CN1003834B - 直接混频同步调幅接收机 - Google Patents

Abstract

直接混频同步调幅接收机，为提高其动态范围和跟踪精度采用了产生同步射频载波的销相环。为增强在锁相环中所产生的本地载波与输入载波之间的相位同步，必须减小鉴相时引起的无用寄生直流偏置。本发明，首先将所述相位信息调制到一个辅助载波上，然后根据由所述无用寄生直流偏置引起的干扰分量有选择性地对所谓交流相位信息给予放大最后再把这交流相位信息转换成一个直流相位信号。

Description

直接混频同步调幅接收机

本发明涉及一种直接混频同步调幅接收机，该接收机有一耦合到同步调幅检波器的射频输入端，并通过锁相环将其产生的同步射频载波经由同步同相载波输入端加到同步调幅检波器，以便直接将射频一调幅接收信号变换到基本频带，所述锁相环包括一个可控振荡器，该振荡器通过相位检波装置和低通滤波器使其相位信息同输入载波耦合，此输入载波加到相位检波装置的信号输入端。

上述用于直接混频同步调幅（AM）接收机或称作Costas接收机的那种锁相环，已在公开的德国专利申请NO.3240565中有所介绍。

通常，所述锁相环用来产生一个与加到信号输入端的输入载波相位同步的载波信号，并应用在许多其它类型的装置中，除了应用于上述的直接混频同步调幅（AM）接收机之外，它还有一个重要的应用领域便是在立体声解码器方面。例如，在集成调频立体声解码器电路TEA5580中应用的锁相环，用来产生一个或几个载波，这些载波与立体声系统多路信号的19KHz立体声导频信号的相位同步。

在已知的锁相环中，所产生载波的相位跟随输入载波相位的精确度，受到振荡器控制信号的不希望有的寄生直流偏置的限制。这一寄生直流偏置主要由于开关和/或偏置电压的非对称性引起，而实际上，这是不能完全避免的。因此，所产生的载波相对输入载波显示出一个固有的相位误差，此相位误差将影响对所产生的载波进行的信号处理。例如，当已知的锁相环应用于立体声解码器时，这一相位误差的存在将使左或右立体声声道中不希望有的串音增大。

当已知的锁相环应用于直接混频同步调幅接收机中时，如用于上述的Costas接收机中时，上述的相位误差会使加到同步检波器的已调射频输入载波与上述所产生的载波之间产生一个相位差，从而导致同步检波器输出端的图象和/或声音信号的失真。在这种接收机的某些应用领域中，存在有限度的相傍误差还是允许的。例如，经反复试验证明，对双边带调幅无线电接收机的结构来说，当相位误差约升至时，其信号的失真还是可以容许的。若相位误差进一步增加，则可听度将明显下降。然而当用在电视接收机中，其可容许的相位误差则要小得多。

特别当射频输入载波的信噪比（S/N）由于场强减弱而下降时，其相位误差的幅度将显著增加。由此，动态输入范围或已知的直接混频同步调幅接收机的动态范围就比较小。在上述的实例中，恰好不影响接收机接收效果时的场强（即标准场强）与导致产生上述可允许的弧度相位差的场强之比约为30dB。因此，使已知的直接混频同步调幅接收机的使用范围受到很大限制。例如它比现存的根据超外差原理集成化的调幅同步接收机的动态范围低很多。而超外差式集成调幅接收可具有60-70dB的动态范围。

本发明的目的是提供一个可与大多数现存的一般超外差式调幅接收机的动态范围相比至少比已知的直接混频同步调幅接收机动态范围大跟踪精度高的直接混频同步调幅接收机。

为实现这一目的，根据本文开始段所述类型的直接混频同步调幅接收机，其特征在于：所述锁相环中的所述相位检波装置包括相互依次耦合的第一、第二和第三混频级，由信号发生器加到上述第一和第三混频级的辅助混频信号，所述信号输入端耦合至第二混频级的输入端和所述射频输入端，而可控振荡器耦合至第一混频级的输入端和所述同步调幅检波器的所述载波输入端并起一个调谐振荡器的作用，所述低通滤波器具有一低于所述辅助混频信号基频的截止频率，所述基频低于输入载波频率。

