CN100470636C - 抑制电源变化以消除脉冲宽度调制电机控制器的增益误差 - Google Patents

Abstract

本说明书公开了磁盘驱动系统中用于音圈电机(22)的定位驱动器(32)。脉冲宽度调制前置级驱动器(46)连接到布置成“H”桥的功率晶体管(50PH、50NH、50PL、50NL)，以驱动音圈电机(22)，其所加偏压为电源电压(V_M)。脉冲宽度调制前置极驱动器(46)根据误差放大器(36)产生的误差信号和斜坡时钟发生器(48)产生的斜坡时钟信号(RMP)比较的结果，驱动功率晶体管(50PH、50NH、50PL、50NL)。斜坡时钟发生器(48)包括按照电源电压(V_M)的变化调制斜坡时钟信号(RMP)的上限和下限的控制电路。对上限和下限的调制补偿了由电源电压(V_M)的变化引起的功率晶体管(50)的增益的变化。例如，为了维持恒定频率，控制电路也可以根据电源电压(V_M)的变化对斜坡时钟信号(RMP)的斜率进行调制。

Description

抑制电源变化以消除脉冲宽度调制电机控制器的增益误差

技术领域

[0001]本发明涉及电机控制领域，且更具体地说，针对用于计算机磁盘驱动控制器的音圈电机的控制。

背景技术

[0002]在业界显而易见的是，在包括桌面工作站和便携式“膝上型”计算机的现代计算机中，磁盘驱动或驱动器依然是大容量读/写存储的主要技术。现在，磁盘驱动器同样在诸如便携音频系统和播放器的较小规模的便携系统中很流行。

[0003]现代磁盘驱动器一般包括“主轴”电机和“音圈”电机。在运行过程中，主轴电机旋转磁盘，使磁盘一定半径的扇区通过数据传感器，或读/写“头”。“音圈”电机在磁盘表面的径向位置定位数据传感器，此径向位置对应于数据由此读出或写入的磁道位置。数据传感器一般位于定位臂的远端，定位臂从磁盘圆周外侧的支点或枢轴点旋转穿过旋转磁盘的表面，这样定位臂绕枢轴的旋转使在磁盘表面之上的数据传感器的径向位置发生改变。音圈电机控制定位臂绕枢轴的旋转，从而控制数据传感器的磁道位置。

[0004]音圈电机控制器电路通常通过一对输出驱动器向音圈电机提供驱动信号，输出驱动器一般包括高侧或高位驱动器(high sidedriver)和低侧或低位驱动器(low side driver)，它们连接于音圈电机相对侧上。运行中，通过高侧驱动器提供电流流过音圈电机，流到低侧驱动器，而使定位臂沿一个方向绕枢轴旋转，并且通过低侧驱动器提供电流流过音圈电机，流到高侧驱动器，而使定位臂沿相反的方向绕枢轴旋转。

[0005]作为进一步的背景技术，美国第5,838,515号专利描述了一种双模式音圈电机驱动器，其运行在脉冲宽度调制(“D类”)模式和线性模式。如本领域众所周知的，音圈电机的“磁道跟踪”运行模式将数据传感器保持在期望的磁道位置，且“磁道寻找”运行模式将定位臂从一个磁道位置移动到另一个磁道位置。该参考文献描述了在磁道寻找期间，音圈电机运行于脉冲宽度调制模式，但当进入寻道的减速期时，就转换到线性模式下运行，然后在磁道跟踪期间都保持在线性模式。

[0006]现在参考图1，图1图解说明了常规的脉冲宽度调制的音圈电机驱动器。在此例中，在线ERRP、ERRM上接收差分误差信号。输入线ERRP施加到比较器3H的非反相或同相输入端，而输入线ERRM施加到比较器3L的非反相输入端。线ERRP、ERRM上的差分误差信号通常由误差放大器(未示出)产生，该误差放大器将反馈信号和期望的输入电平进行比较。斜坡时钟发生器2产生一定频率的三角波信号，该频率对应于期望的脉冲宽度调制(PWM)的输出信号的频率，且斜坡时钟发生器2把这个斜坡时钟信号施加到比较器3H、3L的反相输入端。比较器3H的输出被施加到差分PWM输出放大器4H的输入，而比较器3L的输出被连接到差分PWM输出放大器4L的输入。差分PWM输出放大器4H产生的输出电平被施加到功率晶体管5PH、5PL的栅极，且其限定了差分电压gP；类似地，差分PWM输出放大器4L产生的输出电平被施加到功率晶体管5NH、5NL的栅极，差分电压为gM。

[0007]如本领域所公知的，功率晶体管5被布置成常规的“H”桥以驱动音圈电机(VCM)9。在这种布置中，功率晶体管5PH、5PL的源极-漏极通道串联连接在电源电压V_M和地之间，同样晶体管5NH、5NL的源极-漏极通道也串联连接在电源电压V_M和地之间。VCM 9连接在节点VCMP和节点VCMN之间，节点VCMP位于晶体管5PL的漏极和晶体管5PH(此例中，晶体管5PL、5PH都为N沟道器件)的源极之间，节点VCMN位于晶体管5NL的漏极和晶体管5NH的源极之间。相应地，节点VCMP、VCMN处的相对电压决定了传导流过VCM9的电流的极性和大小。

