CN100495937C - 用于控制调制解调器的发送功率的方法与装置 - Google Patents

Abstract

当模拟调制解调器(12)的发送功率电平跟所需的发送功率电平不匹配时，提供了一种方法和装置，用以控制所述发送功率，以便能遵循FCC关于发送功率的规则和/或能消除因高于所需功率电平而产生的非线性，若发送功率电平低于所需功率电平时，则能消除信噪比的损失，以及伴随数据速率降低的损失。在模拟调制解调器(12)一侧对功率电平(26)进行检测，以确定它是否处于所需的发送功率电平(28)，并通过向数字调制解调器(18)发送在发送功率电平方面所需的变化(30)来进行调整。由此，通过调整各等价类的数目来重新定义各映射参数(34，36)，从而调整模拟调制解调器(12)的发送功率。

Description

用于控制调制解调器的发送功率的方法与装置

技术领域

本发明涉及通信领域，并且更具体地涉及在一个PCM调制解调器系统中，用于调整调制解调器的功率电平的装置中使用的方法。

背景技术

在一个PCM调制解调器系统的启动模式中，通过在数字调制解调器一侧估计它的功率电平应当是多大来设置模拟调制解调器的发送器的功率电平。在启动模式中，通过在数字调制解调器一侧规定各项映射参数和发送构象(constellation)，并通过数字网络和模拟环路，将适当的各项参数返送至模拟调制解调器，就能完成这一步。除了上述各项映射参数和发送构象以外，这些参数还包括预均衡各项参数，它们被用来设置在模拟调制解调器中的各预均衡电路，以便使PCM调制解调器系统得以优化。

在模拟调制解调器中指定发送功率电平的一种方法就是利用各项映射参数，其中，输入数据被映射为多个等价类。正如将要看到的那样，正是各等价类的数目决定了模拟调制解调器发送器的功率电平。

作为背景并且就启动模式而言，在名为“在用于数据传输的利用脉冲编码调制的数字与模拟调制解调器中用于启动过程的方法与装置”的美国专利申请第09-390,106号中，描述了一组启动过程，该项专利于1999年9月3日申请，已转让给本发明的受让人，并且在此作为参考。

在启动过程中本来就有一段程序，其中，从模拟调制解调器经由上行信道向数字调制解调器发送修整信号。在数字调制解调器一侧，对该修整信号进行分析，使之能表征上行信道。在已经测得上行信道各项特性并产生各发送构象以满足一定的解码误码概率之后，数字调制解调器还产生各项映射参数，用于一个给定的发送构象。该发送构象指出在PCM调制方案中所使用的特定的电平或步骤。如果在启动过程中数字调制解调器测量上行信道各项特性，它随即估计模拟调制解调器的适当的发送功率电平，以提供稳妥可靠的通信，同时满足FCC(联邦通信委员会)关于发送功率的规则.

然而，在数字调制解调器一侧估计模拟调制解调器的发送功率仅能得到在模拟调制解调器中的发送器所需发送电平的一个近似值。该项估计本来就是不精确的，若发送功率电平高于所需的功率电平，将导致非线性和下行性能降低。而且，若模拟调制解调器的发送功率电平太低，则数据速率下降。

除了由于上行信道的可变性所产生的非最佳功率电平以外，同样重要的是模拟调制解调器的发送功率电平应保持在FCC所设定的限值以内.在现行的FCC规则(第68部分)中，来自模拟调制解调器的平均功率电平必须小于-9dBm.然而，通常，为了提供较好的下行性能，模拟调制解调器发送器的最佳功率电平应小于-12dBm。随着模拟调制解调器发送功率的增加，将经受更高的下行回波功率，并且由于不完全的回波抵消，将出现更大的噪声分量。

应当理解的是，模拟调制解调器发送器功率电平的设定可从数字调制解调器以遥控方式完成。在一个实施例中，通过指定输入数据被映射于其上的各等价类的数目来完成这一步。正如将在下文中看到的那样，模拟发送器的功率电平跟各等价类的数目成正比。因此，在启动时，上行信道被测量，通过指定待使用的各等价类的一个试验数目来提供功率电平的估计。

发明内容

为了检查由数字调制解调器设定的各项映射参数是否能提供适当的模拟调制解调器发送功率，在本系统中，在模拟调制解调器一侧进行发送功率电平的测量。已测得的发送功率电平与所需的发送功率电平之间的差值被用来调整模拟调制解调器发送器的发送功率电平。

