CN100477540C - 处理接收信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于接收机的方法和电路。在该方法中，在该接收机的信号处理路径上接收信号。通过补偿装置(12)减小在该接收信号中出现的直流电压。在通过该补偿装置(12)减小该直流电压期间，由频率选择衰减装置(10)衰减该信号的幅度。

Description

处理接收信号的方法和装置

发明领域

本发明涉及接收信号的处理，更具体地，但不仅仅是，涉及接收无线信号中直流电压的减少。可将本发明应用在，例如，用于在无线接口上接收数据的台站上。

发明背景

在无线通信系统中，通过空中接口在发送与接收站之间传输数据。可以在称为短脉冲串的数据实体中传输数据。可使几个站在单一的传输信道上传输短脉冲串。为此，在从站的发射机部分输出之前，通过适当的复用技术将这些短脉冲串多路复用。

例如，在GSM(全球移动通信系统)中，通过时分多路复用(TDM)可使八个移动站通过同一频率进行通信。该短脉冲串的长度对应于一个TDM时隙。利用TDM，通过单一的GSM频道传输8个时隙。几个站可使用同样的时隙，但却在不同的频道上。GSM使用时分多址(TDMA)技术为不同的传输分配时隙。

当在接收机上接收到射频(RF)信号时，通常需要从该射频下变频到基带频率。在直接变换接收机中。将射频信号直接转换为基带信号，而不首先将输入信号转换为一个或几个中频。因此，有时将直接变换接收机称为零中频接收机。

在通常的多频带和多系统直接变换接收机中，通过频带分离装置处理从无线装置获得的射频(RF)信号，分离成在适当频带中的信号。在这些频带的每个中，通过带通滤波器处理该信号。还可通过适当的前置放大装置时在每个这些频带中的信号进行放大。可使用增益控制功能(例如，低噪音放大器(LNA)增益控制)来控制增益的水平。如果自身接收的信号非常强，则在该放大(RF增益)级可将这些放大器的一个或多个切换到较小的放大水平。

然后，通过频带混合装置通常将每个频带中的放大RF信号解调成混频为基带同相(I)和正交(Q)信号。在通常的设备中，在同一时间只有该多个频带中的一个频带是有效的。所述的频带混合装置(例如，I/Q解调器)通常包括一个混频器对，一个用于0度的相移而另一个用于90度相移。可根据本地振荡器信号实现该解调功能。可从合成器接收该振荡器信号。也可在该混合装置之前，例如通过前面放大级的集电极负载将这些RF信号进行组合。在这种情况只需一个混频器对。

该混频器对通常共用一个公共集电极负载。即，该I频带的所有混频器共用一个公共集电极负载，而该Q频带的所有混频器共用一个公共集电极负载。因此，该解调步骤之后在各自的公共I和Q信号路径或信道上传输在所有频带上的这些I和Q信号。可将一电阻器负载用在该集电极上，将一电容器与该电阻器并联，以衰减该信道之外的任何强信号。做此的目的是为了避免强信号该路径上的“自身”信号干扰。

应注意，在本说明书中术语“自身”(“own”)是指要由在考虑中的特定接收机部件接收和/或处理的信号，短脉冲串，信道等。

在解调之后，将该信号放大并可能不要低通滤波，以便在将该信号输到现用信道滤波器之前，进一步衰减信道外的信号。为了能在该信道滤波器中采用很高阻抗水平而不使接收机的噪声性能变坏需要增益。

利用高阻抗水平能够采用小的集成电容器。这得能够将该信道滤波器与接收机的其它部件集成。还可将该信道滤波器做成是可编程的，从而使得对于不同通信系统的信号能够使用相同的信道滤波器。

在信道滤波之后，进行自动增益控制(AGC)和消除，即直流电压的补偿(DC补偿)。在AGC和直流电压减小功能之后，将该I和Q信号供给模数(A/D)转换器，并利用数字信号处理装置进行处理，使得能再现由发送信号表示的声音或数据。

