CN100385816C - 使用相互关联后软门槛预处理已接收cdma信号的功率量测 - Google Patents

Abstract

CDMA(分码多重存取)信号的接收功率被决定。与接收CDMA信号相关的频谱样本被当做接收样本，其接着被与CDMA信号码相互关联。针对第一门槛以下的相互关联样本，这些相互关联样本被制成零来处理。针对第一门槛及第二门槛间的样本，这些相互关联样本是借由重新绘制来处理。第二门槛以上的相互关联样本是原封不动被传输。接收CDMA信号的接收功率位准是利用处理后的相互关联样本来决定。

Description

使用相互关联后软门槛预处理已接收CDMA信号的功率量测

技术领域

本发明一般有关分码多重存取通信系统。特别是，本发明是有关该系统中接收信号的功率量测。

背景技术

接收信号的功率量测于通信系统中很重要。这些量测用于许多目的，如决定信号干扰比(SIRs)，信号噪声比(SNRs)，功率控制及许多其它目的。这些量测另一用途是胞元搜寻，其无线传输/接收单元(WTRU)对特定胞元选择及同步化。

为了描绘使用建议全球移动通讯系统地球无线存取(UTRA)宽频分码多重存取(W-CDMA)系统的分时双工(TDD)模式，胞元搜寻的步骤1中，无线传输/接收单元量测初级同步信号功率。步骤2中，无线传输/接收单元量测次级同步频道功率。步骤3中，无线传输/接收单元量测广播频道(BCH)的中步(midamble)序列。胞元搜寻期间错误的功率量测可能导致无线传输/接收单元选择非最佳胞元或胞元同步化失败。针对此，正确使用接收信号的功率量测很重要。

分码多重存取(CDMA)通信系统中，特定接收信号的功率位准通常是借由将接收向量与特定信号的码相互关联来决定。接收向量包含被传输于特定信号的频谱上的所有信号及噪声。因为将特定信号的码与噪声相互关联是产生某些小相互关联，所以预期从该相互关联信号移除噪声成份。为了移除噪声，预定门槛值以下的相互关联样本被抛弃当做噪声且不被包含于接收信号功率决定。虽然此方法改善了接收信号功率决定的精确度，但仍预期更进一步增加精确度。

发明内容

CDMA信号的接收功率被决定。接收CDMA信号相关的频谱样本被当做接收样本，其接着被与CDMA信号码相互关联。针对第一门槛以下的相互关联样本，这些相互关联样本被制成零来处理。针对第一门槛及第二门槛间的样本，这些相互关联样本是借由重新绘制来处理。第二门槛以上的相互关联样本是原封不动被传输。接收CDMA信号的接收功率位准是利用处理后的相互关联样本来决定。

附图说明

以下通过结合附图对本发明的较佳实施例的详细说明可以更清楚理解本发明，其中：

图1为硬门槛转换函数图；

图2为硬门槛被使用后的相关器输出图；

图3a为依据本发明被建构包含功率量测装置的接收器块状图；

图3b为依据本发明被建构包含功率量测装置替代实施例的接收器块状图；

图4a为依据本发明被建构获得功率量测的方法流程图；

图4b为依据本发明被建构获得功率量测的替代方法流程图；

图5为依据本发明应用被用来计算无线传输/接收单元处的初级共同控制实际频道(PCCPCH)的接收信号码功率(RSCP)块状图；

图6a及6b为依据本发明的软门槛转换函数图；

图7a及7b为软门槛被使用后的相关器输出图；

图8为依据本发明采用的初级共同控制实际频道接收信号码功率量测时序图。

具体实施方式

此后，无线传输/接收单元包含但不限定为使用者设备，移动站，固定或移动用户单元，呼叫器，或任何可操作于无线环境中的其它类型装置。此后，当涉及到时，基地台是包含但不限定为基地台，节点B(NODE-B)，地址控制器，存取点或无线环境中的其它连接装置。