在一个实施例中，通过让模拟调制解调器向数字调制解调器发送功率电平的所需变化，由此让数字调制解调器重新定义各等价类.通过增加或减少所使用的各等价类的数目来完成这一步。当根据由模拟调制解调器发送过来的信息已经确定适当数目的等价类时，在数字调制解调器一侧就重新定义各等价类，并将对应的各项映射参数返送到模拟调制解调器，以便将发送功率电平设置到适当的电平上。

由于在映射结构中的各种变化，可能还有其他的参数需要重新设定。例如，模拟调制解调器发送功率增加将在下行方向导致更高的符号间干扰(ISI)和/或更高的回波.因此，在上行方向，可能需要不同的构象。在下行方向，也可能需要不同的构象。然而，当功率变化很小时，上述影响也是很小的，并且因此，不需要其他的参数改变。

因此，改变各项映射参数可能要求改变发送构象以及各项滤波器参数，以改变在模拟调制解调器中的预均衡电路.改变各等价类可能在实质上改变在PCM调制中所使用的编码和解码方案，使得不但在模拟调制解调器中需要重新设置功率电平，而且所有的预均衡参数可能都需要根据等价类的数目的增加或减少而发生改变。

不管怎样，通过在模拟调制解调器一侧测量功率电平，并调整等价类的数目，跟通过在数字调制解调器一侧估计它是多大或应该是多大来设置电平相比，在模拟调制解调器一侧有可能得到发送功率电平的更精确的设置.

而且，在数据模式中建立了上面所列举的过程，使得通过在模拟调制解调器一侧重新调整发送功率电平，就能及时地适应信道的变化或损伤。

虽然下面从在模拟调制解调器一侧调整功率电平的角度对本发明进行说明，但也可以类似地在数字调制解调器一侧更改或改变功率电平。通过让数字调制解调器向模拟调制解调器发送数字调制解调器视为在数字调制解调器一侧的功率电平的所需变化，就能完成这一步.然而，不通过利用在各等价类中的变化来控制数字调制解调器的输出功率，而是以更加常规的方式，通过标准的功率电平控制技术来完成这一步.

总的来说，当模拟调制解调器的发送功率电平跟所需的发送功率电平不匹配时，提供了一种方法和装置，用以控制所述发送功率，这样就能遵循FCC的规则和/或能消除因高于所需功率电平而产生的非线性，若发送功率电平低于所需功率电平时，则能消除信噪比的损失，以及伴随数据速率降低的损失。在一个实施例中，在模拟调制解调器一侧对功率电平进行检测，以确定它是否处于所需的发送功率电平，并通过向数字调制解调器发送在发送功率电平方面所需的变化来进行调整。由此，通过调整各等价类的数目来重新定义各映射参数，从而调整模拟调制解调器的发送功率。

附图说明

通过以下结合诸附图的详细说明，将能更好地理解本发明的这些和其他特征，在诸附图中：

图1是一个脉冲编码调制(PCM)调制解调器系统的一份方框图，其中模拟调制解调器的功率电平被检测，并跟所需的功率电平进行比较，从模拟调制解调器向数字调制解调器发送适当的变化，在这些点上，向模拟调制解调器返送新的映射参数，以便重新设置其发送功率电平；

图2是功率电平的变化的图解表示，通过重新定义各等价类，使得在相同的构象点数目的条件下，不同数目的等价类将导致不同的功率电平；

图3是图1所示的PCM调制解调器系统的一份方框图，表示各参数P₁，P₂和P₃的生成，这些参数被返送到模拟调制解调器中的前置补偿电路，使得在上行方向上的功率电平变化请求导致已改变的各映射参数沿着下行方向被发送；

图4是图1和图3所示的PCM调制解调器系统的一份方框图，其中，在启动之后，通过生成新的参数P₁，P₂和P₃，就能改变功率电平，上述各项参数在模拟调制解调器一侧分别改变预均衡器，发送构象以及发送映射参数。

