CN100488052C

CN100488052C - 直流固态功率开关电路

Info

Publication number: CN100488052C
Application number: CNB2005100380270A
Authority: CN
Inventors: 王莉; 王志强; 严杰; 杨善水; 严仰光
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Shanghai Aviation Electric Co Ltd
Priority date: 2005-03-08
Filing date: 2005-03-08
Publication date: 2009-05-13
Anticipated expiration: 2025-03-08
Also published as: CN1667951A

Abstract

一种涉及直流固态功率开关电路属电力电子领域，包括主功率电路，与负载并联的辅助功率电路，由驱动电源，驱动隔离电路，慢通慢断控制电路，判别控制电路，短路保护电路及推挽输出电路所组成的隔离驱动保护电路，电流检测电路，电压检测电路，主功率管驱动电路，光耦隔离电路，辅助功率管开通逻辑电路和功率驱动输出电路等。本电路能限制容性负载开通过程的电流冲击，能抑制感性负载关断过程存在的尖峰电压；反时限过流保护及短路保护安全可靠，精度高，还具有热记忆功能等优点。

Description

直流固态功率开关电路

技术领域本发明涉及一种直流固态功率开关电路属电力电子与电工技术领域

背景技术

直流固态功率开关电路在电路的具体实现上涉及到下面一些关键性技术：

1.如何解决感性负载关断时开关管两端的尖峰电压及实际电路中由功率管的漏电流引起积累电压的问题。

2.反时限过流保护电路的实现

目前在反时限过流保护的模拟电路的实现上主要有对数指数法和曲线拟合法，两种方法缺点是实现的反时限特性过流保护曲线误差大，精度低。

3.电路的热记忆功能

热记忆涉及到过流保护的重合闸问题及功率管的发热问题

4.具有电压自举功能的电平控制型磁隔离驱动保护电路。

常规的驱动隔离方式主要有光耦和磁耦两种。采用光耦隔离驱动需要单独的辅助电源，并且损耗大，耐辐射能力差，不利于小型化设计。而用磁耦隔离驱动方式能够减少辅助电源数量，降低功耗，高频化下可以进一步减小体积，同时简单可靠，耐辐射，不易受干扰。

与常规的开关电源中的脉冲变压器隔离驱动电路不同，在直流固态功率开关电路中的驱动电路直接由脉冲变压器原边的电平信号进行控制，采用调制解调策略，调制后通过解调电路对副边的驱动保护电路动态供电，降低了损耗。自举产生的驱动电源，提供给后级的“慢”开通“慢”关断与短路保护电路，使其能够正常工作。这里存在个电源自举电路、信号解调电路同“慢”开通“慢”关断技术及其短路保护功能的融合问题。

5.功率管的“慢”开通“慢”关断技术

功率管的“慢”开通能有效地抑制开通过程容性负载的电流冲击，“慢”关断则可以抑制感性负载关断过程中的尖峰电压，目前常见的是利用弱恒流源驱动技术来实现“慢”开通“慢”关断，其缺陷是存在弱恒流源驱动与正常驱动的转换，电路结构复杂，而且“慢”通“慢”断的时间设定有限。

6.短路保护功能及其与“慢”开通“慢”关断技术的融合

短路保护是固态开关可靠工作的必要保护功能，短路作为系统最恶劣的故障，要求固态开关必须能在很短的瞬间内(25μs)对短路故障进行处理，切断电路，保护负载和线路免遭损坏，而“慢”关断使功率管以相对较长的时间切断负载；另外，如何保证功率管正常开通过程中不进入短路保护状态，这些都存在短路保护功能及其与“慢”开通“慢”关断技术的融合问题。

发明内容

本发明在研究现有的直流固态功率开关电路的基础上，在一些关键性技木的实现上做了改进，基于这些关键技术所设计的固态开关性能更加完善、可靠性大大提高。

这些关键性技术包括：

1.负载两端并联带有反向二极管的辅助功率管的主、辅功率管串联应用的拓扑结构，即Uin直流输入电压经主功率管、检测电阻接负载，负载两端并联带有反向二极管的辅助功率管，辅助功率管的作用是安全电压的泄漏嵌位及感性负载关断时的续流。

2.模拟器件模拟乘法器、积分器构成的过流保护电路实现了较精确的反时限过流保护功能。

3.带有热记忆功能的反时限过流保护功能。

4.采用调制解调策略具有电压自举功能的电平控制型磁隔离驱动保护电路。自举电压对后级驱动电路采用动态供电方式。

5.用RC网络实现的功率管的“慢”开通、“慢”关断技术。

6.功率管“慢”通“慢”断技术与降栅压短路保护电路的融合。

本发明的直流固态功率开关电路的具体结构是：直流输入电压经主功率电路和检测电路接负载，其特征在于，与主功率电路相连的由驱动电源和驱动隔离电路分别与驱动保护电路相连的隔离驱动保护电路，其中驱动保护电路又包括慢通慢断控制电路连于判别控制电路的输入，判别控制电路的输出连于短路保护电路。慢通慢断控制电路和短路保护电路又分别连于与主功率电路相连的推挽输出电路；负载两端并联辅助功率电路；电流检测电路分别连于反时限过流保护电路、过温保护电路、热记忆电路以及状态输出电路的输入端，反时限过流保护电路的输出连于与隔离驱动保护电路中的驱动隔离电路相连的包括延时信号电路、死区控制信号电路、状态锁存信号电路在内的主功率电路的主功率管驱动电路；状态输出电路的输出分别连于与延时信号电路相连的光耦隔离电路和辅助功率电路的辅助功率管开通逻辑判断电路；此辅助功率电路的辅助功率管开启逻辑判断电路经驱动隔离电路连于辅助功率电路相连的慢通慢断控制电路和与驱动电源相连的功率驱动输出电路。

