CN100373967C - 一种实现移动终端系统自动频率跟踪的方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对现有跟踪方法精度差、时延长，无法满足移动通信系统的要求，提供了一种实现移动终端系统自动频率跟踪方法，首先对接收端的数字正交信号进行去旋转处理；计算去旋转处理后的基带信号的相位；将相位展开成一类似线性的函数；利用曲线拟合求突发的频率偏差值；对频偏值进行频偏峰值误差检测；对频偏值进行平滑处理，并将经过处理的频偏值作为压控振荡器的调整信号。本发明所述方法采用曲线拟合法估计频率误差，并通过峰值误差检测和频率偏移平滑处理，使得频率偏移计算精度高，并且能减小噪声的影响，满足移动通信系统对于频率跟踪的要求。同时，本发明可以采用DSP或FPGA等常用器件来实现，方便易行。

Description

一种实现移动终端系统自动频率跟踪的方法

技术领域

本发明涉及移动通讯领域中的移动终端系统，具体地说，涉及GSM或GPRS移动终端系统中自动频率跟踪和控制(AFC)方法。

背景技术

在移动通信中，由频率变化引起的信道衰落有两种：一种是基站与移动台两者的本地振荡频率之间的固有频差所引起的衰落；另一种是移动台移动引入的多普勒频移所造成的信道衰落。前者的频差是由物理器件的长期或短期频漂而引起的，属于慢衰落；相对而言，后者属于快衰落。因此在移动终端中必须采用自动频率控制技术(AFC)对两种衰落进行补偿，以保证正确的接收。

GSM或GPRS系统均采用高斯最小相移键控(GMSK)调制。GMSK是一种恒包络连续相位调制技术，对于每个码元来说，从码元开始处到码元终止处的载波相位之差为π/2，载波相位在一个码元周期内按线性规律变化。故移动终端接收机在做符号判决之前，其符号的最大相位偏移不得超过π/2，否则就会出现相位混迭，造成判决出错，以至于数据不能正确恢复，即

2πΔfT_s≤π/2

其中，根据移动通信系统对时间的规定，Ts＝3.69us，因此可承受的最大频偏Δf为271KHz/4＝67.7KHz，即移动终端系统要求可以跟踪最大67.7KHz的频率偏移。

目前常见的自动频率跟踪算法包括延时乘积算法和离散傅立叶变换(DFT)算法两种。

延时乘积算法主要是通过求T0采样时刻的接收信号r(t)和它的延迟信号r(t-T)的共扼乘积，进而计算相位，因此要求假设在一个符号范围内，信道衰减因子、相位偏移、移动终端本振频率与接收信号载波频率之间的频率偏差以及接收到的I、Q符号不发生变化，然后通过反正切函数求出相位和频率偏移。由于存在假设前提，这种方法的精确度受到很大的影响，尤其频偏较大的情况下估计不准，误差较大。

离散傅立叶变换(DFT)算法是通过计算在DFT变换范围内各采样点的能量 $P_k=R_k^2+M_k^2,$ 求得在DFT变换范围内频谱的一个峰值，这个峰值对应的值就是频偏。具体到GPRS系统，由于DFT算法是在符号速率下实现的，因此所得的频率偏移是相对于符号速率的。GPRS系统的符号速率是270KHz，这里也有一个精度问题。比如计算256个点的DFT，所得最大能量的频率在第38点处，则该点的实际频率为：

(38/256)*270kHz＝40kHz。

很明显，256点的DFT精度只能达到1KHz左右，即使是2048点的DFT，精度也才能达到132Hz。另一方面，当DFT点数增加时，运算时间会增加，而GPRS系统中1个突发包含156个比特，那么2048点DFT至少需要十几个突发，采用这种方法的话延迟就会太大。

综上所述，以上两种经典的AFC跟踪算法都无法满足GSM或GPRS系统的需要。

发明内容

因此本发明所要解决的技术问题是提供一种用于移动终端的自动频率跟踪方法，以克服现有技术中精度不高，无法满足移动通信系统要求的缺点，产生可靠的频率调整信号，改善自动频率跟踪的性能。