图5是一个典型的从模拟PCM调制解调器到数字PCM调制解调器的通信系统的方框图；

图6是一份更详细的方框图，描述PCM上行传送；

图7是图6的方框图的一份等效的离散定时方框图；

图8是图6的方框图的一份等效的离散定时方框图，但其模拟调制解调器的采样率为CO采样率的两倍；

图9是具有多个等价类的一个发送构象类的实例；

图10是图7的模拟PCM调制解调器发送器的更详细的方框图；

图11A是示出了等价类的发送构象的实例；以及，

图11B是具有不同于图11A所示的等价类的发送构象的另一个实例。

具体实施方式

现在参看图1，在一个典型的PCM调制系统10中，模拟调制解调器12被连接到模拟环路14，后者又被连接到数字网络16，然后从那里连接到数字调制解调器18。在中心局20提供模拟环路与数字网络之间的连接，使得在上行方向，来自模拟调制解调器的信号沿着线路22被发送到数字调制解调器的接收部分，而在下行方向，来自数字调制解调器的信号则沿着线路24被发送到模拟调制解调器。

在本发明的一个实施例中，利用一个单元26来检测模拟调制解调器12的发送器的功率电平，在单元28，这个被检测的功率电平跟所需的功率电平进行比较。已检测的功率电平与所需的功率电平之间的差值被量化，并且在单元30作为有待于作出的所需变化被传送，以便将模拟调制解调器12的发送器部分调整到适当的功率电平。

在接收侧，来自数字调制解调器18的输出包括在单元32处检测由模拟调制解调器产生的功率电平变化请求。在单元34，这被用来产生各项新的映射参数，在单元36，各项新的映射参数被返送到模拟调制解调器，以便重新设置模拟调制解调器发送器的功率电平。

在图示的实施例中，模拟调制解调器发送器被初始设置的功率电平取决于所使用的各等价类的数目。在各项映射参数中就反映出这一点，如前所述，基于在启动模式中对上行信道的测量结果所作出的估计来建立该功率电平。

现在参看图2，将看到的是，等价类的数目将决定来自模拟调制解调器的平均发送功率电平。如同将在下文中的方程式(9)中所看到的那样，随着等价类数目的增加，功率也随之增加。

各构象点在各等价类中进行分布，使得跟等价类0相关的有3个，跟等价类1相关的有3个，跟等价类2相关的有2个。

如果人们希望增加模拟调制解调器发送器的功率电平，如箭头38所示，那么在数字调制解调器中各等价类将被重新定义，从而在所示的实施例中的等价类的数目增加到4。如图所示，现在各等价类为0，1，2和3。

为了适应相同数目的构象点，现在，向等级0分配两个构象点，向等级1分配两个，向等级2分配两个，以及向等级3分配两个。

因此，通过映射到不同数目的等价类就能发送相同的信息，其折衷关系为，等价类的数目越大，功率电平就越高，因此数据速率也越高。相反，等价类的数目越小，发送功率电平就越低，使得数据速率也随之降低.然而，若功率电平太高，则下行性能就会出现非线性，并且信噪比下降。只要非线性和下行性能的下降不严重，最好是在遵守FCC规则第68部分的前提下，发送尽可能高的功率，以便使上行数据速率最大化。总的来说，通过考虑非线性、符号间干扰、下行性能和上行性能等因素，并且在它们之间进行最后的折衷，就能确定目标发送功率电平.

现在参看图3，在运行中，被连接到数字调制解调器18中的一个均衡器52的单元54检测到功率电平变化请求，并产生一组新的映射参数，后者是3个参数P₁，P₂和P₃其中之一，这些参数用于模拟调制解调器12中的前置补偿电路50，以便全面地规定所有的前置补偿要素，例如预均衡器各项参数，发送构象以及发送的各项映射参数。

参看图4，一旦功率电平变化请求被处理，并且在单元56中已经生成了参数P₁，P₂和P₃，预均衡器62、发送构象64以及发送方的各项映射参数66就被设定。

假定发送构象没有发生变化，然后，通过设置或改变各项映射参数，人们就能够毫不含糊地和精确地控制模拟调制解调器12的发送部分的平均功率电平。

通过这样做，就能在模拟调制解调器那里及时检测到功率电平，把它跟所需的功率电平进行比较，并且向数字调制解调器传送所需的变化。数字调制解调器随即通过利用通信过程来改变各等价类，从而调整在模拟调制解调器那里的功率电平。

已经描述的是用以调整模拟调制解调器发送功率电平的多种方法其中之一。要注意的是，还可以通过发送构象来测定发送功率电平。然而，由于它的修改将改变上行接收机的误码概率，所以发送构象本身难以改变到能获得不同的上行发送功率的程度。因此，一般地说，仅通过修改映射参数来改变上行发送功率。