本发明的直流固态功率开关电路，具有下面的优点：(1)限制了容性负载开通过程的电流冲击；(2)抑制了感性负载关断过程存在的尖峰电压；(3)安全电压的泄漏嵌位；(4)比较精确的反时限过流保护特性；(5)具有限流功能的及时的短路保护；(6)热记忆功能(7)需要的辅助电源数量，功耗低(8)驱动电路简单可靠，耐辐射，不易受干扰。

附图说明

图1直流固态功率开关电路的基本原理图

图2直流固态功率开关电路功率回路电路图

图3三段式过流保护特性曲线

图4直流固态功率开关电路反时限过流保护电路图

图5主功率管“慢”开通、“慢”关断波形图

图6RC网络实现的主功率管“慢”开通、“慢”关断电路图

图7具有电压自举功能的电平控制型磁隔离驱动保护电路图

图8采用光耦隔离的驱动保护电路图

图9采用调制解调策略的驱动电路原理框图。

图10采用调制解调策略的磁隔离驱动保护电路中的各点波形

图11慢开通、慢关断与短路保护时序图

具体实施方式

图1给出了直流固态功率开关电路的基本原理图。功率输入为直流电压(600V>Uin>36V)，由上位机发出控制命令控制驱动电路从而控制主功率管的导通和关断。在主功率回路串联检测电路，用以采样负载电流，对采样的电流放大后进行判断和比较，以实现反时限的过流保护和负载电流的检测，过流保护的跳闸状态信号输出到驱动电路用以关断主功率管，负载电流状态输出给上位机。在功率输出端对输出电压进行采样，通过对输出电压的判断和比较实现主功率管MOSFET的状态检测以及安全电压检测。在死区控制电路的作用下，当主功率管关断时，如果输出电压大于安全电压(设定为>30V)，则对输出进行箝位，通过逻辑电路控制辅助功率管的驱动电路，从而开通辅助功率管进行泄漏箝位。同时，主功率管MOSFET的状态输出给上位机。

下面详细介绍本发明所涉及的一些关键性技术：

1.负载两端并联辅助功率管的主、辅功率管串联应用的拓扑结构，即直流输入电压经主功率管、检测电阻接负载，负载两端并联带有反向二极管的辅助功率管。

图2给出了主辅功率管串联的Uin直流固态功率开关电路的功率回路电路结构：直流输入电压经主功率管MOS1、检测电阻Rl接负载Load，负载两端并联带有反向二极管D2的辅助功率管MOS2，辅助功率电路由辅助功率管和功率电阻R2组成。辅助功率电路中的辅助功率管和主功率管选用同样型号的MOSFET，在电路中起到泄漏箝位的作用，具体分析如下：

(1)图2(a)给出了纯阻性负载下的电路结构，在固态开关开通与关断瞬间都不存在能量的存储与泄放，主功率管MOS1正常开断。主功率管MOS1开通时，处于截止状态的辅助功率管MOS2作为兆欧级的大负载与负载Load并联，输入直流电经检测电阻R1作用在负载Load上，而辅助功率管支路中仅流过微安级的漏电流；主功率管MOS1关断时，辅助功率管MOS2同样也是兆欧级的大负载与主功率管MOS1串接在主电路中，因此两管中都有一定的漏电流通过。

(2)图2(b)给出了容性负载下的电路结构，在固态开关开通时(即主功率管MOS1开通时)，输入电压对电容C充电，稳态时电容C相当于开路，电容C上的电压为输入电压值Uin；固态开关关断瞬间(即主功率管MOS1关断瞬间)，电容C上电压上正下负，控制电路产生一个栅极驱动信号使辅助功率管MOS2开通从而形成放电回路，电容C通过辅助功率管MOS2所串功率电阻R2放电。

(3)图2(c)给出了感性负载下的电路结构，在固态开关开通时(即主功率管MOS1开通时)，在电感L两端产生的感应电势上正下负，负载电流缓慢上升，同时负载电流的变化率逐渐减小，电感L两端的感应电势随之逐渐减小，稳态时电感相当于短路，负载电阻上的电压为输入电压值Uin；在固态开关关断瞬间(即主功率管MOS1关断瞬间)，负载上的电流呈减小趋势，在关断瞬间电感L上产生的感应电势下正上负，由于辅助功率管MOS2内部有一个反并联的寄生体二极管D2，这个寄生二极管D2可以作为箝位二极管和负载一起构成放电回路，电感电流通过辅助功率管MOS2所串的功率电阻R2泄放。