CDMA系统中，具有来自相关器的窗尺寸(WS)延迟输出，且寄存方法下，这些输出是于将它们加总为总功率量测之前对硬门槛评价。硬门槛可能太粗糙而无法进行良好、稳定的量测。图1为硬门槛转换函数图。如图1所示，当输入值大于硬门槛时，增益突然达到峰值。图2显示硬门槛为基础算术被施加的相关器输出图。如图2所示，该图对大多数曲线具有单一增益(斜率＝1)；然而，因为硬门槛，低信号输入位准处的输出为零。

如图1及2中突然改变所示，考虑软门槛的原因是很难建立目前算术的正确硬门槛。因为非预期中步相互关联可能发生于胞元之间，所以旁波瓣可被推下门槛且不能考虑功率加总。旁波瓣配置是视相互关联项目是否添加至实际功率或扣除自实际功率于任何给定延迟。该相互关联为向量，所以其可视预期信号及相互关联项目间的相位关系来添加或扣除。此可视当时使用中的中步特定组的相互关联特性而使功率量测高度变异。

多路效应亦引进可将旁波瓣推上或下硬门槛的某些显著变异。另一变异源为实时采样。即使样本被采集于2×，各芯片的偏移对实际峰值仍未知。因此，若某些样本位于硬门槛之上，则其可被包含于该加总中，而若其它样本位于硬门槛之下，则其被排除。此决定是视芯片采样时脉及发送器芯片时脉之间精确关系而定。由于软门槛，各种相互关联及多路效应将较缓和，滤出噪声指数的预期效应仍可被达成。

图3a显示依据本发明被建构包含功率量测装置的接收器100。天线102可接收被传输至噪声位准量测装置104及自动增益控制器(AGC)106的被传输信号。自动增益控制器106可产生被传输至采样装置108及软门槛装置114的控制信号。采样装置108可产生接收向量r，其被传输至可将向量r与将被量测的信号序列产生相互关联的相关器110。序列产生器112可供应参考序列和接收信号被相互关联。

软门槛装置114可接收来自相关器110的相互关联信号，来自自动增益控制器106的增益控制值，来自噪声位准量测量装置104当作输入的噪声位准量测。软门槛装置114基于量测噪声位准及增益控制值导出软门槛值。软门槛装置114接着将该软门槛值施加于该相互关联信号，抛弃任何低于该软门槛值的相互关联信号。累加器116可累加预期期间超过该软门槛值的相互关联信号，并产生预期信号的功率量测118。

图3b显示依据本发明被建构包含功率量测装置替代实施例的接收器130。天线132可接收被传输至噪声位准量测装置134及自动增益控制器(AGC)136的被传输信号。自动增益控制器136可产生被传输至采样装置138及软门槛装置146的控制信号。采样装置138可产生接收向量r，其被传输至可将向量r与将被量测的信号序列产生相互关联的相关器140。序列产生器142可供应参考序列和接收信号被相互关联。噪声位准定比装置144可接收相互关联信号及当作输入的噪声位准量测并输出定比相互关联信号。

软门槛装置146可接收来自噪声位准定比装置144的定比相互关联信号，来自自动增益控制器136当作输入的增益控制值。软门槛装置146可基于增益控制值导出软门槛值。软门槛装置146接着将该软门槛值施加于该相互关联信号，抛弃任何低于该软门槛值的相互关联信号。噪声位准反定比装置148可接收超过该软门槛值的相互关联信号及当作输入的噪声位准量测，并使用该被量测噪声位准输出反定比结果。累加器150可累加预期期间的反定比值，并产生预期信号的功率量测152。

图4a为依据本发明获得功率量测的方法200的流程图。方法200开始于接收将被量测信号的频谱上的信号(步骤202)。增益控制被施加至被接收信号以制造增益控值(步骤204)。被接收信号被采集以产生接收向量r(步骤206)。被接收信号接着被与将被量测信号序列产生相互关联(步骤208)。被接收信号的噪声位准被量测(步骤210)。相互关联结果接着被以使用被量测噪声位准及增益值导出的软门槛值来处理(步骤212)。被处理的相互关联结果于预期时间期间被累加以进行预期信号的功率量测(步骤214)。