现在来说明用以建立PCM调制解调器通信的一个系统。

参看图5，图中示出了一个典型的PCM通信系统100。系统100包括通过一个本地模拟环路或信道103被连接到一家电话公司中心局(CO)104的模拟PCM调制解调器102。还包括一个数字网络106，它跟CO 104以及数字PCM调制解调器108互相连接。采用这个系统，就能沿着下行方向(即，从数字PCM调制解调器108到模拟PCM调制解调器102)以及上行方向(即，从模拟PCM调制解调器102到数字PCM调制解调器108)这两个方向发送PCM数据。在题为“混合数字/模拟通信装置”的美国专利申请第08/724,491号中，描述了这种类型的双向PCM通信系统，上述专利已转让给本发明的受让人，并且其全部内容在此作为参考。

在上述文件部分说明了一种用于数据信号的PCM下行谱形成或前置编码的技术。在本部分将说明用于数据信号的PCM上行前置编码的前置编码技术.

在图6中以方框图110的形式示出了根据本发明的PCM上行传输的一个实例。在方框图110中，包括跟模拟信道113互联的模拟PCM调制解调器112。模拟PCM调制解调器112包括发送器120，它有一个前置编码器122，前置滤波器124以及一个数字模拟转换器(D/A)126。前置编码器122接收数字数据u(n)，并且输出经过前置编码的数字数据信号x(n)。由前置滤波器124对经过前置编码的数字数据信号进行滤波，以形成信号z(n)，后者被送往D/A 126。D/A 126将已滤波的信号z(n)转换为模拟形式，并沿着具有信道特性c(t)的模拟信道113来发送模拟信号z(t)。

模拟信道修改被发送的信号z(t)，以便形成信号y(t)。信号y(t)随即遇到下行PCM回波echo(t)128，它被添加到信号y(t)，产生信号r(t)。信号r(t)被中心局(CO)114中的μ律(在美国以外的某些国家采用A律)量化器130所接收，并且按照μ律对它进行量化。详见国际电信联盟1972年建议书G.711“语音频率的脉冲编码调制(PCM)”。

已量化的各8位长字节(各数字数值)q(n)，以8kHz的频率在数字网络116上被发送，在这里，它们可能受到各种数字损伤的影响，这将在下面进行讨论。可能受到影响的各字节v(n)，被数字PCM调制解调器118所接收，后者理想地将各字节v(n)解码为它们所对应的各构象点y(t)，可以从y(t)恢复原始的数字数据u(n)。在题为“利用优化的发送构象的用于PCM上行传输的系统、装置与方法”的共同未决的专利申请CX 097028中，描述了v(n)的解码过程，上述专利已转让给本发明的受让人，并且其全部内容在此作为参考。

在能够沿着下行方向发送数据之前，处于模拟PCM调制解调器112之中的D/A 126的时钟(f₁)必须跟CO 114的时钟(f₂)保持同步。通过学习来自下行PCM信号(未示出)的时钟，并且使用由题为“第1和第2数字速率转换器的同步装置与方法”的美国专利第5,199,046号中所提出的技术来同步时钟，就能实现这一点，上述专利全部内容在此作为参考。一旦各时钟被同步，PCM上行方框图110(图6)就可以被表示为一份等效的离散定时方框图110’(图7)，其中相似的各部件都用含有一撇(’)的相同的参考数字来表示。在方框图110’中，假定f₁＝f₂；然而，应当注意的是，只要两个时钟被同步，f₁就不必等于f₂.当f₁等于f₂时，由于CO 24的时钟(f₂)被固定在该频率上，所以n为针对8kHz采样的时序指数(time index)。

在图8中描述了f₁不等于f₂的一个实例.等效的离散定时方框图110a’(图8)相同于等效的离散定时方框图110’(图7)，所不同的是，在发送器120a’中，有一个2倍的上采样器123a’以及一个2倍的下采样器129a’，使得f₁＝2f₂。变量”m”和”n”分别是针对16kHz和8kHz采样的时序指数.

根据本发明，前置编码器122’和各前置滤波器124’被设计用于通过模拟信道113来发送信号z(n)，使得在μ律量化器130’的输入端，产生对应于数字数据u(n)的预定的各构象点y(n)(跟一个回波分量echo(n)组合在一起，如果出现的话).换句话说，在出现echo(n)的情况下，μ律量化器130’的输入为y(n)+e(n)，在不出现echo(n)的情况下，μ律量化器130’的输入刚好为y(n).