(4)在固态开关关断状态下主功率管MOS1的漏源间仍然会有μA级的漏电流存在，而实际的负载不可能只是纯电阻或者电感，往往会有一定的容性，这样长时间关断状态下产生的漏电流将使功率输出端积累一定的电压，该积累电压作用在负载上对负载和系统本身都会造成不良影响，所以必须对功率输出端的电压进行箝位。当由漏电流产生的功率输出端的电压超过安全电压(30V)时，泄漏箝位电路产生一个栅极驱动信号使得辅助功率管MOS2开通，使积累电压维持在安全电压以下，从而实现了对负载的保护，而功率输出端的电压也得到了箝位。

综上所述，辅助功率电路的作用，一是利用内部反并联的二极管为阻感性负载提供电流泄放回路，二是在主功率管关断状态下有条件地开通从而对功率输出端的电压进行箝位，同时对固态开关起到保护作用。

2、模拟乘法器(独立器件)、积分器(运算放大器构成)构成的过流保护电路

直流固态功率开关电路的过流保护特性是指负载电流与跳闸延迟时间的关系I＝f(t)，其中，跳闸延迟时间是指从电路检测到过载或短路故障开始到固态开关关断所需要的时间。这个特性也可以用负载电流的倍数与跳闸延迟时间来表示，即I/Ie＝f(t)，要求它与所保护的供电线的过热特性及负载的过热特性相匹配。

反时限跳闸延时电路根据固态开关的过载情况，确定跳闸延迟时间，并向逻辑电路发出跳闸信号。设计时采用10Ie立即跳闸方式，它的基本原理是：当负载电流小于临界跳闸电流1.1Ie时，固态开关保持接通状态；当负载电流在1.1Ie～10Ie之间时，固态开关的跳闸延迟时间与负载电流的平万成反比，即利用反时限特性对负载进行过载保护；当负载电流大于10Ie时，固态开关立即跳闸，起到保护功率开关和切断故障电流的作用。图3给出了三段式过流保护特性曲线。

图4给出的是带热记忆功能的反时限过流保护电路图，图中M为模拟乘法器，用来实现平方运算；A1、A2为运算放大器，A1实现的是同相输入端的求和(即加法器)，A2是一个积分器；IC1、IC2为比较器，比较器IC1、IC2选择OC输出的比较器，由OC门的输出端可以直接连接在起实现“线与”逻辑运算。热记忆电路包括积分器A3和比较器IC3。具体电路组成是，模拟乘法器M的输出分两路，一路直接连于比较器IC2；另一路经过加法器A1再与比较器IC1相连后与比较器IC2的输出端并联组成反时限过流保护电路；热记忆电路由积分器A3连于比较器IC3后并联在反时限过流保护电路的积分器A2与比较器IC1的串联电路上。

反时限过流保护电路工作原理：

(1)模拟乘法器M实现的平方运算

在固态开关的反时限过流保护电路中，模拟乘法器M实现的是平方运算，把检测信号放大器的输出电压U1进行平方处理，得到电流过载倍数的平万，考虑到电路中用15V电源供电，所以实际应用中乘以了一个整定系数K，

即U2＝K*U₁ ²

取K＝0.1，则U2＝01*U₁ ²

(2)加法器A1

U1经模拟乘法器实现平万运算得到U2＝0.1*U₁ ²，当U1较小时，U2也较小，U1＝1V时，U2＝01V，这么小的电压值在电路中很难进行比较，可以用运算放大器A1在U2上加上一个基准电压Vc1。运算放大器A1与R1、R2、R3、R4、R5构成同相端求和的加法器，取合适的参数，可以推导出

U3＝U2+V_C1

取V_C1＝2V

则U3＝U2+2

U3＝0.1U₁ ²+2

(3)积分器A2。

当积分器A2反向输入端电压U3<V_C2时，积分器输出为高电平15V；当积分器A2反向输入端电压U3>Vc2时，积分电容C1积分充电，积分器A2的输出电压开始由15V下降，设此时为初始状态，其电压方程为：

\frac{U_{3} - Vc 2}{R 6} = C \frac{d (Vc 2 - U_{4})}{dt}

固态开关正常工作情况下，负载电流I<1.1Ie，积分器输出电压U4＝15V(此值为积分放大器输出电压得初始值，即U₄(0)＝15V)；当负载电流I>1.1Ie时，积分器输出电压U4由15V下降，当U4＝Vc3(此值为积分放大器输出电压的终态值，即U₄(t)＝Vc3)时，比较器IC1输出低平，产生跳闸信号，从电路检测到过流信号到积分放大器积分延迟产生跳闸信号的这段时间t即为过流保护时间。

t = \frac{(15 - Vc 3) \times R 6 \times C}{U_{3} - Vc 2}

t = \frac{(Vcc - Vc 3) \times R 6 \times C}{0.1 {U_{1}}^{2} + 2 - Vc 2}

其中Vc2、Vc3、R6、C均为常数，则上式为过流保护时间t和电压U1的关系式，检测电压U1与过载倍数在数值上是对应的，因此上式实际上就是固态开关过流保护时间t和过载倍数I/Ie的关系，即

t = \frac{10 \times R 6 \times C \times (15 - Vc 3)}{{(I / I_{c})}^{2} + 20 - 10 Vc 2}