该直接变换接收机不采用中频级，因此它的设计需要很少的部件。这允许该接收机有很简单的整体结构，因此使它在许多应用中都具优越性。

然而，在诸如移动电话的移动站中很少使用直接变换接收机。如果以工业的标准来制造这些移动站，先前所知的直接变换方法被认为是几乎不可能实施的。另外，这些已知的直接变换方案在不能解决数字移动通信系统的独有的特征和特有的问题。这是由于几个原因。

当实施直接变换接收机时面对的问题是偏移电压的控制。术语“偏移电压”(或直接变换偏移误差)称为误差电压，在接收机中变成归结为基本上直流电压的信号。然而，应该避免在接收的有用信号中包含该偏移电压。

对于偏移电压的一个一般的问题是该偏移电压可能变成到基带信号中。这可能发生在，例如，在移动通信中通常使用的I/Q接收机中，或在其中形成基带同相信号(I)和正交信号(Q)的任何其它接收机中。在直接变换接收机中这是一个特殊的问题，其中将接收的RF信号直接变换到伸展到零频的基带中。该偏移电压可明显高于前置级噪音。在这种情况，信噪比可能降低许多。

该偏移电压的形成可由许多不同的因素引起。由混频级和放大级引起的偏移可产生误差。该本地振荡器可能漏泄到RF级和/或混频器的输入。在这种情况，该漏泄可能变得与自身混频，从而在该混频器的输出形成DC(直流)信号。

可将该本地振荡器自己变为链接到该接收机前面(即到接收机的高频或射频部分)，在此情况下，该本地振荡器信号获得了对I/Q解调器的射端口的接入。因此，该链接的本地振荡器信号变得与来自该本地振荡器的进入该本地振荡器端口的实际信号混频，从而在该混频器的输出形成偏移信号(DC电压)(故称为自身混频)。

在采用中频的接收机上，该第二本地振荡器信号本身可变成链接到该第一本地振荡器信号。在这种情况，这些信号在该第一混频器中得到相互混频，结果它们形成了影响中频并在I/Q解调器的输出产生偏移电压的混频结果。

此外，在混频器的输入一侧的任何频率中的强RF信号可能漏泄到本地振荡器分支，从而将发生上述的与振荡信号的类似的自身混合。影响信道频率的时钟振荡器的谐波频率也可变成与该本地振荡器信号混频，并在该I/Q解调器中的混频器的输出形成直流电压。另外，由于接收机接通电源也能在基带信号中产生偏移电压。

该领域的技术人员是知道导致偏移电压产生的现象的，故这里不进行详细地描述。

已知几种方法用于减少或除去偏移电压。例如，如果在整个接收期间该偏移电压保持不变，则可用数字计算的方法除去该偏移电压。然而，保持恒定的偏移电压是很难的。即使获得了恒定的偏移电压，由于最高可能的偏移电压也将引起模/数(A/D)转换器的动态变化。这可能使对于一些应用的A/D转换器太贵。另外，任何附加的数字信号处理将需要更高的时钟频率。这又可导致电流消耗的增加。

公开号WO 97/29551，特别是其中的图2，公开了一种用于除去DC偏移电压从而除去在DC中的误差的简单电路。公开号WO97/29552，特别是其中的图5和6，公开了另一种用于除去DC偏移电压的现有技术电路。本申请将所述的图5和6分别表示为图1A和1B。现有技术的DC消除设备采用了在DC消除分支中的一级RC低通滤波。

该DC消除设备通常使该接收机根据一个时间常数在DC消除与接收模式之间转换。该时间常数规定当DC补偿将开始时短脉冲串的起始之前的定时。例如，可以安排一些部件在自己的短脉冲串开始之前100μs起动该DC消除操作。

例如，在图1A中通过几个电阻R5-R7装入消除分支电容C2和C3。通过这样，能够阻止这些高频信号明显地加载到该DC消除电容C2和C3。在该DC消除周期的末端，通过自动增益控制(AGC)开关接通希望的放大量。

因为当需要一个第二DC消除电路(DCN2)输入到该电路时，图1A的电路只能保持该DC电压与线Vq2上的电压同样的电平。图1B中示出了用于第二消除电路的可能电路。在该第二DC消除电路中在该DC消除期间对另一电容C61加上标准电压Vref。通过高频滤波器64和加法器65使在电容C61的两端可能的AC电压分量保持相同的电压电水和相位。