使用将在下面说明的PCM上行前置编码技术，或者另一种前置编码技术，在出现回波、量化与数字损伤的情况下，要是没有一个适当设计的发送构象点y(n)，那么数字PCM调制解调器118’就难以精确地从v(n)中对u(n)进行解码.在共同未决的专利申请CX 097028中，描述了如何设计针对y(n)的发送构象，使得在出现回波、量化和数字损伤的情况下，能够以最小的误码概率从v(n)中对y(n)(并且最终是u(n))进行解码。

如同在共同未决的专利申请CX 097028中所述，对于一种给定的连接来说，根据线路状况，为每一个夺位信令时隙选择一个发送构象。作为一个实例，在图9中描述了发送构象140。这个构象包括10个构象点，y₀-y_01’，其数值处于从-39到39的范围内.应当注意的是，各构象点，y(n)，不要求符合G.711μ律电平.

各构象点y(n)对应于待发送的数字数据u(n).换句话说，每一个构象点都代表了一组数据比特，并且由每一个构象点所代表的数据比特的数目取决于在构象中各点的数目(以及各等价类的数目，这将在下面加以说明)。在构象中各点的数目越多，它所能代表的数据比特数也就越多。如图9所示，数字数据u(n)例如被划分为0，1，2和3这样4个比特组，对应于00，01，10和11.因此，在这个实例中，所发送的每一个构象点都代表了两个比特，并且由于各构象点都以8k/s的速率进行发送，所以数据速率为16kbps.应当理解，这是一个简化的实例，并且可以使用能将各比特映射为各等价类的任何映射方案例如外壳映射或模量转换，将数据映射到u(n)。

根据本发明，各构象点被聚类为各等价类。一个等价类是一组构象点，典型地为两个或多个，它们代表待发送的同一组比特或数字数据，u(n).拿构象140来说，各构象点y₀(-60)，y₄(-6)，以及y₀(45)形成对应于u(n)＝0的等价类.各构象点y₁(-45)，y₀(6)，以及y₉(60)形成对应于u(n)＝1的等价类，以及各构象点y₂(-31)，y₆(18)形成对应于u(n)＝2的等价类.最后，各构象点y₃(-18)以及y₇(31)形成对应于u(n)＝3的等价类.

等价类的选择通常采取下列步骤来完成。具有M个点的构象按照升序(或降序)被索引为y₀，y₁，…y_M-1.假定u(n)有U个数值，例如，在上例中U＝4，则针对u(n)＝u的等价类含有所有yk的数值，这里，以U为模的k的余数为u。例如，在图8中，针对u(n)＝0的等价类为y₀’，y_U’，…y_2U’，这里，U＝4。要注意的是，不要求每一个等价类都具有相同数目的构象点。

应当这样来选择支持针对u(n)的数据电平的数目，使之满足下列两个条件：1)扩展比，它被定义为针对y(n)的构象点的数目与支持针对u(n)的数据电平的数目之比，即，M.U；以及2)发送功率方面的约束条件。

扩展比应当足够大，以保证稳定的工作.扩展比的大小将取决于信道的各项特性.在语音频段的调制解调器应用中，至少有一根谱线在f＝0处其值为0.因此，为了使系统稳定，我们应当有一个M/U≥2的扩展比.实际上，为了保证稳定性，从信道响应c(n)来确定信道的质量，并且相应地设定最小扩展比.例如，我们可以使用C(f＝4kHz)，即在4kHz(相对于像2kHz那样的其他频率)处信道的频率响应作为信道的质量，并且我们将根据该质量来设定最小扩展比.若C(f＝4kHz)＝C(f＝2kHz)，则我们设置M/U≥2.0.随着C(f＝4kHz)越来越小，扩展比必须有所增加。

如下面所述，前置编码器122’从针对数据u(n)的等价类中选择待发送的适当的构象点y_k，并且确定一个针对x(n)的数值，该数值将在μ律量化器130’的输入端产生所选定的构象点。