(4)热记忆电路工作原理：

图4给出的反时限过流保护电路图带有热记忆功能，热记忆电路是由积分单元A3和比较单元IC3构成，与反时限过流保护电路部分的积分和比较单元相比，只是在运放A3的反向输入端多了一个电阻R8和一个二极管D，并且参数设计上有R₆C₁＝R₉C₂。当负载出现过载故障时，固态开关进行反时限过流保护进入跳闸状态(通过A2，IC1实现)，跳闸后固态开关关断，U₃<V_C2，C1，C2释放能量，由于反向二极管D与大阻值电阻R8的存在，使得电容C2中存储能量的释放时间远大于C1，设定为10s，经过一定的时间后上位机复位取消跳闸信号，然后上位机发出导通信号使固态开关再次导通，若导通后再次出现过载进行过流保护，如果两次跳闸的时间间隔Δt小于设定值10s，也就是说C2中的能量没有完全释放，那么第二次过流保护将是在第一次保护残存能量的基础上进行，所以相应的过流保护时间要比第一次小，由于R₆C₁＝R₉C₂，所以第二次保护是由积分器A3、比较器IC3实现。

3、功率管的“慢”开通、“慢”关断技术

有“慢”开通和“慢”关断功能的固态开关，在开启时能够限制容性负载开通过程的电流冲击，在关断时能够抑制感性负载关断过程加在主功率管两端的感应电压。当上位机控制开关管导通时，运用电路设计使栅源驱动电压等于MOS管的开启电压，即V_gs＝V_TH，这时MOS管处于“浅”导通状态，然后栅源驱动电压V_gs从V_TH缓慢上升到+15V，随着V_gs增大的过程，MOS管逐渐完全导通，因而负载电流逐渐从零上升到最大值；开关管的关断过程与此相反。图5给出了有“慢”开通和“慢”关断功能的固态开关中开关管的驱动电压和负载电流的工作波形。

图6给出了实现“慢”开通、“慢”关断功能的电路，电路是由电阻R2、R3、R4、电容C、二极管D组成的RC网络。

图6(b)给出了“慢”开通过程的工作电路：上位机发出导通命令信号时，U_i由高电平变换到低电平，这时晶体管T关断，由于晶体管关断的瞬间，电容相当于短路，此时U_C＝0，所以有

栅源驱动电压

U_{gs} = U_{R 4} = (15 - 0.7) \times \frac{R_{4}}{R_{1} + R_{2} + R_{4}}

选择合适的参数，使开通瞬间的栅源驱动电压等于MOS管的开启电压，即U_gs＝U_TH

之后，15V电压通过R1，R2对电容充电，充电常数τ＝(R₁+R₂+R₄)C

电容C两端电压

u_{C} = (15 - 0.7) (1 - e^{- \frac{t}{τ}}) = (15 - 0.7) (1 - e^{- \frac{t}{(R_{1} + R_{2} + R_{4}) C}})

任意时刻电路电流

i = i_{C} = C \frac{{du}_{C}}{dt} = \frac{15 - 0.7}{R_{1} + R_{2} + R_{4}} e^{- \frac{t}{(R_{1} + R_{2} + R_{4}) C}}

任意时刻U_gs

u_{gs} = {iR}_{4} + 0.7 + u_{C} = \frac{(15 - 0.7) R_{4}}{R_{1} + R_{2} + R_{4}} e^{- \frac{t}{(R_{1} + R_{2} + R_{4}) C}} + (15 - 0.7) (1 - e^{- \frac{t}{(R_{1} + R_{2} + R_{4}) C}}) + 0.7

栅源驱动电压u_gs从开启电压U_T上升到MOS管完全导通时栅源驱动电压的这段时间t即为“慢”开通时间。

图6(C)给出了“慢”关断过程的工作电路：上位机发出关断命令信号时，U_i由低电平变换到高电平，这时晶体管T导通，由于晶体管导通的瞬间，U_C＝15V所以

U_{gs} = U_{R 2} = 15 \times \frac{R_{2}}{R_{2} + R_{3} + R_{4}}

选择合适的参数，使关断瞬间的栅源驱动电压等于MOS管的开启电压，即U_gs＝U_TH

之后，电容通过R2、R3、R4放电，电容两端电压

u_{C} = 15 e^{- \frac{t}{(R_{2} + R_{3} + R_{4}) C}}

任意时刻电路电流

i = {- i}_{C} = - C \frac{{du}_{C}}{dt} = \frac{15}{R_{2} + R_{3} + R_{4}} e^{- \frac{t}{(R_{2} + R_{3} + R_{4}) C}}

任意时刻Ugs

u_{gs} = {iR}_{2} = \frac{{15 R}_{2}}{R_{2} + R_{3} + R_{4}} e^{- \frac{t}{(R_{2} + R_{3} + R_{4}) C}}

