CN100448189C - 一种水声通信中的精确帧同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种水声通信中的精确帧同步的方法，主要包括以下步骤：1)对接收信号作数字处理，分别用s_u(t)和s_d(t)的拷贝对接收信号r(t)作拷贝相关处理，并计算相关函数的绝对值|C_u(τ)|和|C_d(τ)|；2)|C_u(τ)|、|C_d(τ)|与一设定的门限进行比较，若小于门限，则返回步骤1)进行相关处理，若|C_u(τ)|和|C_d(τ)|超过门限，则判为有同步脉冲到达，计算转入步骤3；3)计算|C_u(τ)|和|C_d(τ)|的最大值所对应的时间τ_u和τ_d，并计算两相关峰位置的间隔Δ，再计算相对多卜勒β；4)计算两相关峰位置的中点Λ，并以此作为同步信号的时间起点。本发明优点是：可以提供精确的多卜勒估计值和到达时间估计值，这二项估计值对于某些条件下的水声通信是很重要的，可以有效提高通信效果，另外也可以大大减小解码的计算量。

Description

一种水声通信中的精确帧同步的方法

技术领域

本发明涉及水声通信领域，主要是一种水声通信中的精确帧同步的方法。

背景技术

水声通信是指在海水介质中以声学方式进行通信的有关技术，与无线电通信和有线通信相比，水声通信是一种更为复杂的通信方式，其复杂性主要表现在通信信号的时间维的展宽和频率维的发散两个方面。引起信号在时间维展宽的因素包括多径传播效应、海流影响、能量在海底的传播等，引起信号在频率维发散的因素包括收发平台间相对运动、海流(如潮汐、内波、漩涡等)的影响、海面运动引起的散射、海水中的信号衰落等，实际上由于信道的时变性，并不能单纯地区分时间维或频率维的能量散布。由于声波在海水中的传播速度较慢(约为1500m/s)，水声通信信道的相对多卜勒远远大于无线电信道，甚至可以达到2％以上的量级，而信号在时间上的展宽可能达到数十至数百毫秒量级。对于使用某些形式的信号进行水声通信而言，必须实现高多卜勒和大时间展宽应用条件下的信号匹配，这就需要在对通信信息解码前先对相对多卜勒和信号到达时刻作出准确的估计，以实现低误码率的解码处理。与其它通信方式相类似，水声通信也包括信息发送和接收端间进行握手、帧同步和信息编码解码等过程，本发明就是针对帧同步环节所开发的一项在多卜勒和时间两维进行精确帧同步的技术。

以往的帧同步方法主要有三种：一种方法是利用一个线性调频脉冲信号(简记为LFM信号)或伪随机序列信号(如m序列)作为帧头，在接收处理中对LFM信号或m序列信号作脉冲压缩处理，这样可以提取出脉冲到达时刻，如图1所示，这种方法实现简单、有效，但不能估计相对多卜勒值，只适用于低多卜勒场合，如海床基固定平台向水面锚系浮标间传送水下测量数据时，由于平台间的相对运动速率很小，就可以使用这种帧头和帧同步方法。

第二种方法是先发射一个LFM信号，再接着发射一种单频脉冲信号(简记为CW脉冲)，在接收处理中通过对LFM信号作脉冲压缩处理可以提取出脉冲到达时刻，对CW脉冲作频谱分析可以测出多卜勒频偏值，如图2所示，这样就实现了脉冲到达时刻和多卜勒频偏的准同步估计，这种方法在实现上也较简单，但由于要实现较高的频谱分辨力，需要使用较长脉宽的CW脉冲，这实际上占用了通信时间，降低了通信速率。

第三种方法是利用有一定时间间隔的两个子帧同步脉冲实现的，如图3所示，每个子帧帧头仍然是一个LFM信号，两个子帧帧头的发射时间间隔是固定的、已知的，在接收端由于受多卜勒效应的影响，两个子帧的到达时间间隔会发生变化，测量这一变化就可以估算出多卜勒频偏，同时也可以得到每个子帧的到达时刻。这一方法有较好的性能，但在实现方面却存在困难，主要是需要先保存一个完整的子帧信号，才能够估算出多卜勒频偏值，这样所占用的计算机内存很大，尤其是当子帧较长的时候，这一问题就更为突出。

发明内容

本发明针对以上三种方法的不足，而提供一种水声通信中的精确帧同步的方法。这种方法可同时估计出相对多卜勒值和信号到达时刻，且只占用一个脉冲信号的宽度，不会降低通信速率，这种方法对内存的占用量也较小。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案。这种水声通信中的精确帧同步的方法，主要包括以下步骤：