图4b为依据本发明获得功率量测的替代方法230的流程图。方法230开始于接收将被量测信号的频谱上的信号(步骤232)。增益控制被施加至被接收信号以产生增益控值(步骤234)。被接收信号被采集以产生接收向量r(步骤236)。被接收信号接着被与将被量测信号序列产生相互关联(步骤238)。被接收信号的噪声位准被量测(步骤240)。

相互关联结果接着基于被量测噪声位准而被定比例(步骤242)。该被定比例结果是以使用增益值导出的软门槛值来处理(步骤244)。被处理的相互关联结果是使用被量测噪声位准备反定比例(步骤246)。该反定比例结果于预期时间期间被累加以进行预期信号的功率量测(步骤248)。

剩余讨论是有关胞元搜寻步骤的本发明特定实施例说明。现在参考图5，依据本发明获得功率量测的方法300大致操作如下；有关方法300各步骤将讨论如下。中步(midamble)被捕捉(块302)且被与预定尺寸的滑动窗口产生相互关联(块304)。该相互关联是被针对N样本平均，且被自动增益控制器损失定比例(块306)。该系统中的噪声是借由使用偶数计数芯片的均方根函数来估计(块308)，且针对N样本平均(块310)。上及下软门槛是被决定(块312)且被用来自该相互关系样本移除均方根噪声(块314)。无噪声样本被平方加总(块316)。最后，奇偶数芯片样本被加总及乘上若干定比例因子以决定接收信号码功率(RSCP)值(块318)。

虽然方法300可被用来量测其它信号的功率位准，但其较佳被用来量测来CDMA基地台的接收信号功率。例如，通用移动电信服务(UTMS)系统应用中，此量测是被称为初级共同控制实际频道(PCCPCH)接收信号码功率(RSCP)，其为其自己胞元或邻近胞元的初级共同控制实际频道上的接收功率。接收信号码功率的参考点为无线传输/接收单元处的天线连接器。被用来输入方法300的信号较佳为转换至基频之后来自射频的初级共同控制实际频道上的接收信号。较佳控制信息为初级共同控制实际频道的槽数，槽中的中步启始位置，胞元参数辨识，及序列帧数(SFN)奇/偶数选择。较佳是，初级共同控制实际频道中步附近的接收信号是每五帧被捕捉一次。这些被捕捉信号是被处理于20帧期间。新初级共同控制实际频道接收信号码功率值被决定于此20帧期间末端。

针对目标胞元，初级共同控制实际频道接收信号码功率可借由将接收信标中步的样本与目标胞元的初级共同控制实际频道的被储存中步复制m⁽¹⁾(块304)相关联而被量测。初级共同控制实际频道功率及信标相互关联。

邻近胞元量测仅可被执行于原始胞元搜寻完成同步化及读取来自广播频道的邻近列，及定期胞元搜寻确认及放置邻近者之后。接收信号码功率接着可于200毫秒量测期间(该200毫秒要求仅加诸在CELL_DCH及CELL_FACH状态)内被制成达到6个选择邻近者。

基于胞元搜寻步骤3的下列程序被用来满足量测要求。因多路延迟展开及节点B同步错误产生的接收信号时间不确定性需使用窗内的接收信号码功率量测。假设定期胞元搜寻先前已被用来放置将被量测的胞元，因传输延迟造成的不确定性不为因子。考虑最坏例子节点B同步错误并添加57-芯片多路展开窗口，接收信号码功率量测可被降低来搜寻227芯片，覆盖其自己胞元位置前50芯片及后177芯片(此包含57额外芯片来支持传输多元操作：120+57＝177)。此窗口可从天线1及天线2(传输多元方式)捕捉显著多路成份。2×(512+50+177)＝1478 I及1478 Q样本因此被采集于信标期间，其中步尺寸为512芯片。

胞元搜寻步骤3可于采集下一个样本之前半个帧内完成170个四乱码的512芯片相互关联。各槽值是于最后侦测前对四帧被整合。需要4×340＝1360存储位置。邻近胞元搜寻需32胞元(具有奇/偶数胞元参数辨识配对的64码)对227芯片(包含用于传输多元化的额外芯片)或454样本被搜寻。该搜寻是于各搜寻之间被重复200毫秒四次。