栅源驱动电压u_gs从开启电压U_T下降到MOS管完全关断时栅源驱动电压的这段时间t即为“慢”关断时间。

4.本发明的驱动隔离电路可采用磁隔离驱动电路或光耦隔离驱动电路。

图7所示的是具有电压自举功能的电平控制型磁隔离驱动保护电路。

由图7(a)可知，本电路兼有短路保护功能和慢通慢断功能的融合电路，包括磁隔离驱动和驱动保护电路两部分。其中磁隔离驱动电路，包括高频调治器连于脉冲变压器隔离电路，脉冲变压器隔离电路输出分别连于控制信号解调器和驱动电压自举电路，由控制信号解调器信号驱动保护电路，由驱动电压自举电路产生自举电压提供给驱动保护电路，驱动保护电路包括慢通慢断控制电路，判别控制电路，短路保护电路和推挽输出电路。具体电路的组成如图7(b)所示。下面分别叙述：

磁隔离驱动电路由高频方波信号门相与通过电阻R21连于三极管Q1的基极，三极管Q1与脉冲变压器原边串联后再串联与电源(15V)相连的电阻R22，稳压管Z8与稳压管Z9反向串联与并联在脉冲变压器原边的两端，脉冲变压器副边经由四个肖特基整流二极管D4、D5、D6、D7组成的全波整流电路整流出的自举电压再通过电阻R23和稳压管Z10及滤波电容C7组成的驱动电压，自举电路供给驱动保护电路的自举电压；另外，脉冲变压器副边输出端经由二极管D8和电容C8组成的半波解调电路的输出端经由电阻R24和电阻R25与电容C8构成回路连与三极管T9而构成的控制信号解调器连与包括慢通慢断控制电路、判别电路、短路保护电路和推挽输出电路在内的驱动保护电路。

慢通慢断控制电路与驱动电压自举电路和控制信号解调器相连的三极管T1集电极的输出端依次串联电阻R2、电容C1、两端并联二极管D1的电阻R3和电阻R4连于三极管T1发射极而构成回路接“地”，与三极管T1的基极相连的电阻R5和与集电极相连的电阻R1共电位接电源。本电路就是图6所示的电路。

判别控制电路与慢通慢断控制电路相连的三极管T4的集电极与发射极之间并联电容C2，三极管T4集电极输出端经稳压管Z1连于三极管T5基极，三极管T5的集电极连于在集电极与发射极之间并联电容C3的三极管T6，其中电容C2负端、电容C3负端与三个三极管T4，T5，T6的发射极供电位接“地”。

短路保护电路，与判别控制电路相连的电阻R12的输出分两路：一路与稳压管Z2的反向串联后连于三极管T7基极，电阻R15并联在三极管T7的基极与发射极之间；另一路连于电阻R13，经二极管D3连于主功率管MOS1正极，三极管T7发射极连于电阻R16，三极管T7集电极输出端经稳压管Z3连于三极管T9基极，电阻R17并联在三极管T9的基极与发射极之间，电容C4并联在三极管T9的集电极与发射极之间，三极管T9的基极输出端经稳压管Z4连于三极管T10基极，电阻R18并联在三极管T10基极与发射极之间，三极管T10的集电极经电阻R14连于电容C5与三极管T10的发射极构成回路，稳压管Z5连于三极管T8与电容C5构成回路，三极管T8基极直接与三极管T7的发射极相连，三个电阻R16，电阻R17，电阻R18的负端与电容C4的负端共电位接“地”，三个三极管T7，T9，T10的集电极电阻R9，R10，R11三者的正极共电位接电源。

推挽输出电路，三极管T2发射极与三极管T3发射极串联，其串联点经电阻R19分两路：一路依次串联正向稳压管Z6和反向稳压管Z7后与三极管T3的集电极构成回路，接“地”；另一路直接与主功率管MOS1相连电阻R20并联在正向稳压管Z6和反向稳压管T7的串联电路上，三极管T2的基极与三极管T3的基极相连后分两路：一路直接连于慢通慢断控制电路；另一路通过二极管D2连于短路保护电路。

下面叙述磁隔离驱动电路的工作原理和工作过程：

(1)采用磁隔离驱动，能够减少辅助电源的数量，降低损耗，电路简单可靠，耐辐射能力强，特别是在多路功率驱动中有极大的优势。在直流固态功率开关电路中的驱动电路具有电压自举，动态供电的功能，并且是电平控制型，满足了固态开关对驱动电路的要求。在驱动电路设计中采用了调制解调策略具体的功能原理框图如图9所示。

如图9所示调制解调策略基本思想是：将开通信号高频化，通过脉冲变压器传递原边的驱动能量与控制信号到副边，在副边通过全波整流得到自举电压，同时通过解调策略将高频信号还原成调制前正常的低频的电平控制信号。

①调制策略：在图7(b)中，控制信号(MAIN)与高频调制波(PULSE)通过与门相与，产生高频的开关信号，控制原边三极管Q1的开通关断，这样加在变压器原边A1，A2两点波形就是幅值接近的正负方波，这样通过脉冲变压器传递能量与信号到副边。