1)、对接收信号作计算机数字处理，设其采样率为f_s，分别用s_u(t)和s_d(t)的拷贝对接收信号r(t)作拷贝相关处理，上述拷贝相关处理指的是一种相关处理方法，这种方法完成如下相关函数计算：

$C_u\left(\mathrm{\τ}\right)={\∫}_0^{T}r(t+\mathrm{\τ})s_u\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(18\right)$

$C_d\left(\mathrm{\τ}\right)={\∫}_0^{T}r(t+\mathrm{\τ})s_d\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(19\right)$

并计算相关函数的绝对值|C_u(τ)|和|C_d(τ)|；

2)、|C_u(τ)|、|C_d(τ)|与一设定的门限进行比较，若小于门限，则返回步骤1)继续进行相关处理，若|C_u(τ)|和|C_d(τ)|超过门限，则判为有同步脉冲到达，计算转入步骤3；

3)、分别计算|C_u(τ)|和|C_d(τ)|的最大值所对应的时间τ_u和τ_d，并按(20)式计算两相关峰位置的间隔Δ，再按(22)式计算相对多卜勒β；

Δ＝τ_u-τ_d           (20)

可以得到：

$\mathrm{\Δ}=\frac{{2\mathrm{\βf}}_c}{M}{f}_s---\left(21\right)$

当测出两相关峰的位置差后，由此式可以求出相对多卜勒，

$\mathrm{\β}=\frac{\mathrm{\ΔM}}{{2f}_c{f}_s}---\left(22\right)$

4)、按(23)式计算两相关峰位置的中点Λ，并以此作为同步信号的时间起点，

$\mathrm{\Λ}=\frac{{\mathrm{\τ}}_u+{\mathrm{\τ}}_d}{2}{f}_s---\left(23\right).$

本发明的有益的效果是：本发明通过对水声通信中的帧同步脉冲进行适当的设计，并提供了相应的处理方法，可以提供精确的多卜勒估计值和到达时间估计值，这二项估计值对于某些条件下的水声通信是很重要的。几乎所有的水声通信都需要对帧同步时间进行估计，在进行高速通信时，对帧同步时间的估计精度有较高要求；在信息发送平台和信息接收平台间存在相对运动的使用环境中，多数水声通信方式需要对多卜勒值进行有效估计，这样可以有效提高通信效果，另外也可以大大减小解码的计算量。

与以往的方法相比，本发明所提供的方法具有帧同步脉冲占用时间短、计算简单、占用内存小、多卜勒和到达时间估计精度高的优点，本发明适于大多数水声通信环境使用。

对本发明进行了计算机模拟和海上试验，均证实了本发明的使用效果。计算机模拟结果表明，在单信道条件下，相对多卜勒估计精度可以达到0.01％量级，信号到达时间估计精度可以达到0.01ms量级；在船速约为6节条件下进行浅海环境下的试验，船速通过GPS测算，本发明所估计的相对多卜勒与船速基本一致，相对多卜勒估计精度可以达到0.05％量级，因为信号到达的绝对时间无法估计，只能估计相邻帧同步脉冲间的时间间隔，此时间间隔估计值与发射信号的时间间隔和相对多卜勒估计值进行综合比较，可得到时间间隔的估计精度可以达到0.05ms量级，试验时信号中心频率为9600Hz，带宽为3600Hz。利用本发明的方法制作了水声通信仪器，并进行了海上试验验证，证明了方法的实用性。

附图说明

图1是LFM脉冲作为水声通信帧同步信号用于测量时间起点的示意图；

图2是用LFM和CW脉冲作帧同步分别测量时间起点和多卜勒的示意图；

图3是用两个子帧的LFM帧同步脉冲估计时间起点和多卜勒示意图；

图4是本发明的精确帧同步实施流程图；

图5是本发明的拷贝信号波形图；

图6是无多卜勒时的计算结果示意图；

图7是相对多卜勒为-0.0035时的计算结果示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步介绍：

在本发明中，帧同步头采用两种线性调频脉冲信号s_u(t)和s_d(t)，它们可表达为：

s_u(t)＝sin(2πf_lt+πMt²)    t∈[0，T]       (1)

s_d(t)＝sin(2πf_ht-πMt²)    t∈[0，T]       (2)

两种LFM信号的中心频率相同，均为f_c，s_u(t)为正向调频信号，其瞬时频率随时间变化而升高，s_d(t)为负向调频信号，其瞬时频率随时间变化而下降，上式中f_l和f_h分别为LFM信号的低端频率和高端频率，M为频率变化率，T为脉冲宽度，信号带宽为B，有以下关系式成立：

f_l＝f_c-MT/2         (3)

f_h＝f_c+MT/2         (4)

f_c＝(f_l+f_h)/2       (5)

B＝MT＝f_h-f_l        (6)