现在，对前置编码方案，即前置编码器122’以及前置滤波器124’的设计说明如下.如同在共同未决的题为“在一个通信网络中用于检测PCM上行数字损伤的装置和方法”的CX 097029专利申请(该项专利已转让给本发明的受让人，并且其全部内容在此作为参考)中所描述的那样，由数字PCM调制解调器118’来确定模拟信道113’的各项特性c(n)，n＝0，1，…，N₀-1，并且确定最佳目标响应p(n)，n＝0，1，…，N_p-1，以及对应的前置滤波器g(n)，n＝Δ，-Δ+1，…，-Δ+N₀-1(这里，Δ是判决延迟)，如图7所示.这个问题类似于确定用于一个判决反馈均衡器(DFE)的最佳前馈和反馈滤波器。前置滤波器对应于DFE的前馈滤波器，并且目标响应对应于DFE的反馈滤波器.详见N.Al-Dhahir等人的论文“延迟优化有限长度MMSE-DFE的有效计算”，该文发表于《IEEE Transactions onSignal Processing》，第44卷第5期，1996年5月，第1288-1292页.更加可取的是，在模拟调制解调器中确定目标响应p(n)以及滤波器g(n)，但是也可以在数字调制解调器中确定它们，并将其传送到模拟调制解调器.

给出c(n)时通过使代价函数ξ最小化，就能导出前置滤波器g(n)，n-Δ，-Δ+1，…，-Δ+N_w-1，以及目标响应p(n)，n＝0，1，…，N_p-1，(这里，p(0)＝1)，ξ的表达式如下：

ξ＝‖g(n)＊c(n)-p(n)‖²+a‖g(n)‖²        (4)

第1项保证小的符号间干扰(ISI)，即，数字PCM调制解调器118’的接收机接收前置编码器122’试图编码的内容，并且第2项迫使发送(TX)功率停留在有限的和低的水平上.项a是一个常数，它应当根据应用情况来选择.a值越大，发送功率就越小，但要在ISI方面付出代价.a值较小，将使ISI减少，但要在发送功率方面付出代价.因此，对一项给定的应用来说，将根据所着眼的是ISI还是发送功率来选择a值。作为一个实例，a值可以被选择为系统的信噪比(SNR)，即δ² _n/E(x²)，或者相对于信道能量进行归一化后的信噪比，即，SNR/‖c‖²，对E(x²)来说，我们可以使用-9dBm，它是上行传输的功率约束条件。这个最小化问题跟DFE tab的初始化问题是一样的.项δ² _n可以按照如共同未决的专利申请第CX 097028号所述方法加以确定.

若模拟信道c(n)是时不变的，则通常可以使用最初确定的p(n)和g(n).然而，虽然变化非常缓慢，但是，实际上，c(n)是时变的.因此，需要有某种适应方案.要做到这一点，其中一种方法就是对性能进行监测，并且若性能变差就要重新进行修整，即，在数字调制解调器118’中重新估计c(n)，并向模拟调制解调器112’返送一个新的c(n)，以便重新计算g(n)和p(n)。另一种方法就是如同在共同未决的专利申请第CX 097029号所述的那样，通过下行数据传输，从数字调制解调器118’向模拟调制解调器112’反馈模拟信道误差信号error(n)，并使用该误差信号来调适p(n)和g(n)。

一旦目标响应p(n)被确定，就能实现前置编码器122’。如上所述，我们可以通过发送x(n)来送出数据u(n)，例如在图7的量化器130’的输入端产生一个构象点y(n)，它是在u(n)的等价类中的各点之一。通常在u(n)的等价类中选择能使发送器120’的发送功率为最小的那一个构象点来代表u(n)。发送器120’的发送功率就是z(n)的功率(或者某些其他量度).在实践中，由于难以使z(n)的功率最小化，所以令x(n)的功率最小化，它是最小化z(n)的一个很接近的近似.

下式是介于x(n)和p(n)之间的一种已知的关系：

y(n)＝p(n)＊×(n)                             (5)

式中，“＊”表示卷积.这种关系可以表示如下：

y(n)＝p(0)×(n)+p(1)×(n-1)+...p(N_p)×(n-N_p)  (6)

由于p(0)被设计为等于1，所以方程式(6)可以简化如下：

$x\left(n\right)=y\left(n\right)-\mathrm{\Σp}\left(i\right)\×\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Np}}{(n-i)}}---\left(7\right)$

并且，由于p(n)和x(n)的过去值为已知，所以，在一个给定的u(n)的等价类的各构象点中，可以选择适当的y(n)，使x²(n)最小化，以便使发送器120’的发送功率最小化。