②解调策略：副边有两路解调电路，由四个肖特基整流二极管D4，D5，D6，D7组成的全波整流电路，将副边高频信号整流成电源信号即自举电压，并加在P，Q两端。电阻R23是假负载，起去磁的作用，电容C7是滤波电容，可以使副边整流出来的电源信号更加平滑。另一路是由三极管D8，电容C8组成的半波解调电路，通过其半波整流解调控制信号，而0点就是解调后的控制信号输出点，用来控制三极管T9的开通关断从而控制后级的图腾柱输出。

具体的在调制解调过程中，驱动电路各部分的波形如图10所示。从图中看出副边的自举电源也完全由原边控制信号控制，控制信号为高时，产生自举驱动电源，为低时不产生电源，采用这样动态供电方式可以大幅度降低驱动损耗，提高整个系统的性能。

下面将具体分析在控制信号(MAIN)为高低电平时，磁隔离驱动电路具体的工作过程。

①开通过程：如图7(b)所示，当控制信号，即MAIN信号是高点平的时，通过与高频方波信号相与，加在原边三极管Q1基极的是高频的开通关断信号，内似正反激电路的拓扑，由于原边三极管高频的开通关断，这样加在变压器原边的就是正负的方波，这样就可以通过脉冲变压器传递能量与信号到副边。副边通过半波解调出的控制信号使三极管T9饱和导通，这样S点大约0.3V(以Q点电位为基准)，这样三极管T1截止，通过全波整流出来的电源信号通过电阻R1，R2，三极管T2输出，此时驱动信号Vgs大约12V。这里面存在一个脉冲变压器的去磁问题，设计中通过控制高频脉冲信号的占空比小于50％，设计中取45％较佳。这样虽然脉冲变压器是单向磁化，但由于有足够的去磁时间，这样可以保证脉冲变压器不饱和，当然这也跟变压器上加的负脉冲的幅值有关，这我们可以通过调整脉冲变压器原边的电感量加以控制。

②关断过程：当控制信号MAIN是低电平的时候，原边三极管不工作，脉冲变压器不传递能量，自然副边没电源信号与控制信号，无法驱动。如果开通关断信号交替，关断信号出现时，由于在上个开通过程中，电容C7储存了能量，电源信号并不是立刻消失，这样慢慢释放的电源能量能够保证三极管T3关断，快速将栅源电压放掉，达到关断的作用。

电源自举电路、信号解调电路与后级“慢”开通“慢”关断，短路保护电路主要融合点是：

①电源信号的融合：通过全波整流电路得到的电源信号，加在P，Q两端，为后级电路提供能量源。

②控制信号的融合：通过半波整流解调方式控制三极管T9的开通关断，从而控制三极管T1的关断与开通，顺利的达到与后级驱动控制电路的融合。

同样的驱动隔离电路还可以通过光耦隔离驱动电路实现，只不过需要提供独立的驱动电源，图8所示的是采用光耦隔离驱动电路的兼有短路保护功能和慢通慢断功能的融合电路，本电路除光耦隔离驱动电路之外其他的具体组成部分与图7所采用的磁隔离驱动电路完全相同，这里不再赘述。

(2)功率管“慢”通“慢”断技术与降栅圧短路保护电路的融合的工作原理以及工作过程。

根据图7与图8所示的电路叙述其工作原理和工作过程：

固态开关除了正常的开关功能外，短路保护功能是其不可缺少的必要功能，在直流固态功率开关电路的设计中，采用降栅压短路保护电路来实现短路保护功能。

降栅压短路保护包括两个方面：

①短路或严重过载时降栅压功能。栅源间的驱动电压由原来的15V降至5V，以达到限流目的；

②栅源间电压从限流状态5V缓慢降为0。

降栅压短路保护的思想是主功率管MOS1的漏极通过快恢复二极管D3和电阻R13接到主功率管的驱动电路中，发生短路故障时，电路电流迅速上升，主功率管MOS1两端电压上升，使三极管T7、T8导通而进入短路保护状态。

在驱动电路中增加了“慢”开通“慢”关断功能后，与短路保护电路快速关断功能存在着冲突，集中表现在：开通过程中由于“慢”开通电路作用导致主功率管漏源之间的电压Uds从Uin缓慢下降，这样会使短路保护电路误作用，致使主功率管无法正常导通。所以在“慢”开通“慢”关断电路与短路保护电路衔接中我们需要增加判别控制电路，从而将两者结合起来，通过合理的时序的分配，使两者均能正常工作。

具体功能原理是：在正常慢开通过程中，我们使判别控制电路工作，通过抑制短路保护电路，使其不起作用。而在功率管正常导通过程中，如果出现短路故障，通过判别控制电路能够立刻检测到短路故障，并在非常短的时间内(<25us)快速启动短路保护电路，关断功率管，从而避免了慢关断带来的切除故障不够及时的隐患。这样在正常开通关断过程中短路保护被抑制，功率管通过控制信号的高低电平来控制通断，并有“慢”开通“慢”关断的功能。而在故障出现后短路保护快速作用，切除故障。

本发明把功率管的“慢”通“慢”断技术与降栅压短路保护功能融合在功率管的驱动电路中，图7(b)，图8(b)采用了不同的驱动隔离方式，给出了这种融合“慢”通“慢”断技术和降栅压短路保护功能的功率管驱动电路图，其工作原理如下：