接收信号码功率量测需要七码而非四码。由于四样本每200毫秒被采用一次，所以相互关联是使用六个邻近胞元码及提供胞元码。相关器对所有512芯片使用同调加总。邻近胞元搜寻及接收信号码功率量测总时间分别为16帧及4帧，总共20帧，其满足200毫秒要求。

进一步改进是L1滤波，其被用来达成对消逝的时间多元性且被显示可基于仿真有效消除消逝。L1滤波是被达成如下。中步丛发被储存及相互关联20帧(200毫秒)期间的每5帧一次。200毫秒期间中的这些相互关联结果接着是于后处理被施加之前被一起平均。所有六个邻近者及提供胞元的接收信号码功率量测是被报告达每50毫秒较高层。滑动窗口或移动平均方法是以对应量测期间的200毫秒滑动窗口尺寸被使用。完成相互关联/搜寻后，噪声估计被用来建立接着被用来分隔噪声及预期样本的门槛。该噪声是于200毫秒量测期间对20帧被平均。仅20帧的4帧被用来计算噪声估计，也就是每第五帧被使用。仅偶数芯片样本被用于噪声估计(块308，310)。应注意奇数及偶数样本的噪声统计均相同。

应注意奇/偶数序列帧数中步平衡是经由使用50毫秒奇数长度帧间隔及以移动平均法使用四样本而被固有达成。发生于偶数序列帧数的交叉相互关联错误项次具有不同于发生于奇数序列帧数者，且此方法可平均出奇及偶数序列帧数间的错误。

较佳中步相互关联(块304)是对输入窗尺寸WS被执行如下：

方程式(1)

其中|y(i)|为被储存的中步相互关联大小(长度WS数组)，其中乘数很复杂，

为胞元参数中步m⁽¹⁾复杂共轭，且其中0≤i＜WS。WS名目上为227芯片。数据变量x的范围从座落于中步起始点减WSL芯片的x(0)至x(511+WS)。因此，总共227(＝WSL+WSR＝WS)相互关联被执行。为了支持多元传输，全窗尺寸是从170芯片扩充至227芯片，而非对m⁽²⁾的相互关联；此可达成是因为大多数来自天线2的能量将稍后显现57芯片于m⁽¹⁾相关器。

方程式(1)中的绝对值被计算(近似)如下：

|x|＝max(|I|，|Q|)+min(|I|，|Q|)/2    方程式(2)

其中I及Q分别为同相及90度相位差组成。此近似方法被称为L+S/2近似。如以下讨论，0.7dB的误差平均μ是与此绝对值近似相互关联且必须被抽出。因为此误差为常数，所以可被计入所有计算即其它常数修正末端(也就是静态_损失修正)。

较佳移动平均计算(块306)被执行如下。z值为四个移动平均样本的修正能量总和(该平均是被达成于门槛被施加之前)，被显示如下列方程式：

$z\left(i\right)=\frac{1}{4}\underset{n1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{AGC}\_\mathrm{los}{s}_n\·\left|y\left(i\right)\right|$ 方程式(3)

其中0≤i＜WS，AGC_loss为帧速率基础下被更新的自动增益控制器增益设定，而n为帧数。最终z值为WS值数组，其接着被传送至后处理函数经由使用门槛移除噪声(块314)。

较佳噪声计算(块308，310)为该范围的数据点大小的四帧移动平均，其开始于中步启始点前的WSL芯片，并结束于中步启始点右边的512+WSR芯片。该方程式被写为：

$\mathrm{noise}=\frac{1}{4\·N}\·\underset{n=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}[\mathrm{AGC}\_\mathrm{los}{s}_n\·\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|y\left(i\right)\left|\right]$ 方程式(4)

其中n为帧数而N＝512+WS。

较佳噪声计算及噪声移除程序是如下。两上及下门槛值是借由两预定常数ALPHA_UPPER及α乘上噪声值来计算(块312)。较佳实施例中，ALPHA_UPPER＝200而α＝78。该两门槛计算被写为：