[0008]现在参考图2对图1的常规布置的运行情况进行描述。一方面从图2明显看出的是，输入误差线ERRP、ERRM上的信号之间的关系，另一方面明显看出的是，来自斜坡时钟发生器2的信号RMP决定了流过VCM 9的电流。如图2所示，当线ERRP上的电压高于斜坡时钟RMP的瞬时电压时，从PWM输出放大器4H输出的差分电压gP是正的，当线ERRP上的电压比斜坡时钟RMP的电压低时，该差分电压是负的。再参考图1，在此例中，正差分电压gP使晶体管5PH相对于晶体管5PL导通，其将节点VCMP的电压拉向电源电压V_M。类似地，当线ERRM上的电压低于斜坡时钟RMP的瞬时电压时，PWM输出放大器4L输出的差分电压gM是正的，当线ERRM上的电压比斜坡时钟RMP的电压高时，该差分电压是负的。正差分电压gM使晶体管5NL相对于晶体管5NH导通，其将节点VCMN的电压拉向接地电压。

[0009]一般来说，当节点VCMP和节点VCMN的电压彼此不同时，电流在节点VCMA、VCMB之间传导，并且流过VCM 9。在图2中，从T0到T3的电流脉冲说明正极性的电流流过VCM 9，即对应于差分电压gP、gM都为正极性的那些时间，而T4和T5的电流脉冲说明负极性的电流流过VCM 9，对应于差分电压gP、gM都为负极性。在此例中，诸如从T0到T3中的脉冲这样的正极性电流脉冲是在输入线ERRP的电压高于参考电压V_ref，而输入线ERRM的电压低于参考电压V_ref的情况下产生的。相反地，在输入线ERRP的电压低于波形RMP的电压，且输入线ERRM的电压也低于波形RMP的电压的时间期间，电流以相反方向传导流过VCM 9，如电流脉冲T4、T5，及对应的差分电压gP、gM所示。在图2所示的例子中，这个负电流驱动是由于输入线ERRP的电压下降到参考电压V_ref之下，而输入线ERRM的电压上升到参考电压V_ref之上产生的。在差分电压gP、gM为相反极性的时间期间，节点VCMP、VCMN的电压实际彼此相同，并且不传导电流。

[0010]已经观察到，与本发明相关，电源电压的变化会影响图1所示的常规PWM VCM驱动电路的跨导增益，或开环增益，且因此会影响驱动流过VCM 9的电流。从图1很明显看出，流过“H”桥布置的功率晶体管5的电流直接取决于电源电压V_M；很显然，对于一给定的固定占空比，较高的电源电压V_M会引起较高的漏极电流，因此流过VCM 9的电流较高。

[0011]参考图2，为了考虑驱动电路的增益，可以将参考电压V_ref视为“伪地(pseudo-ground)”。如果线ERRP，ERRM处的误差电压都为参考电压V_ref，则没有电流被驱动；这时电压占空比为0％。如果线ERRP、ERRM处的误差电压为斜坡时钟RMP各自的峰值电压，电流将会被持续地驱动流过VCM 9。例如，如果线ERRP的误差电压是正的峰值电压，而线ERRM的误差电压是负的峰值电平，正电流将会被驱动流过VCM 9，占空比为100％。相反，如果线ERRP的误差电压为负的峰值电压，而线ERRM的误差电压为正的峰值电平，则负电流将会被驱动流过VCM 9，占空比也为100％。

[0012]可以通过例子来考虑电源变化的影响，在此例中，电源电压V_M为12伏，驱动级的开环增益额定为12，参考电压V_ref为地。因此，获得100％占空比时，斜坡时钟RMP的中点-峰值电压V_peak可由下式得到：

因为VCM 9为双向电机，这种情况下的斜坡时钟RMP的峰-峰电压斜坡为2伏。但如果指定电源电压容差为±10％，电源电压V_M就可以在10.8伏到13.2伏之间变化。在电源电压V_M的±10％变化范围内，将中点-峰值电压V_peak维持在1伏，驱动电路的开环增益将相应地在10.8到13.2之间变化。因此，电源电压V_M的变化引起开环增益的相应变化。

[0013]正如2002年4月16日授权的美国第6,374,043号专利所描述的，在双模式音圈电机驱动器电路中，开环增益的这些变化所带来的影响最明显。在线性模式下，VCM驱动的反馈控制将消除功率晶体管5驱动中的变化。此外，许多D类或脉冲宽度调制音圈电机驱动系统或模式也包括反馈控制，它将补偿在此模式下的稳态运行期间的开环增益的变化。但是，双模式音圈电机驱动器电路，诸如美国第6374043号专利所描述的电路，从线性模式转换到PWM模式。在进行转换时，驱动电路的开环增益将控制音圈电机的驱动，直到反馈控制回路能对产生的误差进行响应。因此，在两种驱动模式之间的转换中，图1所示的功率晶体管5的“H”桥的开环增益的变化，是非常明显的。