本发明所述自动频率跟踪方法，包括以下步骤：

一、对接收端收到的数字正交信号进行去旋转处理；

二、计算去旋转处理后的基带信号的相位；

三、将步骤二的结果展开成一类似线性的函数；

展开方法是通过判断判断相邻采样点的相位差来实现的，具体是

1)当|θ₁(k)-θ₁(k-1)|不大于π时，则不用展开，即θ(k)＝θ₁(k)；

2)当|θ₁(k)一θ₁(k-1)|大于π且θ₁(k)-θ₁(k-1)大于o，则θ(k)＝θ₁(k)-2π；

3)当|θ₁(k)-θ₁(k-1)|大于π且θ₁(k)一θ₁(k-1)不大于o，则θ(k)＝θ₁(k)+2π；

其中θ(k)是展开后的相位，作为频偏计算的输入，θ₁(k)是旋转处理后的基带信号的相位；

四、利用曲线拟合的方法求得角频率的估计值，并根据该角频率估计值求得突发的频率偏移估计值；

五、对步骤四所得的突发的频率偏移估计值进行频偏峰值误差检测；

六、对突发的频率偏移估计值进行平滑处理，得到频偏值，并将经过处理的频偏值作为压控振荡器的调整信号。

本发明所述方法采用曲线拟合法估计频率误差，并通过峰值误差检测和频率偏移平滑处理，使得频率偏移计算精度高，并且能减小噪声的影响，满足移动通信系统对于频率跟踪的要求。同时，本发明可以采用DSP或FPGA等常用器件来实现，方便易行。

附图说明

图1是采用本发明的GPRS终端系统接收部分的结构框图。

图2是实现本发明自动频率跟踪方法示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明所述方法进行详细的说明。

本发明所述自动频率跟踪的方法是针对移动通讯系统的频率校准脉冲FB的，也就是说，在进行自动频率跟踪前，首先要确定校准脉冲FB的起始位置，并完成符号级的同步。

在图1所示的GPRS终端接收机的框图中，接收机包括天线、射频前端12、下变频器14、本振18、模数转换器16、数字信号处理器20、数模转换器22和压控振荡器24。天线接收到信号后，耦合到射频前端12，射频前端12的输出耦合到下变频器14的输入，下变频器14的输出耦合到模数转换器16的输入，模数转换器16的输出耦合到数字信号处理器20的输入，数字信号处理器20输出频偏估计值，并通过数模转换器22和压控振荡器24控制本振18调节本振信号频率。

GPRS系统采用GMSK调制技术。当天线接收到基站发送的GMSK调制信号后，先经过射频前端12进行放大，然后由下变频器14除去载波，这样的基带信号由模数转换器16转换为数字信号Ir(k)、Qr(k)。而数字信号处理器20用于跟踪载波频率的漂移，估计载波频率的偏差，然后该频偏值经过数模转换器22转换为模拟信号，通过压控振荡器24调整本振18的频率，从而减少由于频率偏移造成的GPRS接收机性能的下降。本发明所述方法主要体现在数字信号处理器20中。