本发明利用了这一事实，即环路总合寄生直流分量主要由相位检波装置中的直流偏置来决定。本发明基于如下认识，即由振荡器控制信号中的寄生直流偏置信号而产生的干扰成份，可用提供相位信息的方法也就是用提供所产生的载波同输入载波之间的相位差以及提供一个载波信号幅度的方法来减少，也就是根据不需要的寄生直流偏置引起的干扰成份，用选择和/或放大的手段使这个载波信号或交流相位差信号增加的方法来减少，并随后将这一交流（AC）相位差信号转换成直流相位差信号，从而完成对干扰成份的衰减。

为此当按照本发明采用的上述措施时，第一及第二混频级中的不需要的直流（DC）分量被变换成落在低通滤波器的通带范围之外的频率值，故这些干扰成份不致于影响加给可控振荡器的直流（DC）相位差信号。此外，实际上至少在连到相位检波装置的信号输入端的混频级已产生了变频增益，故其相位差信号相对于第三混频级的直流偏置分量已得到放大。因此实际上消除了相位检波装置电路中的寄生直流分量和振荡器控制信号电平的影响，使产生的载波与输入载波之间的相位取得同步。其效果比已知锁相环更令人满意。

根据本发明的接收机的最佳实施例，其特征是所述环路信号输入耦合至第二混频级的输入端而可控振荡器是耦合到第一混频级的输入端。

采取这一步骤之后，可阻止由第一混频级引起的噪声干扰振荡器的控制信号。同时，仅有本振信号与第一混频级相混合，与输入载波幅度无关的本振信号可足够大以便驱动处于开关状态的第一混频级。因此不需要的直流偏置分量的幅度与存在于第一混频级输出端的由辅助混频信号所调制的振荡器信号的幅度间的比值，可减至最低程度。从而在总体上对相位检波装置的总的直流偏置也有它的作用。

上述类型接收机的另一个最佳实施例的特征是，所述锁相环在第二和第三混频级之间配置一个滤波装置，用以选择第二混频级输出信号中的频率分量。这些频率分量落在辅助混频信号的基频上;此外，在信号发生器与第三混频级之间还配置了一个延迟电路。

当采取这一步骤时，加至第三混频级的信号幅度便可由所产生的载波与输入载波间的相位差来确定，而不再受到由第三混频级之前的电路带来的寄生直流偏移分量的影响或不再受由第三混频级中辅助混频信号的高次谐波混频带来的寄生直流干扰成份的影响。加至第三混频级的辅助混频信号，可用按与进入滤波器中的相位信息信号同样周期的延迟电路来延迟，以使两个信号到达第三混频级时，相互间具有正确的相位关系。

本发明的另一最佳实施例，其特征是，在所述滤波装置与第三混频级之间配置一个放大器/限幅器。

采取这一步骤，对锁相环来说，大体上可实现无限大的环路增益。从而在环路的整个锁相范围内可忽略其相位误差。同时，通过正确地选择限幅器的限幅电平和低于该限幅电平时的信号增益，加到第三混频级的交流相位差信号的幅度变化范围，便可充分适应于第三混频级的输入动态范围。

另外，对于较弱的和有较高噪声的输入信号，低于限幅电平的信号增益可使在相位检波装置输出端的振荡器控制信号中的相位差分量相对于第三混频级中的无用的直流分量显著增加。

滤波装置与第三混频级间的放大器/限幅器的配置使得在用方波辅助混频信号时，由于滤波装置选择作用而引起的边沿陡度可能失真有可能得到恢复。

为防止在输出信号中产生直流偏置最好对放大器/限幅器配置负反馈电路。

对所述接收机来说，采取下述措施，即，将环路信号输入端耦合到第二混频级的输入端和接收机的射频（RF）输入端，同具有调谐功能的可控振荡器的一端耦合到同步调幅检波器的载波输入端，而且，另一端与第一混频级的输入端相耦合，这是基于承认通过降低相位检测装置中的直流分量可使直接混频同步调幅接收机的现有动态范围得到大幅度地增加。

当采取本发明的措施时，相位检波装置的噪声所起的作用可减至最小限度。同时，既使在接收场强较弱和/或在附近存在较强发射机的情况下，依然可使所产生的载波与RF（射频）输入载波间在相位上准确同步，以保证得到无失真的解调信号。

上述类型的直接混频同步调幅接收机的另一个最佳实施例，其特征是：按照前述措施之一的锁相环包括一个插在第二与第三混频级之间的滤波器装置，以选择第二混频级输出信号中落在辅助混频信号基频上的一个频率分量。锁相环还包括一个置于信号发生器和第三混频级间的延迟电路，辅助混频信号被一个伪随机信号调频，而且不含直流信息。