[0014]此外，一些常规的磁盘驱动系统并不使用电反馈来控制数据传感器的位置，因此也不用电反馈来控制音圈电机，相反，而是用机械定位装置来进行这种控制。在这些常规的系统中，音圈电机驱动电路的开环增益的变化会直接影响数据传感器的定位。可以认为，这些增益变化会加长磁道确定时间(track settling times)，且在严重的情况下，可能会引起定位错误。

发明内容

[0015]因此，本发明的目的是提供脉冲宽度调制的D类驱动电路，电源电压中的变化在该电路中得以补偿。

[0016]本发明进一步的目的是提供一种驱动电路，在该电路中，由于电源电压变化引起的开环增益中的变化得以补偿。

[0017]本发明更进一步的目的是提供一种驱动电路，在该电路中，电源电压的变化并不会导致PWM输出频率的变化。

[0018]本发明更进一步的目的是提供一种磁盘驱动系统，该系统包括一驱动电路，该驱动电路用于控制对音圈电机的驱动，音圈电机使数据传感器定位在选定的磁盘磁道上。

[0019]通过参考下面的详细说明及附图，本领域的普通技术人员将明白本发明其它的目的和优点。

[0020]本发明可以在驱动电路中实施，如在磁盘驱动器中，可用于驱动音圈电机以对数据传感器或读/写头进行定位。斜坡时钟发生器产生与误差信号进行比较的波形，进行该比较的目的是产生脉冲宽度调制输出驱动信号。斜坡时钟发生器包括控制电路，其响应输出驱动电路的电源电压，以使斜坡时钟的电压限度或波形斜率，或这两者都根据电源电压的变化进行调制。

附图说明

[0021]图1是以示意图表示的用于音圈电机的常规脉冲宽度调制驱动电路的电路图。

[0022]图2是说明图1的常规脉冲宽度调制驱动电路运行的时序图。

[0023]图3是以块图形式表示的按照本发明的优选实施例构建的磁盘驱动系统的电路图。

[0024]图4是以块图和示意图形式表示的按照本发明的优选实施例构建的图3系统中的音圈电机驱动电路的电路图。

[0025]图5是说明本发明优选实施例的运行原理的时序图。

[0026]图6是电路图，其说明按照本发明优选的实施例构建的图4的音圈电机驱动电路中的斜坡时钟发生器的构造。

具体实施方式

[0027]本发明将结合其优选的实施例进行描述，也就其被实施到现代计算机磁盘驱动系统中的音圈电机的驱动电路中，这是因为预计本发明提供的优势对这种应用特别有益。然而，也预计本发明用于其它应用中也是有优势的，而且参照本说明书，这种应用对本领域的技术人员是显而易见的。

[0028]图3一般描述了按照本发明的优选实施例构建的磁盘驱动系统10。磁盘驱动系统10包括一个或多个磁介质盘12，它由响应于主轴驱动器电路16的主轴电机14旋转。数据传感器18是磁盘驱动系统10的读/写头，且被放置于定位臂17的末端。在图1所示的有多个磁盘的情况下，提供多个定位臂17，每一定位臂具有一个或多个数据传感器18。音圈电机(VCM)22运行使定位臂17绕枢轴旋转，以把数据传感器18放置在磁盘12的可选径向磁道上。磁盘12的这些径向磁道包含有磁道识别数据、位置信息及用于磁盘驱动系统10运行的同步数据。数据传感器18用于将用户数据记录(“写”)在磁盘上及从磁盘读取用户数据，以检测能识别数据从该处写入的磁道和扇区的信号，和检测伺服脉冲串，所述伺服脉冲使读/写头能恰好横向地与磁盘的磁道对齐。

[0029]响应于记录在磁盘12上的磁信号而使读/写头18产生模拟电信号，所述模拟电信号被发送到数据通道13，以与主计算机系统(未示出)进行往来的结果通信。以数字或模拟形式预先记录在磁盘12上的伺服信号，被一个或多个伺服解调器电路(未示出)检测和解调，并且经数字信号处理器(DSP)30处理以通过定位驱动器电路32来控制数据传感器18的位置。定位驱动器电路32和控制主轴电机14的主轴驱动器电路16可以在普通的微控制器中实现。定位驱动器电路32也可根据需要与其它的电路集成在磁盘驱动系统10中。

[0030]现在参考图4，现在将描述根据本发明优选实施例的定位驱动器电路32的构造，该电路组合了音圈电机(VCM)22本身。从本描述可以明显知道，定位驱动器电路32是双模式的，其原因是它既包括线性驱动模式又包括脉冲宽度调制(或D类)驱动模式。