这两种LFM信号相加后得到信号s(t)，

$s\left(t\right)=s_u\left(t\right)+s_d\stackrel{\·}{\left(t\right)}---\left(7\right)$

s(t)经线性功率放大器放大后发送至换能器，将声信号发射到水中。

由于水声通信的接收端和发射端之间存在相对运动，则接收信号在时间上受到位伸或压缩，在频率上产生多卜勒频偏，接收信号可表示为：

r(t)＝r_u(t)+r_d(t)                        (8)

r_u(t)＝sin(2πkf_l(t-τ)+πMk²(t-τ)²)    (9)

r_d(t)＝sin(2πkf_h(t-τ)+πMk²(t-τ)²)    (10)

式中k分别代表时间拉伸/压缩因子，用β表示相对多卜勒，则k＝1+β，β与收发两端之间的径向速率v_r和声速c有关，

$\mathrm{\β}=\frac{{2v}_r}{c}---11)$

β值远小于1，水声通信时收发间相对径向速度一般低于10节，此时β值约在3.3‰。

两种发射信号的瞬时频率分别为：

f_uT(t)＝f_l+Mt    (12)

f_dT(t)＝f_h-Mt    (13)

接收信号的瞬时频率分别为：

f_uR(t)＝kf_l+k²Mt≈f_uT(t)-β(f_l+2Mt)    (14)

f_dR(t)＝kf_h-k²Mt≈f_dT(t)-β(f_h-2Mt)    (15)

对接收信号进行拷贝相关处理，会由于存在时间和多卜勒之间的耦合模糊而测不准相关峰位置，这是由于除信号时间延迟外，频率的多卜勒偏移也会产生相关时延，可以称之为频偏时延。r_u(t)和r_d(t)的频偏时延分别为：

${\mathrm{\τ}}_u=\mathrm{\β}\frac{f_h}{M}---\left(16\right)$

${\mathrm{\τ}}_d=-\mathrm{\β}\frac{f_l}{M}---\left(17\right)$

对接收信号作计算机数字处理，设其采样率为f_s，分别用s_u(t)和s_d(t)的拷贝对接收信号r(t)作拷贝相关处理。所谓拷贝相关处理指的是一种互相关处理方法，这种方法完成如下互相关函数计算：

$C_u\left(\mathrm{\τ}\right)={\∫}_0^{T}r(t+\mathrm{\τ})s_u\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(18\right)$

$C_d\left(\mathrm{\τ}\right)={\∫}_0^{T}r(t+\mathrm{\τ})s_d\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(19\right)$

两个拷贝相关函数绝对值|C_u(τ)|和|C_d(τ)|的最大值所对应的位置分别τ_u和τ_d，它们的差值为：

Δ＝τ_u-τ_d               (20)

可以得到：

$\mathrm{\Δ}=\frac{{2\mathrm{\βf}}_c}{M}{f}_s---\left(21\right)$

当测出两相关峰的位置差后，由此式可以求出相对多卜勒，

$\mathrm{\β}=\frac{\mathrm{\ΔM}}{{2f}_c{f}_s}---\left(22\right)$

同时，用τ_u和τ_d还可以估计信号到达的起点，两相关峰位置的中点为Λ，

$\mathrm{\Λ}=\frac{{\mathrm{\τ}}_u+{\mathrm{\τ}}_d}{2}{f}_s---\left(23\right)$

可以用这一中点位置作为信号的时间起点，其精度远比仅用τ_u或τ_d作为信号起点要高。

本发明所述的这种水声通信中的精确帧同步的方法，完整的计算过程如图4所示，具体步骤如下：

步骤1：按(18)、(19)式对输入信号r(t)分别用s_u(t)和s_d(t)作拷贝相关处理，并计算相关函数的绝对值|C_u(τ)|和|C_d(τ)|。

步骤2：|C_u(τ)|、|C_d(τ)|与一设定的门限进行比较，若小于门限，则返回步骤1继续进行相关处理，若|C_u(τ)|和|C_d(τ)|超过门限，则判为有同步脉冲到达，计算转入步骤3。

步骤3：分别计算|C_u(τ)|和|C_d(τ)|的最大值所对应的时间τ_u和τ_d，并按(20)式计算两相关峰位置的间隔Δ，再按(22)式计算相对多卜勒β。

步骤4：，按(23)式计算两相关峰位置的中点Λ，并以此作为同步信号的时间起点。

具体的计算实例：

LFM脉冲信号的中心频率为f_c＝4800Hz，低端频率f_l＝3600Hz，高端频率f_h＝6000Hz，脉冲宽度T＝50ms，频率变化率M＝48000Hz/s，信号带宽B＝2400Hz。

首先考虑无多卜勒频偏时的情况，两个拷贝信号s_u(t)和s_d(t)的波形如图5所示。s(t)为s_u(t)与s_d(t)之和，s(t)为发射信号，s(t)脉冲信号的起点为10.02ms。