上述的设备可充分地消除诸如GSM(全球移动通信系统)的通信系统的DC，而无需例如以一个短脉冲一个短脉冲的方式工作的控制DC消除的软件。然而，为了足够快的DC消除，必须将用于控制DC消除周期的该时间常数选得很低。因此该自身信号的衰减不是很高，因此，在电容C2和C3上可保持一个小的误差。

此外，所谓尾位存在于每个传输短脉冲串的开始和结尾。这些尾位引入了对该信号的调制频率。例如，在GSM模式尾位的调制频率为大约67KHz。在EDGE模式(GSM方案的增强数据速率)这些尾位的调制频率为大约55KHz。

这些尾位频率产生在该短脉冲串开始的误差电压。由图2A表示这一点，其中在接收短脉冲串的开始可看出一个小的DC误差。图2B表示由这些尾位引起的对于出现在该DC消除电容上的DC的变化。在现有技术中，可以由该时间常数规定的速度在该放大级补偿这一误差，在趋向该脉冲串的末端这个初始误差变得被消除。

如果可采用高的RF增益并避免该本地振荡器漏泄到该RF放大器的输入，则由该混频器产生的偏移电压在该有用信号中的比例可保持在很低的水平。然而，为了保证高的动态范围，该RF增益必须保持很低，否则因为高的信号电平可使该放大器和/或该混频器变成被阻塞。因此，多数的放大必须在混频器之后进行(在该直接变换中起检测器的作用)，接着是信道滤波器，以便在A/D转换器上获得需要的信号电平。然而，这种放大也将放大该DC偏移电压。

如果该信号具有检测器的灵敏度极限时，比起从该检测器获得的有用信号，该上述的标准DC误差可具有很高的值。因此，为了放大有用的信号同时保持该DC电平在希望的值内，就需要信号的DC补偿。

为了减少电流消耗可希望该时间常数较小。较小的时间常数还可更快地监视接收机的邻居和多时隙类型操作。然而，较小的时间常数造成DC误差的增加，特别是在由自身信号引起的DC误差之中。此外，提出的一些新的调制技术、诸如EDGE(GSM方案的增强数据速率)调制，都是对误差非常敏感的。因此，在采用这些技术的应用中需要用更快速和有效的DC消除。

发明概述

本发明的实施方案的目的是解决上述的一个或多个问题。

根据本发明的一方面，提供一种在接收机中的方法，包括：接收在该接收机的信号路径中的信号；开始减小在该信号中出现的直流电压；在该直流电压减小期间通过频率选择衰减装置衰减该信号的幅度。

在一个更具体的实施方案中，在该直流电压减小之前的该信号路径上的位置，该频率选择衰减装置从该信号中滤出一个预定频率。

要衰减的幅度包括在该信号路径中所接收的短脉冲串的开始出现的幅度。在另一实施方案中可衰减在该信号路径中接收的短脉冲串的末端上出现的幅度。该经受衰减的幅度可以是由该短脉冲串的尾位引起的幅度。

该衰减装置可包括一个带阻滤波器，一个陷波滤波器，一个低通滤波器或一个可控的信道滤波器。

在该直流电压减小期间可将该滤波器连到该信号路径，而在接收有用信号期间该信号可分路该滤波器。

根据本发明的另一方面，提供一种用于接收机的电路，包括：信号路径，用于处理接收信号；直流电压补偿装置，用于减小在接收信号上出现的直流电压；频率选择衰减装置，用于在通过所述补偿装置减少直流电压期间衰减在该信号路径上的信号的幅度，其中所述衰减装置位于所述信号路径上的所述选择装置之后的所述补偿装置之前。

可将该频率选择衰减装置用于滤出至少一个预定频率，同时使所述信号经受所述补偿装置的直流电压减小。可将该频率选择衰减装置用于衰减在由该接收信号传送的短脉冲串的开始和/或末端上的幅度。