[0031]功率晶体管50被布置成常规的“H”桥，以驱动电流流过VCM 22。“高”侧驱动由晶体管50PH、50PL提供，在本发明的这个实施例中，它们都是N沟道功率金属氧化半导体(MOS)晶体管；如本领域众所周知的，如果需要，也可以使用互补MOS(CMOS)技术驱动VCM 22，在这种情况下，晶体管50PH就是P沟道MOS晶体管。高侧晶体管50PH、50PL的源极-漏极通道串联连接在电源电压V_M和地之间。类似地，“低”侧驱动由晶体管50NH、50NL提供，其源极-漏极通道也串联连接在电源电压V_M和地之间。音圈电机22连接于节点VCMP和节点VCMN之间，节点VCMP位于晶体管50PH的源极和晶体管50PL的漏极之间，节点VCMN位于晶体管50NH的源极和晶体管50NL的漏极之间。节点VCMP、VCMN处的电压在本领域通常是指“相”电压。电流传感电阻器51和VCM 22串联连接，其传感节点ISP位于电阻器51和VCM 22之间。

[0032]一般而言，如本领域众所周知的，施加到晶体管50的栅极的相对驱动决定了流过VCM 22的电流的极性和量值。例如，如果给高侧驱动晶体管50PH、50PL的栅极加偏压，使晶体管50PH相对晶体管50PL难导通，给低侧驱动晶体管50NH、50NL的栅极加偏压，使晶体管50NL相对晶体管50NH难导通，节点VCMP的相电压就比节点VCMN的相电压高。这会产生电流，它源于晶体管50PH，传导流过VCM 22，且通过晶体管50NL导走，这会导致VCM 22使定位臂17沿一个方向绕枢轴旋转。相反地，如果高侧驱动晶体管50PH、50PL的栅极被加偏压，使晶体管50PL相对晶体管50PL难导通，低侧驱动晶体管50NH、50NL的栅极被加偏压，使晶体管50NH相对晶体管50NL难导通，节点VCMN的相电压就比节点VCMP的相电压高。这会产生电流，它源于晶体管50NH，传导流过VCM 22，且通过晶体管50PL导走，这会导致VCM 22使定位臂17沿相反的方向绕枢轴旋转。

[0033]因此，施加到晶体管50栅极上的电压控制传导流过VCM22的电流的极性和量值。定位驱动器电路32在图3的磁盘驱动系统10中实现的就是该功能。

[0034]再参考图4，在定位驱动器电路32的线性侧，电流传感放大器34接收节点VCMP和节点ISP的电压作为其输入，并产生一个信号，该信号对应于电阻器51两端的压降，因此对应于流过VCM 22的电流。此信号与控制电压VDAC在误差放大器36的一个输入端相加；误差放大器36的另一输入接收参考电压VREF。误差放大器36包括连接在其输入和输出之间的补偿反馈电路或网络37，其目的是为了运行的稳定性，如本领域众所周知的。误差放大器36的输出为误差信号，其对应于一个差值，该差值是期望电压VDAC和一个对应于通过VCM22的瞬时电流电平的电压之和相对于参考电压VREF的差值。这个误差信号和对应于节点VCMP、VCMN的相电压的反馈信号一起被施加到线性前置级驱动器38。响应于该误差信号和相电压，线性前置级驱动器38以限定流过VCM 22的电流的电压驱动桥晶体管50PH、50PL、50NH、50NL的栅极，随后控制定位臂17和传感器18(图1)在寻找或跟踪磁盘12上期望的磁道位置时的运动。

[0035]美国第6,374,043号专利提供了可以结合本发明使用的线性前置级驱动器38的构造和运行的附加细节。预计用于音圈电机22的其它结构的线性驱动器也可以替代地结合本发明使用。

[0036]在定位驱动器电路32的PWM侧，误差放大器36输出的误差信号被传送到差分放大器40的一个输入端；差分放大器40的第二个输入端接收参考电压V_ref。差分放大器40产生差分输出信号，其对应于误差放大器36输出的误差信号和参考电压V_ref之间的差值。差分放大器40的一个输出作为比较器42P的一个输入，而差分放大器40的另一输出作为比较器42N的一个输入。比较器42P、42N各自将这些输入与由斜坡时钟发生器48产生的斜坡时钟信号RAMP相比较。如下面将详细描述的，斜坡时钟发生器48根据电源电压V_M来产生斜坡时钟信号RAMP。根据从差分放大器40接收到的其输入和斜坡时钟信号RAMP之间的比较值，比较器42P、42N各产生全摆幅(full-rail)输出信号，且将产生的逻辑电平提供给PWM前置级驱动器46，PWM前置级驱动器46又产生施加到晶体管50的栅极的驱动信号。图4所示的“H”桥中的功率晶体管50的运行与以上关于图1的描述是相对应的。在这种方式下，“H”桥中的晶体管50产生施加到VCM 22的脉冲宽度调制电流，并且控制其旋转和运动。

[0037]现在参考图5，现在对本发明的运行原理进行描述。斜坡时钟信号RMP是额定的斜坡时钟信号，因而是具有最大电平V_H和最小电平V_L的三角波形。替代地，斜坡时钟信号RMP可为锯齿波形，或可用于产生脉冲宽度调制输出信号的另一时变的波形；然而本说明书指三角波形，可以理解本发明也可以类似地应用于其它的波形形状。在此例中，伪电压V_ref实际上是接地的，或0伏，斜坡时钟信号RMP具有正极性偏移和负极性偏移，电压V_H＝-V_L。图5所示100％占空比的误差电压ERRP、ERRM分别为电压V_H、V_L。在本例中，斜坡时钟信号RMP的周期为时间T。