若接收信号r(t)与s(t)相同，则r(t)的波形及它与s_u(t)和s_d(t)的拷贝相关函数C_u(τ)、C_d(τ)的包络图如图6所示：

由于接收信号无多卜勒，所以拷贝相关函数C_u(τ)、C_d(τ)的最大值对应的位置均指向信号的起点，估计出的信号起点为10.02ms，此时两相关峰位置的间隔Δ＝0，故所计算出的相对多卜勒频偏β也为0。

在有多卜勒的情况下，以相对多卜勒β＝-0.0035为例，信号的时间起点仍为10.02ms。拷贝相关函数C_u(τ)、C_d(τ)的包络图如图7所示，与无多卜勒时的情况相比，两相关峰位置发生了偏移，C_u(τ)包络的峰值对应的是τ_u＝9.667ms，C_d(τ)包络的峰值对应的是τ_d＝10.375ms，两相关峰位置的间隔Δ＝-0.708ms，由此可估计出相对多卜勒值为-0.00354，两相关峰位置的中点是Λ＝10.02ms，因此可以估计出的信号起点是在10.02ms，这远比用τ_u或τ_d作为信号起点的精度要高。

Claims (2)

1、一种水声通信中的精确帧同步的方法，其特征在于：主要包括以下步骤：

1)、对接收信号作计算机数字处理，设其采样率为f_s，分别用s_u(t)和s_d(t)的拷贝对接收信号r(t)作拷贝相关处理，上述拷贝相关处理指的是一种相关处理方法，这种方法完成如下相关函数计算：

$C_u\left(\mathrm{\τ}\right)={\∫}_0^{T}r(t+\mathrm{\τ})s_u\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(18\right)$

$C_d\left(\mathrm{\τ}\right)={\∫}_0^{T}r(t+\mathrm{\τ})s_d\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(19\right)$

并计算相关函数的绝对值|C_u(τ)|和|C_d(τ)|；

2)、|C_u(τ)|、|C_d(τ)|与一设定的门限进行比较，若小于门限，则返回步骤1)继续进行拷贝相关处理，若|C_u(τ)|和|C_d(τ)|超过门限，则判为有同步脉冲到达，计算转入步骤3)；

3)、分别计算|C_u(τ)|和|C_d(τ)|的最大值所对应的时间τ_u和τ_d，并按(20)式计算两相关峰位置的间隔Δ，再按(22)式计算相对多卜勒β；

Δ＝τ_u-τ_d    (20)

可以得到：

$\mathrm{\Δ}=\frac{2\mathrm{\β}{f}_c}{M}{f}_s---\left(21\right)$

当测出两相关峰的位置差后，由此式可以求出相对多卜勒，

$\mathrm{\β}=\frac{\mathrm{\ΔM}}{2f_c{f}_s}---\left(22\right)$

4)、按(23)式计算两相关峰位置的中点Λ，并以此作为同步信号的时间起点，

$\mathrm{\Λ}=\frac{{\mathrm{\τ}}_u+{\mathrm{\τ}}_d}{2}{f}_s---\left(23\right);$

其中，所述的s_u(t)和s_d(t)是帧同步头采用两种线性调频脉冲信号，它们可表达为：

s_u(t)＝sin(2πf_lt+πMt²)    t∈[0，T]   (1)

s_d(t)＝sin(2πf_ht-πMt²)    t∈[0，T]   (2)

两种LFM信号的中心频率相同，均为f_c，s_u(t)为正向调频信号，其瞬时频率随时间变化而升高，s_d(t)为负向调频信号，其瞬时频率随时间变化而下降，上式中f_l和f_h分别为LFM信号的低端频率和高端频率，M为频率变化率，T为脉冲宽度，信号带宽为B，有以下关系式成立：

f_l＝f_c-MT/2    (3)

f_h＝f_c+MT/2    (4)

f_c＝(f_l+f_h)/2  (5)

B＝MT＝f_h-f_l   (6)。

2、根据权利要求1所述的水声通信中的精确帧同步的方法，其特征在于：接收信号在时间上受到位伸或压缩，在频率上产生多卜勒频偏，接收信号表示为：

r(t)＝r_u(t)+r_d(t)                        (8)

r_u(t)＝sin(2πkf_l(t-τ)+πMk²(t-τ)²)    (9)

r_d(t)＝sin(2πkf_h(t-τ)+πMk²(t-τ)²)    (10)

式中k分别代表时间拉伸/压缩因子，用β表示相对多卜勒，则k＝1+β，β与收发两端之间的径向速率v_r和声速c有关，

$\mathrm{\β}=\frac{{2v}_r}{c}---\left(11\right).$

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