当采取这种措施时，以理想的发射机为标准的若干发射机被设置在相应于辅助混频信号基波的某个较高次谐波频率上，这将能够防止变换到所述滤波装置的通带而引起锁相环的误锁。由于调制信号的伪随机性质，对这种发射机所接收到的信号能量，是按频率展布在围绕理想发射机的一个大的频率范围内的。而这一范围大部分落在滤波器通带之外。因辅助混频信号中不存在直流成份，故该辅助信号避免了在第二混频级输出端上引起交流相位差信号的直流偏置。

参照所示的附图，下面将详尽地介绍本发明的原理：

图1为按照本发明的包括锁相环在内的直接混典同步调幅接收机。

图2表示一组a-i的波形示出在不同场强下，在方波辅助混频信号有一个恒定的基频情况下，图1所示的接收机中振荡器控制信号随输入载波频率而变化的情况。

图3所示的一组波形示出了与前面图2中的d-i波形相似的变化情况。其中的辅助混频信号被伪随机调制信号进行了频率调制。

图4为按照本发明原理实施的另一接收机实施例的锁相环。

图1表示按照本发明原理的直接混频同步调幅接收机。接收机有一射频（RF）信号输入端I，并把信号支路SD、SEL、sup和锁相环PD、LP、TO都联接到此点。信号分支电路包括一个同步调幅检波器SD，来自射频输入端I的所接收的射频调幅（RF-AM）输入信号被加到SD上，由起到调谐振荡器作用的可控振荡器TO产生的与输入同步同相的射频载波，经一个同步同相载波输出端CI加到SD。在同步调幅（AM）检波器SD中，直接将接收机的射频调幅（RF-AM）输入信号转换成基带信号。随后，所得的基带调制信号通过选择器SEL被送入一个信号处理单元sup。在那里，经过选择的调制信号进一步按已知的方式被处理，并被转换成可见的或可听的（视频或音频）信号。

图1中的锁相环由一个相位检波装置PD、一个低通滤波器LP和一个上述的调谐控制振荡器TO相继联接而构成，射频输入端I作为锁相环PD，LP，TO的信号输入端，所接收的调幅射频输入载波加到这里，由调谐控制振荡器TO提供的同步本地正交射频（RF）载波信号经同步正交载波的输出端CQ加到相位检波器装置PD中，此信号与送至同步调幅检波器SD的所述本地同相RF载波信号的相位差90°。在锁相环处于锁定状态时，它与接收我的输入射频载波的相位也相差90°。为此，相位检波装置PD提供一个其幅度和方向随输入到PD中的两载波相位差偏离90°的程度而变化的直流相位差信号。此信号在经过低通滤波器LP滤波后，作为振荡器的控制信号加到可调谐振荡器TO，并通过它形成这些相位差的负反馈。在环路增益足够大的情况下，并且在振荡器控制信号中不存在或基本上不存在寄生直流分量时，其相位差小至可以忽略。此时、本地的同相载波和正交载波与射频输入载波的相位同步。至此所述的直接混频同步调幅接收机及其中的锁相环的工作过程本质上是已知的，例如，从前面谈到的德国专利申请中得到了解。

按照本发明接收机中锁相环的相位检波装置，包含第一、第二和第三混频级M、M和M它们依次相互耦合。一个信号发生器SG的一端联接至第一混频级M，另一端通过延迟电路T联接至第三混频级M。起滤波电路作用的带通滤波器BP、以及放大器/限幅器LA被顺次地置于第二和第三混频级M和M之间。在图1所示的实例中，可调谐控制振荡器TO通过同步的正交载波输出端CQ连接到第一混频级M，作为信号输入端的射频输入端I连至第二混频级M，而第三混频级M的输出则与环路的低通滤波器LP相连。

信号发生器SG输出一个辅助混频信号，其中仅出现交流信息最好不出现直流信息。有许多种信号发生器或函数发生器可以满足这一条件。实际上，辅助混频信号是一个方波信号，其基波频率为恒量或可以被二元伪随机信号调制。产生这个辅助混频信号的信号发生器很容易为本领域的技术人员所实现。因为有关信号发生器SG的确切结构的知识对理解本发明无关紧要，故略去对它的详述。

在第一混频级M中，由信号发生器SG输出的输助混频信号被调制在可调谐控制振荡器TO输出的本地射频正交载波上。辅助混频信号及本地正交射频载波信号的幅度都选得足够大，以激励第一混频级M处在开关状态。也就是说，使它作为一个开关混频级而工作。这样，由第一混频级M产生的寄生直流分量和噪声相对于输出信号幅度可减至最小的限度。