图2是本发明所述自动频率跟踪方法的示意框图。数字信号处理器20可以划分为去旋转模块24、相位计算与展开模块26、频偏估计模块28、频偏平滑模块32、相位峰值误差检测模块30、存储器模块34。模数转换器16输出的正交Ir(k)、Qr(k)信号作为去旋转模块24的输入，由于GPRS中的频率校准突发FB为全‘0’序列，信号经过GMSK调制后有67.7KHz的固有频率偏移，因此首先要将信号Ir(k)、Qr(k)完全转化为基带信号I(k)、Q(k)，作为相位计算与展开模块26的输入。由于一个突发有148个采样点，因此k的取值是从0到147。相位计算与展开模块26根据I(k)、Q(k)信号计算148个采样点的相位，其范围为(一π，+π)，并且存在突变。然后将计算得到的148个采样点的相位展开成一类似线性的函数θ(k)，k＝0，...147，输出到频偏估计模块28，这时所有的相位值之间不存在突变，由于干扰和噪声的影响，各个θ(k)基本上位于一条直线的两边。频偏估计模块28采用曲线拟合方法，可以精确估计出该突发的频率偏移f′(k)，这也是本发明的特点之一，可以同时保证计算的精度和可靠性。频偏估计模块28的输出作为相位峰值误差检测模块30的输入。由于衰落的影响，相位会出现较大的峰或谷，为了避免由此引发的自动频率跟踪系统的不稳定，本发明还对计算得到的相位偏差峰值进行检测，删除超出范围的相位值。最后将当前突发的频偏和上一个突发的频偏进行平滑，得到最后的频偏值f(k)，将其输出至数模转换模块22转换为模拟信号，控制压控振荡器24的输出电源，从而进一步控制本振频率，同时还将f(k)保存在存储器34中，供下一个突发进行频偏平滑使用。

下面进一步具体说明本发明所述方法。

由于采用GMSK调制技术，必然存在一个固定的相位偏移，对于突发FB而言，其信息码元全为‘0’，则固有的相位偏移表示为：

$\mathrm{\θd}=\frac{\mathrm{\π}}{2}k,k=\mathrm{1,2},...147;$

也就是说，在接收端去载波后得到的不是基带信号，而是中心频率为67.7kHz的信号。因此在频偏估计之前，首先需要去旋转，即将接收信号转换到基带。具体而言，就是将去载波后的信号Ir(k)+jQr(k)乘以旋转因子e^-j2-k。

去旋转后的基带信号仍然分I路和Q路信号，分别表示为：

I(k)＝αsin(θ₁(k))

Q(k)＝αcos(θ₁(k))

其中α表示信号幅度，θ₁(k)表示信号相位，k＝0，1，...147。

由上式可知，相位θ₁(k)＝atan2(Q(k)，I(k))，一π≤θ₁(k)<π。观察θ₁(k)曲线，就会发现相位存在突变，突变前后的相位相差±2π。出现相位突变的原因在于为了保证函数的值域，atan2()函数对相位进行了折叠。因此当遇到这种突变时，应该将其展开一个类似线性函数，作为频偏估计曲线拟合的输入。

展开时是通过判断相邻采样点的相位差来决定展开方法的，θ(k)是展开后的相位，作为频偏计算的输入：

1)当|θ₁(k)一θ₁(k-1)|不大于π时，则不用展开，即θ(k)＝θ₁(k)；

2)当|θ₁(k)一θ₁(k-1)|大于π且θ₁(k)-θ₁(k-1)大于0，则θ(k)＝θ₁(k)-2π；

3)当|θ₁(k)-θ₁(k-1)|大于π且θ₁(k)一θ₁(k-1)不大于0，则θ(k)＝θ₁(k)+2π。

相位θ(k)可以表示为

θ(k)＝ω₀kT_s+θ₀+η(k)，k＝0，1，...147

其中ω₀表示接收信号的角频率，θ₀表示接收信号的初始相位，η(k)表示由噪声引起的相位误差。曲线拟合方法就是要寻找一条曲线与相位采样值最接近，也就是求频率和初始相位的估计值ω′和θ′，使得误差

$\mathrm{\&epsiv;}=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{[\mathrm{\&theta;}\left(k\right)-(\mathrm{\&omega;}\&prime;k{T}_s+\mathrm{\&theta;}\&prime;\mathrm{\&theta;})]}^2$

最小。

采用曲线拟合的方法可以求得角频率的估计值

$\mathrm{\&omega;}\&prime;=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\mathrm{Ak}+B)\mathrm{\&theta;}\left(k\right)$

