转换器的输出耦合到所述多个相位电路中的每一个中的上部和下部功率开关；以及控制器，配置以驱动所述多个相位电路中的每一个中的所述上部和下部功率开关中的每一个，以确保所述多个相位的电路的零电压切换。

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