[0038]如上所述，主要在功率晶体管50的“H”桥上的定位驱动器32的开环增益会随着电源电压V_M的变化而变化。已发现，根据本发明，可以通过改变斜坡时钟信号的峰值振幅V_peak，来补偿此增益变化，该斜坡时钟信号的峰值振幅V_peak为电源电压V_M的函数，如方程(1)所示。这会引起输出PWM信号的占空比的变化，其补偿由电源电压变化引起的开环增益的变化。例如，如果电源电压V_M从其额定值增加，峰值振幅V_peak也会增加，这会引起输出PWM信号的占空比减小。相反，电源电压V_M的减小由斜坡时钟信号的峰值振幅V_peak的减小来补偿，这会导致PWM占空比的增加，其补偿了减小的开环增益。

[0039]已经进一步发现，当斜坡时钟的幅值改变到斜坡时钟信号RMP’，斜坡时钟信号RMP’的频率也会改变，除非用于在斜坡时钟电路中产生合成电流的电流源被校正。在许多应用中，这个频率优选被校正，因为斜坡时钟频率直接控制在输出的总PWM频率。然而，根据本发明优选的实施例，可以选择全部或部分校正斜坡时钟频率。

[0040]在图5所示的例子中，根据本发明优选的实施例，斜坡时钟信号RMP’与补偿电源电压V_M的增加的斜坡时钟信号相对应。在此例中，补偿的斜坡时钟信号RMP’的频率也被调整，以与额定的斜坡时钟信号RMP的频率相匹配，如下面将描述的。补偿的斜坡时钟信号RMP’从最大电压V_H′＝V_H+ΔV_H偏移到最小电压V_L′＝V_L+ΔV_L，其频率与斜坡时钟信号RMP的频率相同。电压ΔV_H，ΔV_L和电源电压V_M的变化ΔV_M之间的关系可以表示为：

$\frac{{\mathrm{\ΔV}}_H}{V_H}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_L}{V_L}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_M}{V_M}---\left(2\right)$

从图5可明显看出，为了使补偿的斜坡时钟信号RMP’保持与斜坡时钟信号RMP相同的频率，补偿的斜坡时钟信号RMP’的斜率从额定斜坡时钟信号RMP的斜率变为新的斜率m′：

$m\′=\frac{V_H\text{\′}}{T/4}=\frac{4(V_H+{\mathrm{\ΔV}}_H)}{T}---\left(3\right)$

这个补偿会使得PWM占空比减少一定量，该减少量对应补偿的斜坡时钟信号RMP’大于误差电压ERRP或小于误差电压ERRM的时间Δt(本例中和额定斜坡时钟信号RMP产生的全占空比进行比较)。占空比的变化(表示为整个周期T的分数)为：

$\frac{\mathrm{\Δt}}{T}=\frac{4\mathrm{\Δ}{V}_H}{m\′T}---\left(4\right)$

可以将方程(2)代入方程(3)中，来表示占空比的变化，得到：

$\frac{\mathrm{\Δt}}{T}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_H}{V_H+{\mathrm{\ΔV}}_H}=\frac{1}{(1+\frac{V_H}{{\mathrm{\ΔV}}_H})}---\left(5\right)$

其中，考虑到方程(2)，可以用电源电压V_M的变化将上式表示为：

$\frac{\mathrm{\Δt}}{T}=\frac{1}{(1+\frac{V_M}{{\mathrm{\ΔV}}_M})}---\left(6\right)$

占空比的这个变化补偿了由电源电压变化引起的开环增益的变化。

[0041]如图5的例子所示，为了保持频率不变，斜坡时钟信号RMP’的斜率m′相对于额定斜坡时钟信号RMP的斜率m的变化为：

$\frac{m\′}{m}=\frac{V_H\′/\frac{T}{4}}{V_H/\frac{T}{4}}=\frac{V_H\′}{V_H}=1+\frac{V_H}{{\mathrm{\ΔV}}_H}---\left(7\right)$

或：

$\frac{m\′}{m}=1+\frac{V_M}{{\mathrm{\ΔV}}_M}---\left(8\right)$

斜率m、m′对应于常规斜坡发生器的充电率和放电率。例如，有一类斜坡发生器基于电容器的充电和放电，其当然对应于：

$i=C\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}}=C\·m---\left(q\right)$

结果，为了将斜率从m变到m′，必须改变施加到斜坡发生器中的电容器的充电电流.(和放电电流)：

$\frac{i\′}{i}=\frac{m\′}{m}=\frac{{1+\mathrm{\ΔV}}_M}{V_M}---\left(10\right)$

以使充电电流和放电电流的差值Δi＝i′-i对应于电源电压的差值：

$\frac{\mathrm{\Δi}}{i}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_M}{V_M}---\left(11\right)$