①开通过程

当控制信号M为高电平时，磁耦副边S点为低电平，三极管T₁截止，三极管T₂导通，三极管T₃截止，主功率管MOS1“慢”开通，“慢”开通时间为t_on，

与此同时，三极管T₄截止，电源通过电阻R₆向电容C₂充电，时间常数：τ₁＝R₆C₂

C₂充电使得U点电位上升，U点电位由三极管T₄的导通压降0.3V上升到稳压管Z₁的稳压值与三极管PN节电压和0.7+V_Z1时，三极管T₅导通，三极管T₆截止，三极管T₇导通，U点电位由三极管T₄的导通压降0.3V上升到稳压管Z₁的稳压值与三极管PN节电压和0.7+V_Z1所需要的时间：

t_{1} = {- τ}_{1} \ln (\frac{15 - 0.7 - V_{Z 1}}{15 - 0.3})

若使开通过程不进入短路保护状态，必须使主功率管MOS1先导通，因为主功率管MOS1导通时两端电压V_ds变小，使二极管D₃导通，V点电位被箝位，三极管T₇、三极管T₈截止，短路保护电路不起作用，这样必须要求t₁>t_on，主功率管MOS1才能正常开通不进入短路保护状态。

②关断过程

当控制信号M为低电平时，磁耦副边S点为高电平，三极管T₁导通，三极管T₂截止，三极管T₃导通，主功率管MOS1“慢”关断，同时，三极管T₄导通，电容C₂通过三极管T₄放电，V点的电位迅速变为低电平，三极管T₇、T₈截止，短路保护电路不起作用，MOSFET正常关断。

③短路保护过程

设主功率管MOS1已经导通，根据上面的分析，此时三极管T₁截止，三极管T₂导通，三极管T₃截止，三极管D₃导通，三极管T₇、T₈截止。假如此时发生短路故障，则主功率管MOS1瞬间承受大电流，DS两端的电压上升很多，二极管D₃截止，电阻R₁₃悬空，电流通过电阻R₁₃、R₁₂向电容C₃充电，τ₂＝(R₁₂+R₁₃)C₃，V点的电位开始由U_V0上升，当U_V0上升至稳压管Z₂的稳压值与三极管PN节电压和0.7+V_Z2时，三极管T₇、T₈导通，后续电路开始起作用，短路保护开始。由短路故障出现到短路保护开始之间的时间延迟为保护延迟时间t₂：

t_{2} = {- τ}_{2} \ln (\frac{15 - V_{Z 1}}{15 - U_{V 0}})

三极管T₇、T₈导通，X点的电位被稳压管Z₅箝位在5V左右(T₈的导通压降与稳压管Z₅的稳压值之和)，T点电位由原来的15V下降为5—6V(包括D₂压降0.7V)。T点电位下降使主功率管MOS1栅源电压降低，起到降栅压限流的作用。

同时，由于三极管T₇导通，三极管T₉截止，15V电压通过电阻R₁₀向电容C₄充电，时间常数：τ₃＝R₁₀C₄

C₄充电使W点的电位上升，上升至稳压管Z₄的稳压值与三极管PN节电压和0.7+V_Z4时，三极管T₁₀导通，由三极管T₇导通到三极管T₁₀导通之间的时间延迟为限流延迟时间t₃：

t_{3} = {- τ}_{3} \ln (\frac{15 - 0.7 - V_{Z 4}}{15})

三极管T₁₀导通后，电容C₅通过电阻R₁₄、三极管T₁₀放电，时间常数：τ₄＝R₁₄C₅电容C₅放电使X点电位下降，X点电位由5V下降到0.3V(三极管导通压降)的时间为关断延迟时间t₄：

t_{4} = {- τ}_{4} \ln (\frac{0.3}{5.4})

自此主功率管MOS1降栅压关断结束。具体波形如图11所示。

本发明的电路中各段延时时间t₁、t₂、t₃、t₄可以根据不同的需要在功率管允许的范围内通过改变时间常数加以整定。

Claims

1.一种直流固态功率开关电路，其构成是：直流输入电压经主功率电路和检测电路接负载，其特征在于，与主功率电路相连的由驱动电源和驱动隔离电路分别与驱动保护电路相连的隔离驱动保护电路，其中驱动保护电路又包括慢通慢断控制电路连于判别控制电路的输入，判别控制电路的输出连于短路保护电路，慢通慢断控制电路和短路保护电路又分别连于与主功率电路相连的推挽输出电路；负载两端并联辅助功率电路；电流检测电路分别连于带热记忆功能的反时限过流保护电路、过温保护电路以及状态输出电路的输入端，反时限过流保护电路的输出连于与隔离驱动保护电路中的驱动隔离电路相连的包括延时信号电路、死区控制信号电路、状态锁存信号电路在内的主功率电路的主功率管驱动电路；状态输出电路的输出分别连于与延时信号电路相连的光耦隔离电路和辅助功率电路的辅助功率管开启逻辑判断电路；此辅助功率电路的辅助功率管开启逻辑判断电路经驱动隔离电路连于辅助功率电路相连的慢通慢断控制电路和与驱动电源相连的功率驱动输出电路。