或者，为了选择y(n)，可以引入提前量(即，判决延迟)。这就是说，可以从针对u(n-Δ)的各等价类的集合中，选择y(n-Δ)，以便使|x(n-Δ)|²+|x(n-Δ+1)|²+…+|x(n)|²最小化，其中：

$x(n-j)=y(n-j))-\mathrm{\Σp}\left(i\right)\underset{\left(n\right)}{\overset{\mathrm{Np}}{x}}(n-j-i)---\left(8\right)$

式中，j＝0，1，…，Δ，并且式中，y(n-j)是从u(n-j)(j＝0，1，…，Δ-1)的各等价类的集合中选出的。

根据本发明，前置编码器122’可以被实现为如图10所示那样。前置编码器122’包括一个映射装置150，它从一个数字数据源接收到来的数字数据u(n)，并且根据每一个构象点所能发送的比特数，为每一个比特组确定与该比特组相关的等价类。映射装置150输出各构象点y_k，后者形成等价类，送往发送信号/构象点选择器152，该选择器从等价类中选择构象点y_k，并且根据来自计算装置154的输入来确定发送信号x(n)。

滤波器装置154接收发送信号x(n)，并且计算上述方程式(7)的和形式(或者运行滤波器和(RFS)).发送信号/构象点选择器152根据RFS的数值，在等价类中选择能使方程式(7)中的x(n)在数值上最接近于0的构象点，并从计算所得的RFX以及所选定的构象点来计算x(n)的数值。然后，将计算所得的发送信号x(n)送往前置滤波器124’，在这里，x(n)被滤波，以形成信号z(n)，后者沿着图7的模拟信道113’被发送.

为了限制发送器120’的发送功率，使之保持在联邦通信委员会的规则范围以内，必须相应地设计针对u(n)的各等价类.其条件是一个构象具有预定数目的构象点.若我们希望发送更多的数据，则需要更多的数据组u(n)，从而需要针对u(n)的各等价类.其结果是，各构象点将相隔更远，并且将需要更大的发送功率.这是因为，y(n)是根据方程式(7)被选出的，以便使x²(n)最小化，这将在下文中加以说明.因此，若在各等价类中，各构象点相隔更远，则很可能使x²(n)变得更大。因此，为了降低发送功率，我们可以使u(n)的各等价类更靠近一些，但是要牺牲数据速率.在图11A和11B中对此作了描述.

在图11A和11B中，图11A的构象156以及图11B的构象158都具有相同数目的构象点；然而，构象156仅有3个等价类u(n)＝0，1和2，而构象158则有5个等价类u(n)＝0，1，2，3和4。使用构象158将需要比构象156更大的功率，但是它将能以较高的数据速率进行传送。

当U为用以支持u(n)所需的点数时，近似的发送功率(z(n)的功率)可以按照下式进行计算：

$P_2=\left|g\left(n\right)\right|2\underset{\‾}{1}\underset{U^{i=0}}{\overset{U-1}{\mathrm{\Σ}{\mathrm{dist}}^2}}(u\left(n\right)=i)/12---\left(9\right)$

式中，|g(n)|²为前置滤波器的能量，并且dist(u(n)＝i)是在等价类中介于各点之间的距离。例如，在图9中，dist(u(n)＝0)＝|-6-(-60)|＝54。必须尝试U的几个数值，以便找出其中能满足功率约束条件的一个。还要注意的是，应当为每一个时隙执行一次这个步骤。

根据本发明的发送构象选择以及等价类选择可以归纳如下：

1)如同在共同未决的专利申请第CX 097028号中所描述的那样，获得数字损伤程度，计算噪声方差δ_n ²以及回波方差δ_a ²；

2)如同在共同未决的专利申请第CX 097028号中所描述的那样，从δ_a ²，δ_n ²，以及数字损伤程度，每次为y(n)选择适当的构象；以及

3)对每一个时隙来说，在满足发送功率约束条件和最小扩展比以保证稳定的工作的前提下，找出针对u(n)的所能支持的点数.从这个U值就能确定针对y(n)的构象，以及针对u(n)的各等价类。