Threshold_upper＝noise*ALPHA_UPPER    方程式(5)

Threshold_lower＝noise*α    方程式(6)

为了移除噪声，若相互关联值大小小于Threshold_lower则被设定为零，若其大于ALPHA_upper则其不变，且若其位于其间则被定比例显示如下(块314)。

此逻辑被显示如下：

若z(i)＜Threshold_lowwer，则Z_new(i)＝0，

若z(i)≤Threshold_upper，则Z_new(i)＝z(i)，

则Z_new(i)＝(z(i)-Threshold_lower)*slope*z(i)，

其中slope(斜率)＝1.0/(Threshold_upper-Threshold_lower)，且0≤i＜WS。

接收信号码功率总和值为噪声被软门槛移除后的相互关联能量总和。剩余路径是被平方且被加总(块316)如下：

$\mathrm{RSCP}\_\mathrm{sum}=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{WS}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Z\left(i\right)\right|}^2$ 方程式(7)

上述算术处理是属过采样。所有方程式是分别处理偶数及奇数芯片样本直到此算术部份为止。假设该过采样为标准实施设计的部分，则偶数及奇数芯片样本数据流将一直出现。邻近搜寻算术提供接收信号码功率算术用于将被量测的各六个邻近者的正确偶数或奇数序列帧数参数，所以偶数及奇数序列帧数不必被决定于接收信号码功率算术内。

RSCP_sum_even及RSCP_sum_odd值被相加，也就是奇数及偶数累加器被相加。因此，最终被报告的接收信号码功率值为RSCP_Meas(块318)，且被给定如下：

RSCP_Meas＝β·(RSCP_sum_even+RSCP_sum_odd)·Static_loss²    方程式(8)

其中β为仿真最佳及最差芯片时点偏移例基础下的定比例因子。较佳实施例中，β＝0.573。

软门槛被用来决定相关器输出组成应如何被加总为总功率量测。图6a及6b显示软门槛应如何被施加至相关器输出。转换区于图6a中为线性，也就是其具有斜线。如图6b所示，指数曲线因潜在较高复杂性而具有较佳表现。

替代实施例中，检查表可被用来创造任何预期转换函数的量化变体且基本操作如下。增益值是被查询于以输入信号值为基础的表。输入信号是乘上该值以应用软门槛值，接着这些值被相加以决定总功率。

另一查看软门槛函数的方式是将其视为具有以下转换函数的非线性增益/处理装置。对该装置的输入为各延迟处的相关器输出大小。该输出具有被加诸其的门槛。图7a及7b为表示施加软门槛的相关器输出，分别具有两区段曲线及三区段曲线例。应注意这些曲线的曲点是以量测噪声值为基础。此仍为噪声为基础的门槛，但门槛函数的形状被软化；因此，曲点并非静态。很难实际实现具有动态来回移动曲线的块，所以实施软门槛的一方式是采用输入值并借由平均噪声位准倒数将其预先定比例。接着曲线形状可为静态且与平均噪声位准无关。然而，输出侧可能需要额外乘上平均噪声位准以重新储存原始信号位准。

为了完成第三代移动通讯合作计划(3GPP)中的CELL_DCH状态时点要求，也就是被允许经由32邻近者(800毫秒)搜寻的时间，及被允许制造邻近者胞元接收信号码功率量侧(200毫秒)的时间，胞元搜寻硬件的相关器有限数的限制下，如图8所示的操作时点较佳。该时点被分为两个任务：侦测任务及量测任务。侦测任务是于800毫秒量测期间量测邻近表中的达32邻近者的接收信号码功率并随后决定六个最长邻近者。量测任务是于200毫秒量测期间量测这六个最长邻近者即主动提供胞元的接收信号码功率。

侦测任务是每200毫秒快照接收信号一次，特别是227芯片的窗尺寸上的初级共同控制实际频道中步。相同200毫秒期间，量测任务使四个快照相隔五帧。200毫秒期间的第一帧期间，量测任务是使用所有相关器。接着随后四帧期间，侦测任务是使用相关器。此相关器的替代使用是于200毫秒期间被重复若干次。这四个200毫秒期间的末端，侦测任务是采用四个结果(从先前800毫秒中的四个快照)，将其平均，接着选择六个最强邻近者。滑动窗口(也就是移动平均)方法被使用，使六个最强邻近者组被侦测任务每200毫秒更新一次。