如上所述，根据电源电压的变化，调制斜坡发生器中的充电和放电电流，可以维持斜坡时钟信号的频率为恒定，而仍补偿开环增益的变化。

[0042]如本领域公知的，其它类型的斜坡发生器电路在本领域也是公知的。例如，另一种斜坡发生器电路包括积分器，其产生的输出信号对应于阶跃函数脉冲的积分。积分的速率一般是由运算放大器电路的反馈电容器确定。因此，本领域技术人员应该知道来自这种斜坡发生器电路的输出斜坡信号的斜率可以根据电源电压的变化来改变电容值而进行调制。可预计本领域的技术人员参考本说明书后，能够容易地对这些以及其它可选择的斜坡发生器电路中的斜坡信号的斜率进行调制，从而维持PWM频率不变。

[0043]如上所述，在某些应用中，允许斜坡时钟信号的频率随着电源电压的变化进行调制，只要将占空比进行调制以补偿开环增益的相应变化，这是可以接受的。还有进一步的选择，可以预计，如果需要，可以部分地校正斜坡时钟信号的斜率，减少频率的变化。随着占空比的变化，允许将频率调制到何种程度可以由设计者根据需要决定，这取决于本发明优选实施例的特定应用。

[0044]在每种情况下，相对于对应额定电源电压V_M的额定值，PWM占空比的补偿及斜坡时钟信号的斜率的补偿可以在磁盘驱动系统加电时应用。优选实时监控或测量电源电压V_M，以使PWM占空比和斜坡时钟信号RMP的斜率可以在运行期间调节。

[0045]因此，按照本发明优选的实施例，减小PWM运行的占空比以补偿由施加到“H”桥输出驱动电路的功率晶体管50上的电源电压的变化引起的开环增益的变化。现在参考图6，详细描述根据本发明优选实施例的斜坡发生器48的构造。斜坡发生器48的这个特定例子是基于定时电容器的充电和放电，并将对其进行描述。鉴于每一个斜坡发生器电路都必需包括一个元件或其它参数，来控制斜坡时钟信号的电压限值，及控制其斜率从而控制其频率，所以预计本领域技术人员在参考此说明书后，能够以类似的方式将本发明容易地运用到其它类型的斜坡发生器电路中。

[0046]如图6所示，定时电容器60具有的一个板连接到充电节点CN，相对的另一个板接地。考虑到输出斜坡时钟信号RMP的电压偏移可以为正极性也可以为负极性，电流源62H和电流源62L串联连接于偏压V+和偏压V-之间。在这个串联连接中，开关64H串联连接于电流源62H和充电节点CN之间，开关64L串联连接于充电节点CN和电流源62L之间。开关64L、64H由电平检测器66控制，以下将对其进行描述。

[0047]缓冲器61的输入连接到充电节点CN，其输出作为斜坡时钟信号RMP应用，且也发送到电平检测器66。电平检测器66接受线VH、VL上的信号，它们为斜坡时钟信号RMP的上限电压和下限电压。电平检测器66将斜坡时钟信号RMP的瞬时电压和对应于线VH、VL上的信号的上限电压和下限电压进行比较，并相应控制开关64H、64L的状态。运行中，开关64H是闭合的，开关64L是打开的(图6的例子中示出)以对电容器60进行充电。一旦来自充电节点CN的在缓冲器61输出的电压达到对应于线VH上的信号的上限电压，电平检测器66就打开开关64H并闭合开关64L，以开始半个周期的放电。然后电容器60通过电流源62L进行放电，直到来自充电节点CN的缓冲器61输出的电压达到对应于线VL上的信号的下限电压，据此重复充电半周期，电平检测器66打开开关64L且闭合开关64H。以这个方式，充电半周期和放电半周期持续进行。

[0048]从本描述可以明显看出，充电半周期和放电半周期的频率取决于电流源62H、62L的电流。在本发明的这个实施例中，频率控制电路65产生对电流源62H、62L的控制信号，以控制这些充电和放电电流。如本领域公知的，电流源62H、62L可以用MOS晶体管实现，在这种情况下，频率控制电路65施加适当的栅极电压来设置这些电流电平。一般，至少斜坡发生器48运行的额定频率是由设计或由用户控制决定的。

[0049]根据本发明的优选实施例，从线VH、VL上传送到电平检测器66的上限电压和下限电压是根据电源电压V_M的变化调制的，其调制方式为上述参照图5描述的方式。在本例中，斜坡发生器48包括电压比较器和斜坡时钟控制器电路68，其接收电源电压V_M，及参考电压VREG，电源电压相对于参考电压VREG进行比较或测量。参考电VREG可由带隙参考电路、电压调节器或另一常规电路产生，该常规电路产生的参考电压基本上不依赖于电源电压V_M。根据本发明优选的实施例，电压比较器和斜坡时钟控制器电路68包括一合适的电路，其将电源电压V_M和参考电压VREG进行比较，并根据此比较结果在线VH、VL上产生合适的上限电压信号和下限电压信号，送到电平检测器66。预计本领域技术人员参考本说明书后，能容易地推导出用于电压比较器和斜坡时钟控制器电路68的合适的详细电路。