通过扩展u(n)的各等价类的定义，就能将以上的利用一维构象的前述技术扩展到多维构象。下列的参考文献描述了使用多维构象的各种下行前置编码技术：Eyuboglu，Vedat：“用于PCM调制解调器的一般化的频谱成形”，电信工业协会，TR30.1会议，佐治亚州诺克罗斯(Norcross)，1997年4月9-11日，第1-5页；Eyuboglu，Vedat：“卷积频谱成形”，电信工业协会，TR30.1会议，佐治亚州诺克罗斯(Norcross)，1997年4月9-11日；Eyuboglu，Vedat：“再论卷积频谱成形”，国际电信联盟电信标准化部门009，V.pcm报告起草人会议，加利福尼亚州拉卓拉(La Jolla)，1997年5月5-7日；Eyuboglu，Vedat：“卷积频谱成形的草案文本”，国际电信联盟电信标准化部门SG16 Q23报告起草人会议，俄勒冈州太阳河(Sun River)，1997年9月2-11日；Eyuboglu，Vedat：“CSS与最大倒置的比较”，电信工业协会，TR30.1PCM调制解调器会议，德克萨斯州加维斯顿(Galveston)，1997年10月14-16日；以及Eyuboglu，Vedat：“卷积频谱成形的草案文本”，电信工业协会，TR30.1会议，德克萨斯州加维斯顿(Galveston)，1997年10月14-16日.

而且，上述实例是针对一个非编码系统.然而，各项原理可以方便地应用于一个编码系统，例如一个格编码系统.在这种情况下，仅有的差别就是各等价类被进一步地划分为子集，后者被用来建立格码。

现在已经说明了本发明的几个实施例，以及它们的某些修改和变更，专业人士应当理解，以上所述仅仅是说明性的而不是限制性的，仅借助于实例加以表示。多种修改和其他各实施例都在普通专业人士所能设想的范围之中，并且被认为落在仅由所附权利要求书及其等价物所限定的范围之内。

Claims (11)

1.在包括一个连接到数字调制解调器的模拟调制解调器的脉码调制PCM调制解调器系统中，一种用于控制所述模拟调制解调器的发送功率的方法，包括下列各步骤：

检测所述模拟调制解调器的发送功率电平；以及

根据检测到的发送功率电平与所需的发送功率电平之间的差值，来调整所述模拟调制解调器的发送功率，

其中，所述检测步骤和所述调整步骤在一个构象设计期间执行，以及其中，所述模拟调制解调器的发送功率电平被用作所述构象设计中的一个参数。

2.根据权利要求1所述方法，其中，所述模拟调制解调器设置它本身的发送功率电平。

3.根据权利要求1所述方法，其中，由所述数字调制解调器来设置所述模拟调制解调器的发送功率电平。

4.根据权利要求3所述方法，其中，所述脉码调制PCM调制解调器系统通过发送各项映射参数来调整所述模拟调制解调器的发送功率电平，所述映射参数包括用于所述模拟调制解调器的各等价类，并且其中，所述发送功率电平跟各等价类的数目成正比，一个等价类是代表待发送的同一组比特或数字数据的一组构象点。

5.根据权利要求4所述方法，其中，所述数字调制解调器通过改变所使用的各等价类的数目，来设置所述模拟调制解调器的发送功率。

6.根据权利要求5所述方法，其中，所述数字调制解调器在启动模式中对所述模拟调制解调器的发送功率进行估计。

7.根据权利要求6所述方法，还包括下列步骤：向所述数字调制解调器发送所述检测到的发送功率电平与所需的发送功率电平之间的差值，以供所述数字调制解调器用来改变所使用的各等价类的数目，由此调整所述模拟调制解调器的发送器部分的功率电平。

8.根据权利要求1所述方法，其中，所述模拟调制解调器的发送功率电平被调整以保持在联邦通信委员会FCC所设定的界限以内的发送功率电平。

9.根据权利要求1所述方法，其中，所述模拟调制解调器的发送功率电平被调整以使回波功率最小化并使非线性和下行性能降低最小化。

10.在包括一个连接到数字调制解调器的模拟调制解调器的脉码调制PCM调制解调器系统中，一种用于控制所述数字调制解调器的发送功率的方法，包括下列各步骤：

检测所述数字调制解调器的发送功率电平；以及

根据检测到的发送功率电平与所需的发送功率电平之间的差值，来调整该数字调制解调器的发送功率，

其中，所述检测步骤和所述调整步骤在一个构象设计期间执行，以及其中，该数字调制解调器的发送功率电平被用作所述构象设计中的一个参数。

11.根据权利要求10所述方法，其中，由所述模拟调制解调器来设置该数字调制解调器的发送功率电平。

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