通过这些实施方案，可以提供一个在DC消除操作期间具有低幅度的信号。因此，也可使由该信号引起的DC的误差较小。可将DC消除所用的时间常数作得较小。该较小的时间常数使得能更快的DC消除从而进行多时隙操作，并节省电流。

附图简述

为了更好地了解本发明，现在将通过参考附图进行举例说明，其中：

图1A和1B表示一种用于消除偏移电压的现有技术设备；

图2A和2B分别表示现有技术设备的DC消除电容器上的输出电压曲线和DC电平；

图3表示一种采用本发明的通信系统；

图4表示一个短脉冲串；

图5表示根据本发明最佳实施方案的电路的框图；

图6A和6B表示分别表示根据本发明实施方案的DC消除电容器上的输出电压曲线和DC电平；

图7是更详细地表示图5的一部分的电路图；

图8和9表示可能的陷波滤波器的例子；

图10是表示本发明的一个实施方案的操作的流程图。

发明详述

在详细说明本发明的最佳实施方案之前，参考表示可采用本发明的实施方案的系统的图3。该列举的系统是一种蜂窝移动无线电通信系统，使多个移动站MS1，MS2，MS3经各自的信道CH1，CH2，CH3与基站(收发信机)BTS通信。对这些站提供必要的收发信机部件(图3中未示出)，使之能够处理要发送的射频信号并通过各自的天线进行接收。可在各自的空中接口上建立信道。通常由诸如基站控制器(BSC)等一个或多个控制器功能控制该系统的操作。诸如已知的可能控制器设备不构成本发明的部分，因此未进行更详细的描述。

所示的通信系统可采用用于通信的EDGE(对于GSM方案的增强数据数率)调制。该EDGE是从GSM(全球移动通信系统)得出的。因此，基于该EDGE特征的系统要求一些部件与该GSM系统向后兼容。

如上所述，所谓的尾位在通过空中接口传输的短脉冲串的开始和末了。图4表示在移动通信系统中传输的短脉冲串的一例。图4表示在根据GSM标准工作的基站上接收的短脉冲串。对于根据GSM标准的TDMA系统，移动站在由这些基站控制器分配的频道上发送作为调制信号的这些短脉冲串。一个频道可支持高达8个短脉冲串，每个短脉冲串与各自的呼叫相关，其中每个呼叫与其中发送该短脉冲串的时隙相关。这里没有描述根据GSM标准的TDMA系统的更详细内容，因为它们对于本领域的技术人员是已知的。

正常的短脉冲串包括环绕26位的训练序列(TRS)的两个58位的组(DATA)。同时将3个尾位(TS)加在该正常短脉冲串的每一端。该训练序列(TRS)是由该移动站(MS)发送的基站控制器(BSC)已知的一个预定位序列。基站利用该训练序列来估算其上发送该短脉冲串的信道的脉冲响应。传输的实际信息位于该短脉冲串的数据位(DATA)。将这些尾位用于，例如信道编码的开始。

在GSM模式中，尾位的频率是在I和Q信号中大约67KHz。在EDGE模式中，这些尾位的频率是大约55KHz。这些尾位频率引起输出电压电平的变化，如图2A的曲线所示。从图2B可看出，这些尾位频率引起在DC消除电容上出现的DC的变化。下面更详细地讨论一些实施方案，通过这些能够减轻由偏移电压特别是由这些尾位所产生的偏移引起的这些问题。

图5表示按照本发明的最佳实施方案设计的电路的框图。更具体地，图5表示用于多波段频带接收机的直接变换接收机的部件。为了清楚省略了其它频带。这些所示的部件位于天线开关(RF in)1与同相(I)和正交(Q)信号输出之间。

该信号路径包括作为它的第一部件的带通滤波器模块2。将该带通滤波模块用于选择处理的频带，并用于衰减带外信号。这种频带选择是一种已知的功能，因此不进行更详细的说明。

在该带通滤波模块2的后面是线性放大器模块3。可对该放大器功能提供低噪音放大增益(LNA增益)。该放大器功能之后是混频器装置4(解调器)。在该混频器装置之后的I和Q信号路径上设有信道滤波器装置8。可对该信道滤波器装置提供低通滤波器或任何其它适合的滤波器装置。这些部件的功能对于本领域的技术人员也是已知的，因此，这里不进行更详细的说明。