[0050]因此，在运行中，通过以上述参照图5描述的方式在线VH、VL上发出适当的信号，电源电压V_M的增加会使电压比较器和斜坡时钟控制器电路68提高电平检测器66使用的上限电压和下限电压。相反地，通过在线VH，VL上发出合适的信号，电源电压V_M的减小会使电压比较器和斜坡时钟比较器电路68减小电平检测器66使用的上限电压和下限电压。在每一种情况下，斜坡时钟信号RMP的峰值电压V_peak按照电源电压V_M的电平进行调制，这会引起如上所述的输出PWM信号的占空比发生变化。占空比的变化会补偿由于电源电压V_M的变化引起的开环增益的变化。

[0051]根据本发明的优选实施例，斜坡时钟信号RMP的频率可以根据电源电压V_M的变化来控制。如图6所示，电压比较器和斜坡时钟控制器电路68还具有连接到频率控制电路65的输出。电压比较器和斜坡时钟控制器电路68因此可以根据电源电压V_M和参考电压VREG的比较结果，向频率控制电路65发出控制信号。因此，频率控制电路65根据电压比较器和斜坡时钟控制器电路68发出的信号调整其偏压或施加到电流源62H、62L的控制信号。如上所述，如果电源电压V_M增大，以至于电压比较器和斜坡时钟控制器电路68增大峰值电压V_peak，从而减小PWM占空比，电压比较器和斜坡时钟控制器电路68也能够向频率控制电路65发出控制信号，以使源于电流源62H、62L的充电电流和放电电流也增大，从而维持斜坡时钟信号RMP的频率恒定。相反，较低的电源电压V_M能引起电压比较器和斜坡时钟控制器电路68向频率控制电路65发出信号，以减少流过电流源62H、62L的电流，维持斜坡时钟信号RMP的恒定频率与较低的电压峰值V_peak一致。然而，如上所述，对斜坡时钟信号RMP频率的这个控制是可选的。此外，如果需要部分控制，该频率可被调节，以仅仅部分补偿峰值电压的变化。

[0052]因此，根据本发明优选的实施例，由电源电压的变化引起的脉冲宽度调制信号的开环增益的变化由斜坡时钟信号的限值变化来补偿。此外，可以维持斜坡时钟信号的频率恒定，或如果需要可部分调整。在用于磁盘驱动的音圈电机方面，开环增益变化的这个补偿提高了数据传感器或读写头的定位准确度。在双模式音圈电机控制器中，准确度的提高在驱动模式之间的变换中是尤其明显的，在那些使用数据传感器和定位臂的机械定位控制的磁盘驱动系统中也是很明显的。

[0053]已经根据本发明优选的实施例对本发明进行了描述，当然可以认为本领域的技术人员在参考了本说明书及附图后，会显然了解对本发明这些实施例所做的修改和替代，及这种修改和替代能从本发明得到的优势或益处。

Claims (17)

1.一种脉冲宽度调制驱动器电路，其包括：

第一驱动器对，其包括第一和第二晶体管，它们的导电通道串联连接于电源电压和接地电压之间，所述第一和第二晶体管各有一控制端；

脉冲宽度调制电路，其用于根据误差信号和斜坡时钟信号的比较结果，产生第一脉冲宽度调制信号；

第一脉冲宽度调制驱动器，其具有连接的一个输入，以接收所述第一脉冲宽度调制信号，以及连接到所述第一和第二晶体管的所述控制端的复数个输出；和

斜坡时钟发生器，其用于产生在上限和下限之间周期性变化的斜坡时钟信号，所述斜坡时钟发生器包括一电路，该电路用于根据电源电压的变化，改变所述上限和下限。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述脉冲宽度调制电路也用于根据所述误差信号和所述斜坡时钟信号相比较的结果，产生第二脉冲宽度调制信号；所述脉冲宽度调制驱动器电路进一步包括：

第二驱动器对，其包括第三和第四晶体管，它们的导电通道串联连接于所述电源电压和接地电压之间，所述第三和第四晶体管各具有一控制端；和

第二脉冲宽度调制驱动器，其具有连接的一个输入，以接收所述第二脉冲宽度调制信号，和连接到所述第三和第四晶体管的所述控制端的复数个输出。

3.根据权利要求2所述的电路，进一步包括连接于第一节点和第二节点之间的负载，所述第一节点位于所述第一和第二晶体管的所述导电通道之间的连接处，所述第二节点位于所述第三和第四晶体管的所述导电通道之间的连接处。

4.根据权利要求1所述的电路，其中所述斜坡时钟发生器进一步包括：一电路，其用于按照所述电源电压的变化，改变所述斜坡时钟信号的斜率。

5.根据权利要求1所述的电路，其中所述斜坡时钟发生器包括：

定时电容器；

充电电路，其用于周期性地对所述定时电容器进行充电；

放电电路，其用于周期性地对所述定时电容器进行放电；

电平检测器，其用于检测所述定时电容器处的电压，用于控制所述充电电路，当所述检测到的电压达到所述下限时，对所述定时电容器进行充电，还用于控制所述放电电路，当所述检测到的电压达到所述上限时，对所述定时电容器进行放电；和