此后，得到的振荡器信号被辅助混频信号调制再作为混频信号加到第二混频级M，在那里与射频输入端I接收的射频输入载频相混频。除了不需要的高次混频分量和第一混频级M寄生直流分量的频率变换以及其自身的寄生直流分量之外，在混频过程中随着射频输入载波和本地射频正交载波之间偏离90°相位差引起辅助混频信号调制或随着在射频输入载波和本地射频同相载波之间的相差而引起辅助混频信号的调制。

若该混频信号也较大，如足以激励第二混频级工作在前述的开关状态，则第二混频级M产生的变换增益将使已调制的辅助混频信号相对于上述其混频级自身的寄生直流分量有所增大。因原始的辅助混频信号中仅含有交流信息，故在第二混频级M输出的相位差信息被包含在已调制的辅助混频信号的交流成份中，并被做为下文所述的交流相位差信号。这个所需的交流相位差信号与高阶混频分量、以及第一和第二混频级M和M的寄生直流分量在频率上是分开的，并且经过带通滤波器BP的选择进一步使它相对于这些干扰成分有所加强。

经这样选择出的交流相位差信号随后加到主要决定环路增益的放大器/限幅器LA。当输入信号幅值低于规定阈值时，放大器/限幅器LA呈现出最大的增益，而对输入信号幅度高于这阈值的信号其增益将减小，从而使输出信号幅度实质上被保持在输入信号等于其阈值时的输出电平上。放大器/限幅器LA同时还通过如图1所示的直流负反馈回路FP和减法器SS实现了直流负反馈。这一直流负反馈，使得加至放大器/限幅器LA上的不需要直流信号分量进一步减小。

这种类型的放大器/限幅器本身可以（例如）借助于一个放大器和一个限幅电路的一种二次配置而很容易地实现，通过适当地选择输出限幅电平，阈值和放大器/限幅器LA的最大放大系数来实现。它可补偿输入信号幅度对第二混频级M的变换增益的依赖程度，使得在较大的输入信号电平变化范围或输入信号的动态范围内获得一个基本上恒定的环路增益。在放大器/限幅器LA具有足够大的放大倍数时，原则上这一环路增益可达到无穷大，使得在环路的整个锁定范围内，其相位误差可到忽略程度。此外，相位差信号对后来出现例如由第三混频级M可引起的直流偏置等干扰的灵敏度将大为降低，在低幅值时，这种灵敏度的降低将更加显著。而且该放大器/限幅器LA使实现第三混频级M的输入动态范围满意适应地交流相差信号的幅度变化范围成为可能。万一方波相位差信号在带通滤波器BP中失去边沿陡度时，放大器/限幅器可在一定程度上恢复这个边沿陡度。

起交流相位差信号作用的已调辅助混频信号在第三混频级M中被解调。为此，初始的辅助混频信号经延迟电路T延迟相应带通滤波器BP的群时延时间后，以同相或反相的形式加到第三混频级M。经第三混频级M中所不需要的直流分量而言得到显著的增加，而不需要的高次混频分量被低通滤波器LP抑制掉，于是振荡器TO可以非常精确地以同相同步与射频调幅（RF-AM）接收信号中的最高调制频率，以防止毗邻频道干扰锁想环运动。

显然，当第二混频级的转换增益足够大时，原则上在没有带通滤波器BP、延时电路T和放大器/限幅器LA以及限幅放大器LA的直流负反馈回路或辅助混频信号的直流成份被完全抑制的情况下，不需要的直流分量也可得到一定程度的衰减。然而，这些电路BP、T、LA和残存直流分量的抑制电路使这一衰减增至更可观的程度。

若辅助混频信号为一个具有固定基本频率f的方波，则当所产生的附加的不需要谐波在偏离所需基频距离为±2nf。（n＝1，2，……）时，能被锁相环捕获。为阐明这一点可参见图2。图2用a-i图形表示图1接收机处于开环状态下，当使用一个具有固定基频为2KH的方波辅助混频信号和环路宽度为8H、场强分别为300mV，30mV、30mV、300μV、30μV、3μV、1μV、0.3μV、0.1μV时，输出至调谐控制振荡器TO的直流控制信号随输入载波频率的变化。