2.根据权利要求1所述的直流固态功率开关电路，其特征在于，带热记忆功能的反时限过流保护电路，包括模拟乘法器(M)的输出分两路：一路直接连于第二比较器(IC2)；另一路经过加法器(A1)再与第一比较器(IC1)相连后与第二比较器(IC2)的输出端并联组成反时限过流保护电路；热记忆电路由第二积分器(A3)连于第三比较器(IC3)后并联在反时限过流保护电路的第一积分器(A2)与第一比较器(IC1)的串联电路上。

3.根据权利要求1或2所述的直流固态功率开关电路，其特征在于，隔离驱动保护电路包括采用磁隔离驱动电路的或采用光耦隔离驱动的驱动隔离电路和由慢通慢断控制电路、判别控制电路、短路保护电路、及推挽输出电路所组成的驱动保护电路，所述磁隔离驱动电路，由高频方波信号门相与通过第二十一电阻(R21)连于三极管(Q1)的基极，三极管(Q1)集电极与脉冲变压器原边串联后再串联与电源(15V)相连的第二十二电阻(R22)，第八稳压管(Z8)与第九稳压管(Z9)反向串联与并联在脉冲变压器原边的两端，脉冲变压器副边经由第四、第五、第六、第七的四个肖特基整流二极管(D4、D5、D6、D7)组成的全波整流电路整流出的自举电压再通过第二十三电阻(R23)和第十稳压管(Z10)及滤波第七电容(C7)组成的驱动电压自举电路供给驱动保护电路的自举电压；另外，脉冲变压器副边输出端经由第八二极管(D8)和第八电容(C8)组成的半波解调电路的输出端经由第二十四电阻(R24)和第二十五电阻(R25)与第八电容(C8)构成回路连于第九三极管(T9)的基极而构成的控制信号解调器连于包括慢通慢断控制电路、判别电路、短路保护电路和推挽输出电路在内的驱动保护电路；

所述慢通慢断控制电路，与驱动电压自举电路和控制信号解调器相连的第一三极管(T1)集电极的输出端依次串联第二电阻(R2)、第一电容(C1)、两端并联第一二极管(D1)的第三电阻(R3)和第四电阻(R4)连于第一三极管(T1)发射极而构成回路接“地”，与第一三极管(T1)的基极相连的第五电阻(R5)和与集电极相连的第一电阻(R1)共电位接电源；

所述判别控制电路，与慢通慢断控制电路相连的第四三极管(T4)的集电极与发射极之间并联第二电容(C2)，第四三极管(T4)集电极输出端经第一稳压管(Z1)连于第五三极管(T5)基极，第五三极管(T5)的集电极连于在集电极与发射极之间并联第三电容(C3)的第六三极管(T6)的基极，其中第二电容(C2)负端、第三电容(C3)负端与第四、第五、第六的三个三极管(T4、T5、T6)的发射极供电位接“地”；

所述短路保护电路，与判别控制电路相连的第十二电阻(R12)的输出分两路：一路与第二稳压管(Z2)的反向串联后连于第七三极管(T7)基极，第十五电阻(R15)并联在第七三极管(T7)的基极与发射极之间；另一路连于第十三电阻(R13)，经第三二极管(D3)连于主功率管(MOS1)漏极，第七三极管(T7)发射极连于第十六电阻(R16)、第七三极管(T7)集电极输出端经第三稳压管(Z3)连于第九三极管(T9)基极，第十七电阻(R17)并联在第九三极管(T9)的基极与发射极之间，第四电容(C4)并联在第九三极管(T9)的集电极与发射极之间，第九三极管(T9)的集电极输出端经第四稳压管(Z4)连于第十三极管(T10)基极，第十八电阻(R18)并联在第十三极管(T10)基极与发射极之间，第十三极管(T10)的集电极经第十四电阻(R14)连于第五电容(C5)与第十三极管(T10)的发射极构成回路，第五稳压管(Z5)连于第八三极管(T8)集电极与第五电容(C5)构成回路，第八三极管(T8)基极直接与第七三极管(T7)的发射极相连，第十六、第十七、第十八的三个电阻(R16、R17、R18)的负端与第四电容(C4)的负端共电位接“地”，第七、第九、第十的三个三极管(T7、T9、T10)的集电极分别经第九电阻(R9)、第十电阻(R10)、第十一(R11)三者共电位接电源；

所述推挽输出电路，第二三极管(T2)发射极与第三三极管(T3)发射极串联，其串联点经第十九电阻(R19)分两路：一路依次串联正向第六稳压管(Z6)和反向第七稳压管(Z7)后与第三三极管(T3)的集电极构成回路，接“地”；另一路直接与主功率管(MOS1)漏极相连的第二十电阻(R20)并联在正向第六稳压管(Z6)和反向第七稳压管(T7)的串联电路上，第二三极管(T2)的基极与第三三极管(T3)的基极相连后分两路：一路直接连于慢通慢断控制电路；另一路通过第二二极管(D2)连于短路保护电路。