滤波器装置8的特性，例如带宽或阻带可以是可控的。例如，当将同样的滤波器装置用于不同的通信系统时，可采用称为可交换带宽滤波器的可控信道滤波器装置。如果将该接收机用于一个单一的系统，则该信道滤波器装置可以是固定类型的。

该信道滤波功能之后是可控的或可变换的带阻装置10，用于衰减在短脉冲串的开始和/或末端出现的信号。在下面对该信号路径上的其余部件的描述之后将更详细地说明该带阻装置10的操作。

对该I和Q路径提供AGC级12。将该AGC级12表示为包括DC补偿。可对数据传输信道的该DC补偿进行定时，使得该DC消除在先前的短脉冲串期间开始而在自身的短脉冲串的开始进行结尾。当该DC消除结束时，可将该增益设置在该自身短脉冲串的开始。

该接收信号的电平可变，例如，在-102dbm和-15dBm之间。将该自动增益控制(AGC)12用在该信号电平的调整中。通过数字信号处理器(DSP)，微处理器控制单元(MCU)或状态机构(在图中未示出)可设置该增益。

本发明者发现，通过在该信号路径上在AGC级12之前引入一个在该DC电压的消除期间可变换衰减该尾位频率的可控滤波元件10，能够衰减上述的尾位频率。该设备最好使得在信道滤波装置8之后在DC补偿级12之前将带阻滤波装置10连接到该信号路径。然而，应知道，可将该滤波器装置设置在该DC消除级之前的该I和Q信号路径上的任何点上。

最好通过陷波滤波器来设置该滤波器装置10。现将参考图7-9更详细地讨论可能的陷波滤波器。可将陷波滤波器加到接收频带的I和Q分支两者。该设备使得在该短脉冲串的结尾和/或开始变得由该陷波滤波器衰减该信号。

更具体地说，将该滤波器设备用于衰减这些尾位频率。该信号也将衰减正好出现在该自身短脉冲串的开始之前的这些尾位频率。如果当尾位出现时该DC消除停止，则在该DC消除级的输入可将该自身信号的幅度保持在很低的电平。因此，在此级由该自身信号引起的误差也被保持在很低的水平。

图6A和6B表示分别与图2A和2B的曲线对应的曲线，但是对于包括陷波滤波器的电路获得的曲线。更具体地说，图6A提供从该I(或Q)信道的信号输出。通过包括如图7中的框10所示的无源(passive)陷波滤波器的设备来获得该曲线。从该曲线可看出，当与通过现有技术设备获得的图2A的对应曲线比较时，在该短脉冲串的开始无任何DC漂移。即，在该短脉冲串的始端(大约110μs)该有用信号并未出现任何DC电平的变化。图6B表示在DC消除框12的DC补偿或消除电容中的该DC电压。当与图2B比较时，可以看出，几乎完全消除了在该DC消除期间(0-110μs)的DC输出的变化。

在“接通”与“关断”模式之间可选择地转换该陷波滤波器10，从而使得在DC消除阶段之中转换到“接通”状态。所公开的电路设备使得在DC消除期间将陷波滤波器10连接到信号路径，而在其它时间将该陷波滤波器旁路。

图7表示对于图5的框8，10和12的可能电路。在图7中，由无源双T型RC陷波滤波器来提供该陷波滤波器10。更具体地说，通过电容器C4-C6和电阻器R3-R5来构成该双T型陷波滤波器。将该双T滤波器10设置在信道滤波器8与组合的AGC和DC补偿级12之间。因为这种无源RC陷波滤波器本领域的技术人员是已知的，故未详细地说明它的部件的工作和安排。

在该电路中也可以采用有源陷波滤波器。有源陷波滤波器提供了比诸如图7中所示的无源滤波器更窄的带阻功能。通过比可将信号频带扩展到接近阻(stop)频，它又因步骤响应变快而允许更快的DC消除。可将有源陷波恒定地连接到信号路径上，例如根据源极跟随器控制它的操作。