所述的附加谐波频率分量的残留现象可通过对辅助混频信号进行伪随机信号的频率调制而得到抑制。这样，这些谐波频率的信号能量展布在一个主要在环路通带以外的宽广频域内，而所需的频率分量给预保留。为说明这一点可参见图3。图3中d-i波形表示颇简单的二元伪随机信号在与图2相同的环路带宽下以及在接收场强分别为300μV、30μV、1μV、0.3μV和0.1μV的情况下，对振荡器控制信号变化的影响。这个伪随机信号以300Hz调制频率在同一辅助混频信号上进行调频。在场强高于300μV时，振荡器控制信号的变化情况几乎与场强在300μV时一致。带通滤波器BP的选择取决于对调频的辅助混频信号的频谱带宽的定位。一方面带通滤波BP要足够宽，以使交流相位差信号的全部信号能量能基本通过，另一方面又要足够窄，以抑制第二混频级M输出的信号中的所述不必要的附加谐波频率和寄生直流成分，故需综合加以考虑。实际上可以发现，对所述的辅助混频信号的调制频率来说，当带通滤波器BP的3dB带宽为2KHz，中心频率为2KHz时能表现出满意的结界。那种延迟电路T的延迟时间约在120μsec（微秒）。

测量结果表明：示于图1的直接混频同步调幅接收机的动态范围约为1codB。

不言而喻，用于图1中的接收机的锁相环（PD，LP，TO）可作为一个替代方案用于立体声解码器中（未示出）以产生38KHz立体声付载波。该付载波信号的相位与19KHz立体声导频信号同步，以分离出左右声道的立体声信号。为此，被接收的19KHz立体声导频信号，被加到锁相环（PD、LP、TO）的信号输入端I。根据本发明的测试结果可证明，在立体声解码器的输出中降低了左右声道立体声信号间的串音。

图4示出了本发明接收机中锁相环电路的另一实施方案。其中与图1表示与图1中的锁环不同的是，输入载波与信号发生器SG输出的辅助混频信号在第一混频级M相混频。然后通过与第二混频级中的本机振荡器信号相混频后，形成交流相位着信号。最后，以前面所述的方式通过带通滤波器的选择，并经放大器/限幅器LA的放大和限幅后，转换成输入给第三混频级M的直流相位差信号。此直流相位差信号作为振荡器的控制信号通过低通滤波器LP送入调谐振荡器TO中。

Claims (7)

1、直接混频同步调幅接收机，该接收机有一耦合到同步调幅检波器的射频输入端，并通过锁相环将其产生的同步射频载波经由同步同相载波输入端加到同步调幅检波器，以便直接将射频一调幅接收信号变换到基本频带，所述锁相环包括一个可控振荡器，该振荡器通过相位检波装置和低通滤波器使其相位信息同输入载波耦合，此输入载波加到相位检波装置的信号输入端，本发明的特征在于：所述锁相环中的所述相位检波装置包括相互依次耦合的第一、第二和第三混频级，由信号发生器加到上述第一和第三混频级的辅助混频信号，所述信号输入端耦合至第二混频级的输入端和所述射频输入端，而可控振荡器耦合至第一混频级的输入端和所述同步调幅检波器的所述载波输入端并起一个调谐振荡器的作用，所述低通滤波器具有一低于所述辅助混频信号基频的截止频率，所述基频低于输入载波频率。

2、按照权利要求1所述的接收机，其特征在于：在第二与第三混频级之间设有一个滤波器，用以选择第二混频级输出信号中的频率分量，该频率分量落在辅助混频信号的基波频率上，而在信号发生器和第三混频级之间设有一个延迟电路。

3、按照权利要求2所述的接收机，其特征在于：在滤波器与第三混频级之间设有一个放大器/限幅器。

4、按照权利要求3所述的接收机，其特征在于：所述放大器/限幅器装有直流负反馈线路。

5、按照权利要求2所述的接收机，其特征在于：其锁相环中的辅助混频信号被伪随机信号调频，并且至少基本上不含任何直流信息。

6、按照权利要求5所述的接收机，其特征在于：所述滤波设备包括一个谐振频率为辅助混频信号的中心频率的带通滤波器，其通带一方面窄至足以抑制第二混频级输出信号中的直流分量，另一方面又满足宽到至少足以能主要包含已调的辅助混频信号的频谱要求。

7、按照权利要求6所述的直接混频同步调幅接收机，其特征在于：辅助混频信号是一个调频方波信号，其中心频率约为2KHz变化范围约为300Hz，所述带通滤波器具有不超过围绕所述中心频率的2KHz的3dB带宽，延迟电路的延迟时间约为120μS。

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