侦测任务接着每50毫秒量测这六个最强邻近者并定期报告其功率位准。其于连续四个50毫秒量测期间报告该相同六个邻近者的功率，接着其于六个最强邻近者组被侦测任务更新之后继续报告最新六个最强邻近者组的功率。此处理于CELL_DCH状态时是无限重复。

侦测任务实际实施将使用被量测任务使用的快照，其被每50毫秒而非每200毫秒执行一次。此降低内存要求，因为已被侦测任务执行的快照不需被保留200毫秒。当使用此替代时操作差异很小，也就是所有32胞元的侦测任务相互关联并不被执行于相同快照。然而，由于量测被平均的长时间窗口，预期实施无差异。

当本发明已就较佳实施例特别显示及说明，熟悉本技术人士应了解，只要不背离以上说明的本发明范围均可做各种型式及细节的改变。

Claims (9)

1.一种决定接收分码多重存取(CDMA)信号功率的方法，包含步骤为：

捕捉训练序列；

将该训练序列与该接收信号产生相互关联样本于滑动窗口上；

平均及定比例该相互关联样本；

近似及平均系统中的一噪声位准；

计算上门槛及下门槛；

施加该上门槛及该下门槛至该相互关联样本借以自该相互关联样本移除该噪声；及

处理无噪声样本以决定一接收信号码功率。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于该捕捉步骤是每五帧被执行一次。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于该相互关联步骤是被执行于227芯片的该滑动窗口上。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于该施加步骤包含：

若该相互关联样本低于该下门槛则消除该相互关联样本；

若该相互关联样本高于该上门槛则通过该相互关联样本；及

若该相互关联样本介于该下门槛及该上门槛之间则定比例该相互关联样本。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于该处理步骤包含：

平方及加总该无噪声样本；及

定比例该平方及加总值来获得该接收信号码功率。

6.一种量测接收分码多重存取(CDMA)信号功率的装置，包含：

量测接收信号的噪声位准的噪声位准量测装置；

决定该接收信号的增益的自动增益控制装置；

采集该接收信号的采集装置；

供应参考序列的序列产生器；

将所采集的信号与该参考序列产生相互关联且制造相互关联信号的序列相关器；

软门槛装置，用于自该接收信号的增益及该接收信号的噪声位准导出一软门槛值，该软门槛装置施加软门槛至该相互关联信号；及

累加被该软门槛装置处理后的该相互关联信号的累加器，该累加器可进行该接收信号的该功率量测。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于进一步包含

噪声位准定比例装置，连接于该序列相关器与该软门槛装置之间，用于根据该接收信号的噪声位准定比例该相互关联信号；及

被连接于该软门槛装置及该累加器间的噪声位准反定比例装置，该噪声位准反定比例装置是使用该噪声位准量测来反定比例所处理的相互关联信号。

8.一种量测接收分码多重存取(CDMA)信号功率的方法，包含：

施加增益控制至接收信号以产生增益控制值；

采集该接收信号；

将所采集的信号与待量测信号序列产生相互关联；

量测该接收信号的噪声位准；

使用该增益控制值及该量测噪声位准产生软门槛值；

以该软门槛值处理该相互关联信号；及

于预期时间期间累加所处理的信号，借此该接收信号的该功率量测可被获得。

9.一种量测接收分码多重存取(CDMA)信号功率的方法，包含：

施加增益控制至接收信号以产生增益控制值；

采集该接收信号；

将所采集的信号与待量测信号序列产生相互关联；

量测该接收信号的噪声位准；

以该被量测噪声位准为基础定比例该相互关联信号；

使用该增益控制值产生软门槛值；

以该软门槛值处理该相互关联信号；

使用该被量测噪声位准反定比例所处理的信号；及

于预期时间期间累加所处理的信号，借此该接收信号的该功率量测可被获得。

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