图8表示有源双T陷波滤波器10的例子。当将开关S2和S3闭合时，该FET Q10作为一个源极跟随器(增益＝1)，该电路作为一个有源陷波器。如果只将开关S3闭合，对该FET Q10不供电流因此不能工作事实上这意味着该电路可作为一个无源双T陷波(如果R_7＜＜R_5和R_3和R_4)。

可将开关S2和S3用于提供一些电流节省。它们工作使得当将DCN控制接通时对该FET提供需要的电流。而当将该DCN关断时该FET的源极和漏极处于浮动态(floating state)，该FET不消耗电流。

应理解，开关S2和S3并不是该电路工作的本质需要。如果将开关S1闭合在接收机该FET也可工作。开关S2和S3的功能是启动该放大器。也可以基于与AGC放大器(在图中未示出)的启动所用的同样信号来启动该放大器。然而，用于控制的该DCN信号的使用可节省电流。

还示出该陷波滤波器10的输出(NOTCHOUT)具有一个到横向电阻和横向电容末端的反馈连接。通过源极跟随器提供该反馈连接。

图9表示一个也可用作陷波滤波器的简单桥T型有源滤波器。应理解，这些图中只示出了双T和桥T型陷波滤波器，对于该电路可采用任何类型的陷波滤波器。

当将开关S2和S3断开时，图8和9的陷波设备的横向分支的公共点浮动。因此在接收期间该陷波将不影响该信号。然而，如果采用很小的电容，这些电阻将具有很高的欧姆时。在下一级的输入端的电容和该IC陷波的电容器的电容可降低频率响应。通过将开关S1引入到图8和图9的电路来消除这一点。安排S1使得在将该DCN信号接通的同时断开S1时，在接收期间该信号可旁路该陷波。

在操作中，例如在该自身时隙的开始之前100μs可启动该接收机，并开始该DC消除。在该DC消除期间，将开关S2和S3闭合，而将开关S1断开。利用控制信号DCN控制开关S1。例如可从DSP，MCU或状态机构获得该DCN信号。该增益处在它的最小值，将开关S4(由AGC20控制)和S5(由AGC40控制)断开。该AGCOUT输出的DC电压与对该双T陷波滤波器10的DC输入相等。通过电阻R7和开关S2和S3改变所述的DC电压来补偿电容C7和C8。

当该自身的短脉冲串开始时停止该DC电压消除。在这个例子中，这发生在所述的100μs之后。在这一级，将该DCN信号设置为零，其中将开关S1闭合，而将开关S2和S3断开。因此该陷波滤波器变成被旁路。

同时可由分别在控制信号AGC20和AGC40的控制下的开关S4和S5设置需要的信号增益。该增益的设置是已知的特征，不构成本发明的实质部分，因此不进行更详细的描述。

如果短路的陷波滤波器10使信道滤波器的过载太多，则可加入另一些开关，通过这样使得在接收级该陷波滤波器10与该电路的其它部件隔开。

还可采用源极跟随器型设备以外的用于反馈放大的其它放大器。例如，可采用射极跟随器，运算放大器或其它类似的部件。

通过可控的信道滤波器可交替地提供上述的滤波器功能。更具体地说，在DC的消除期间可将可控信道滤波器变为较窄。例如，如果将一个可编程的信道滤波器用于滤波，则在该DC消除期间可将它设置在衰减该尾位频率的状态。通过此，可根据本发明的原则衰减在该短脉冲串的末尾和开始的信号。

可如图7的信道滤波器8来定位该可控信道滤波器。为了实施本发明将一个衰减尾位频率的状态加入该信道滤波器，在该DC消除的期间接通该状态。例如，在GSM模式，将该信道滤波器转换到衰减67KHz的状态，而在该EDGE，将该信道滤波器转接到衰减55KHz。

在一些应用中，不可能预知对于接收信号所用的调制，因此需要多于一个频率的足够衰减。如果要将所述的滤波器装置用于多个不同的通信系统，也可将它用于滤波足够接近这些系统的尾位频率的频率。例如，用于该EDGE(尾位频率55KHz)和GSM(尾位频率67KHz)的电路可采用对60KHz进行滤波的滤波器设备。这将仍能消除多数的不利的尾位频率。