其中系数A、B分别为

$A=\frac{12}{T_s(N-1)N(N+1)}$

$B=-\frac{6}{T_s(N-1)N}$

其中T_s表示符号采样时间，为3.69us；N表示一个突发包含的有效比特数，即取值为147。

本发明不涉及初始相位的估计值θ′，因此不再给出其计算公式。

根据GMSK调制理论，每个采样点的起始相位和终止相位之间不超过π/2。那么计算相位估计值与各个相位采样值之间的差，如果最大差大于π/2，则认为相位的峰值误差超过了允许范围，本次突发的频偏估计值就不再输出。

频偏值的平滑实际是对频率调节量的滤波，可以避免频偏值的大起大落所带来的影响。频偏值的平滑方法是：

对第一个突发，取f_ave(0)＝f′(0)；

对第二个突发，则取f_ave(1)＝(f′(1)+f′(0))/2；

对于其他突发，则取 $f_{\mathrm{ave}}\left(k\right)=\frac{7}{8}{f}_{\mathrm{ave}}(k-1)+\frac{1}{8}f\&prime;\left(k\right).$

将经过上述计算得到的频偏值f_ave(k)转换为模拟信号，控制压控振荡器24的输出电源，进一步控制本振频率；同时将频偏值f_ave(k)还要保存在存储器34中，用于下一个突发的计算。

综上所述，本发明最大的优点在于可保证频偏估计的精度，满足GPRS终端系统的要求，并且通过相位峰值误差检测和频率平滑可以大大减少频偏估计值的抖动，保证AFC系统和本振信号的平稳，从而提供整个接收机的性能。

Claims (4)

1.一种实现移动终端系统自动频率跟踪的方法，其特征在于，包括以下步骤：

一、对接收端收到的数字正交信号进行去旋转处理；

二、计算去旋转处理后的基带信号的相位；

三、将步骤二的结果展开成一类似线性的函数；

展开方法是通过判断相邻采样点的相位差来实现的，具体是：

1)当|θ₁(k)-θ₁(k-1)|不大于π时，则不用展开，即θ(k)＝θ₁(k)；

2)当|θ₁(k)-θ₁(k-1)|大于π且θ₁(k)-θ₁(k-1)大于0，则θ(k)＝θ₁(k)-2π；

3)当|θ₁(k)-θ₁(k-1)|大于π且θ₁(k)-θ₁(k-1)不大于0，则θ(k)＝θ₁(k)+2π；

其中θ(k)是展开后的相位，作为频偏计算的输入，θ₁(k)是旋转处理后的基带信号的相位；

四、利用曲线拟合的方法求得角频率的估计值，并根据该角频率估计值求得突发的频率偏移估计值；

五、对步骤四所得的突发的频率偏移估计值进行频偏峰值误差检测；

六、对突发的频率偏移估计值进行平滑处理，得到频偏值，并将经过处理的频偏值作为压控振荡器的调整信号。

2.如权利要求1所述的自动频率跟踪的方法，其特征在于，所述步骤一中去旋转处理是将去载波后的信号乘以旋转因子

3.如权利要求1所述的自动频率跟踪的方法，其特征在于，所述步骤五频偏峰值误差检测包括计算相位估计值与各个相位采样值之间的差，如果最大差大于π/2，则认为相位的峰值误差超过了允许范围，本次突发的频偏估计值就不再输出。

4.如权利要求1所述的自动频率跟踪的方法，其特征在于，所述步骤六频偏值的平滑方法是：对第一个突发，取f_ave(0)＝f′(0)；对第二个突发，则取f_ave(1)＝(f′(1)+f′(0))/2；对于其他突发，则取 $f_{\mathrm{ave}}\left(k\right)=\frac{7}{8}{f}_{\mathrm{ave}}(k-1)+\frac{1}{8}{f}^{\&prime;}\left(k\right),$ 其中f_ave()是平滑处理后的频偏值，f′()是频偏峰值误差检测后的频偏值。

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