控制电路，其用于测量所述电源电压，和根据所述测量的电源电压，将所述上限和所述下限传送给所述电平检测器。

6.根据权利要求5所述的电路，其中所述充电电路包括第一电流源，其根据第一控制信号，将充电电流传导给所述定时电容器；其中，所述放电电路包括第二电流源，其根据第二控制信号，将放电电流传导给所述定时电容器；且进一步包括频率控制电路，其用于将所述第一和第二控制信号施加到所述第一和第二电流源，以根据所述测量的电源电压，控制所述充电电流和所述放电电流。

7.一种控制脉冲宽度调制驱动电路的方法，其包括：

产生在上限和下限之间周期性变化的斜坡时钟信号；

将误差信号和所述斜坡时钟信号进行比较；

根据所述误差信号和所述斜坡时钟信号的比较结果，产生具有一占空比的第一脉冲宽度调制信号；

根据所述第一脉冲宽度调制信号，驱动第一对驱动器晶体管的控制端，所述第一对驱动器晶体管的导电通道串联连接于电源电压和参考电压之间；

当所述电源电压高于额定值时，降低所述第一脉冲宽度调制信号的所述占空比；和

当电源电压低于所述额定值时，提高所述第一脉冲宽度调制信号的所述占空比。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述降低所述第一脉冲宽度调制信号的所述占空比的步骤包括：提高所述上限；和降低所述下限。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述提高所述第一脉冲宽度调制信号的所述占空比的步骤包括：降低所述上限；和提高所述下限。

10.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：当所述电源电压高于所述额定值时，提高所述下限和所述上限之间的所述斜坡时钟信号的斜率；且当所述电源电压低于所述额定值时，降低所述下限和所述上限之间的所述斜坡时钟信号的斜率。

11.根据权利要求9所述的方法，其中，所述产生在上限和下限之间周期性变化的斜坡时钟信号的步骤包括用充电电流对定时电容器进行充电；当所述定时电容器上的电压达到所述上限时；用放电电流对所述定时电容器进行放电；和当所述定时电容器上的所述电压达到所述下限时，重复地用所述充电电流对所述定时电容器进行充电。

12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：当所述电源电压高于所述额定值时，增大所述充电和放电电流：和当所述电源电压低于所述额定值时，减小所述充电和放电电流。

13.一种磁盘驱动系统，其包括：

磁盘；

定位臂，其在所述磁盘之上伸展；

数据传感器，其安装在所述定位臂的远端；

音圈电机，其连接于所述定位臂的近端，用于使所述定位臂绕枢轴旋转；

第一驱动器对，其包括第一和第二晶体管，它们的导电通道串联连接于电源电压和接地电压之间，所述音圈电机连接于所述第一和第二晶体管的所述导电通道之间的接连处的节点，且所述第一和第二晶体管各有一控制端；

脉冲宽度调制电路，其用于根据误差信号和斜坡时钟信号的比较结果产生第一脉冲宽度调制信号；

第一脉冲调制驱动器，其具有连接的一个输入，以接收所述第一脉冲宽度调制信号，和连接到所述第一和第二晶体管的所述控制端的复数个输出；和

斜坡时钟发生器，其用于产生在上限和下限之间周期性变化的斜坡时钟信号，所述斜坡时钟发生器包括一电路，该电路用于根据所述电源电压的变化，改变所述上限和所述下限。

14.根据权利要求13所述的系统，其中所述脉冲宽度调制电路也用于根据所述误差信号和所述斜坡时钟信号的比较结果，产生第二脉冲宽度调制信号；所述系统进一步包括：

第二驱动器对，其包括第三和第四晶体管，它们的导电通道串联连接于所述电源电压和接地电压之间，所述音圈电机连接于所述第三和第四晶体管的所述导电通道之间的连接处的节点，所述第三和第四晶体管各有一控制端；和

第二脉冲宽度调制驱动器，其具有连接的一个输入，以接收所述第二脉冲宽度调制信号，和连接到所述第三和第四晶体管的所述控制端的复数个输出。

15.根据权利要求13所述的系统，其中所述斜坡时钟发生器进一步包括一电路，该电路用于按照电源电压变化，改变所述斜坡时钟信号的斜率。

16.根据权利要求13所述的系统，其中所述斜坡时钟发生器包括：

定时电容器；

充电电路，其用于周期性地对所述定时电容器进行充电；

放电电路，其用于周期性地对所述定时电容器进行放电；

电平检测器，其用于检测所述定时电容器的电压，用于控制所述充电电路，当所检测到的电压达到所述下限时，对所述定时电容器进行充电，和用于控制所述放电电路，当所检测到的电压达到所述上限时，对所述定时电容器进行放电；和

控制电路，其用于测量所述电源电压，和用于根据所测量到的电源电压将所述上限和所述下限传送给所述电平检测器。

17.根据权利要求16所述的系统，其中所述充电电路包括第一电流源，其用于根据第一控制信号将充电电流传导至所述定时电容器；其中所述放电电路包括第二电流源，其用于根据第二控制信号将放电电流传导至所述定时电容器；且进一步包括频率控制电路，其用于将所述第一和第二控制信号施加到所述第一和第二电流源，以根据所测量到的电源电压控制所述充电和放电电流。

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