在图7的电路中，将电容C2用于实施所述的滤波功能。通过使用适当的开关可以将另一些电阻和电容与这些电阻和电容并联或串联，以便改变其特性。例如，通过数字控制信号可控制该改变。例如，为了工作在不同的系统可将这种信道滤波器转换到几个不同的带宽。

在操作中，最好以最小的适合增益将接收机接通。将该LNA增益转换到一个当考虑接收所用的增益时对于该DC消除给出最好结果的状态。在把接收机接通之后可能需要一个短的稳定时间。其原因是当最初接通无效放大器级时，在这些级的输出可能存在电压变化，直到这些级获得了它们的正常工作状态，即，这些级的DC工作点稳定在它的适当的值。如果在这个稳定期间进行了任何DC消除，则将这些未定义的电压变化(所谓的低频干扰)加到了DC消除电容。因此，最好只在所述的工作点稳定后再接通该DC消除。如上所述，通过该DCN信号可控制该DC消除的状态。

如果该消除的时间常数是短的，则可在该DC消除阶段的结束之前即刻完成该LNA增益转换到有源模式。然而，最好完成充分的交换使得提供由该LNA增益，并可能由外部的强信号产生的该DC电压消除的足够时间。当自身的短脉冲串开始时，将该DC消除停止，并设置需要的信号增益。

应理解，在该DC消除期间启动LNA需要的这些增益值依赖于该电路的实施。也很明显的是，如果该LNA增益对DC的影响很小且信号很强，如果因为该自身信号和由该自身信号产生的DC误差也很小而在该DC消除期间减小该LNA增益，则可获得较小的DC误差。

信道滤波器和陷波滤波器的电阻，也许这些电容可以是可调节的。例如因为电阻器和电容器的值可能变化很大，而需要可调节的部件。例如，由于在该IC电路的制造过程中的变化可产生这些变化。

通过可控的开关交换串联和/或并联的所述这些部件可实施这些可控滤波器。可将该同样的原理用于实施根据不同的通信系统的要求具有不同带宽的滤波器。此外，还能相应地改变阻频以匹配该系统。

可对该电路提供一个状态机构，当启动该电路时自动地执行这些滤波器的调谐。也可由外部信号和DSP(数字信号处理器)来产生该调谐。也可在存储器中存储该调谐控制值。通过这些存储的参数。只需一次就可完成该调谐，此后，当将该电路接通时从该存储器装载这些参数。

该电路还可包括用于不同系统的调谐参数寄存器。在这种情况，当该电路接通时可装入这些参数。如果只将一个寄存器用于不同的系统，则系统变化时需要在其中装入新的参数。最好使用串行总线来做这个。通过该总线可避免为该电路的控制采用几条导线，还可将串行总线用于该电路的其它部件的启动和/或控制，例如用于编程可能包括在该电路中的合成器。

还应理解，可通过各种不同的方式来实施该DC的补偿。可将所有的这些与这里所述的阻带滤波一起使用。

通过这些实施方案，可提供在DC消除期间具有较低幅度的信号。因此，由该信号引起的DC的误差也较小。例如，通过一个陷波滤波器，可获得对于信号的大于20dB的衰减，而DC的稳定仍然较快。换句话说，可将该DC消除路径所用的时间常数做得较小，而仍能获得对于由该信号引起的误差的改善的衰减。该较快的时间常数能更快地进行DC消除，从而节省电流。该较快的时间常数还可使得采用较快的数据类别(例如4+1)。

应理解，虽然相对于移动站描述了本发明的实施方案，但本发明的实施方案可应用到任何其它适用类型的用户设备。

在基于使用TDMA的EDGE和GSM系统的方面描述了本发明的实施方案。可将本发明应用于任何其它标准和接入技术，包括码分多址、频分多址，或时分多址以及它们的任何混合。

这里应指出，虽然上面描述了本发明的示例性实施方案，但对该公开的方案可有许多变化和修改，而都不脱离所附权利要求书所限定的本发明的范围。

Claims (27)

1.一种在接收机中的方法，包括：

接收在该接收机的信号路径上的信号；

开始在该信号中出现的直流电压的减少；和

在该直流电压减小期间通过频率选择衰减装置衰减在信号路径上接收的短脉冲串的始端和/或末端上的该信号的幅度。

2.根据权利要求1的方法，其中该频率选择衰减装置在该直流电压减小之前从信号路径的位置上的信号中滤出预定的频率。

3.根据权利要求1的方法，其中经受衰减的该幅度是由该短脉冲串的尾位引起的。

4.根据权利要求1的方法，其中该衰减装置包括一个带阻滤波器。

5.根据权利要求1的方法，其中该衰减装置包括一个无源陷波滤波器。

6.根据权利要求5的方法，其中在该直流电压减小期间将该陷波滤波器连接到该信号路径，而在有用信号的接收期间该信号旁路该陷波滤波器。

7.根据权利要求1的方法，其中该衰减装置包括一个有源陷波滤波器。

8.根据权利要求7的方法，其中通过从由源极跟随器，射极跟随器和运算放大器构成的一组中选择的装置来提供该有源性。

9.根据权利要求7的方法，其中在该直流电压减小期间将该有源陷波滤波器连接到该信号路径，而在有用信号的接收期间该信号旁路该有源陷波滤波器。

10.根据权利要求1的方法，其中由低通滤波器提供该衰减装置。

11.根据权利要求1的方法，其中用可控信道滤波器来提供该衰减装置。

12.根据权利要求11的方法，其中在该直流电压减小期间变换该可控信道滤波器以便产生较窄的滤波频带。

13.根据权利要求1的方法，其中在先前短脉冲串的接收期间开始该直流电压消除，而在所述接收的短脉冲串的始端结束。

14.根据权利要求1的方法，包括在有用信号的接收期间将该衰减装置与该信号路径隔离的步骤。

15.根据权利要求1的方法，其中所述接收机还包括至少一个电阻器功能，以及该方法包括调整该接收机的所述至少一个电阻器功能的数值的步骤。

16.根据权利要求1的方法，其中所述接收机还包括至少一个电容器功能，以及该方法包括调整该接收机的所述至少一个电容器功能的数值的步骤。

17.根据权利要求1的方法，包括步骤：

在寄存器中存储通信系统的调谐参数；和

在该接收机的初始化期间检索所述调谐参数；

其中所述调谐参数用于所述频率选择衰减装置的调谐。

18.根据权利要求1的方法，其中在有用信号的接收期间该信号旁路该衰减装置。

19.根据权利要求1的方法，其中在该直流电压减小期间衰减至少两个不同的预定频率。

20.一种用于接收机的电路，包括：

信号路径，用于处理接收信号；

直流电压补偿装置，用于减小在该接收信号中出现的直流电压；和

频率选择衰减装置，在利用所述补偿装置减小直流电压期间衰减由在该信号路径上所接收的信号传输的短脉冲串的开始和/或末端上出现的幅度，其中所述衰减装置位于在所述信号路径上的所述选择装置之后和所述补偿装置之前。

21.根据权利要求20的电路，其中，在所述信号通过所述补偿装置经受直流电压减小的同时，将该频率选择衰减装置用于滤波至少一个预定的频率。

22.根据权利要求20的电路，其中该衰减装置包括一个带队滤波器。

23.根据权利要求20的电路，其中该衰减装置包括一个陷波滤波器。

24.根据权利要求20的电路，其中利用低通滤波器提供该衰减装置。

25.根据权利要求20的电路，其中利用可控信道滤波器提供该衰减装置。

26.根据权利要求20的电路，包括频带选择装置。

27.一种接收机，包括：

用于处理所接收信号的信号路径；

用于减小在所接收信号中出现的直流电压的直流电压补偿装置；

频率选择衰减装置，在利用所述补偿装置减小直流电压期间衰减由在该信号路径上所接收的信号传输的短脉冲串的开始和/或末端上出现的幅度，其中所述衰减装置位于在所述信号路径上的所述选择装置之后和所述补偿装置之前。

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