CN100337409C - 一种线性功放失真抵消的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种线性功放失真抵消的方法，该方法包括以下步骤：实时在线性功放电路的输出端耦合出失真抵消后的信号送入窄带接收机；窄带接收机从接收的信号中检测白噪声信号，将其转换成直流信号后传送给自动控制器；自动控制器根据所述直流信号，控制误差抵消环路中的衰减器调节其所在支路的信号的幅度和相位；误差抵消环路抵消两个支路中的白噪声信号，同时抵消失真信号，然后输出失真抵消后的信号。本发明检测输出信号中的白噪声，将其作为控制误差抵消环路幅相调节的依据，没有使用导频注入，从而降低了成本，避免了产生杂散信号的风险；与直接检测失真信号相比，不受载波信号波动以及失真信号的影响，从而保证了线性功放电路的稳定性。

Description

一种线性功放失真抵消的方法

技术领域

本发明涉及功率放大电路领域，特别是一种线性功放失真抵消的方法。

背景技术

在移动通讯的无线基站系统中，功放模块用来将发信机的小信号放大到一定功率，然后由馈线馈入天线向空间发射。随着业务量增长的需要，无线传送的信息量越来越大，为了充分开发利用有限的频谱资源，各种高效的线性调制方法被开发出来，线性调制对功放的非线性抑止能力提出越来越高的要求。普通功放由于固有的非线性，在放大线性调制信号时产生频谱扩展，产生有害的互调分量(Intermodulation Distortion，IMD)。

现在有两种抵消互调分量的方法。

现有技术一、导频注入的方法

采用导频注入的双环前馈功放是消除IMD的典型技术，如图1所示为采用导频注入的双环前馈线性功放原理示意图，该装置包括：第一耦合器101、第二耦合器102、第一衰减器103、主功放104、第三耦合器105、第一延迟器106、第四耦合器107、第七耦合器108、第二衰减器109、误差功放1010、第二延迟器1011、第五耦合器1012、第六耦合器1013、窄带接收机1014、检波器1015、自动控制器1016和导频源1017。其中主功放104是有待改善线性的放大器。第一、第二衰减器为矢量衰减器，可以改变信号的幅度和相位。注入导频需要一个导频源1017，它的本振为可变或不可变，窄带接收机1014的本振也相应的可变或不可变。

参考图1，一般把前馈系统分为三个部分：载波抵消环路、误差抵消环路和导频检测控制部分。载波抵消环路包括第一耦合器101、导频源1017、第二耦合器102、第一衰减器103、主功放104、第三耦合器105、第一延迟器106和第四耦合器107，载波抵消环路的主要功能是提取主功放产生的IMD。误差抵消环路包括第三耦合器105、第二延迟器1011、第四耦合器107、第七耦合器108、第二衰减器109、误差功放1010和第五耦合器1012，误差抵消环路的功能是放大载波抵消环路提取的IMD，然后抵消载波信号中的IMD，使得输出的信号较为纯净，从而改善放大器的线性度。导频检测控制部分包括第六耦合器1013、窄带接收机1014、第七耦合器108、检波器1015和自动控制器1016，导频控制检测部分根据从第六耦合器1013、第七耦合器108耦合出来的信号，通过自动控制器1016从D1、D2控制第一衰减器103，从D3、D4控制第二衰减器109。

多载波信号11为待放大的信号，通过第一耦合器101分成两路送入载波抵消环路，其中一路和导频源1017产生的导频信号15通过第二耦合器102耦合起来，一起送入主功放104放大，由于主功放104的非线性，输出信号12便有了杂散IMD，输出信号12经过第三耦合器105取出其中一部分信号送至第四耦合器107。同时，从第一耦合器101出来的另一路信号，经过第一延迟器106到达第四耦合器107。到达第四耦合器107的两路信号中的载波信号幅度相等、相位相反，从而抵消载波信号，这样从第四耦合器107出来的信号13从理论上只含有IMD。实际过程中，信号13中载波信号被抵消的精确程度，主要取决于第一衰减器103的D1、D2的精细调节，而D1、D2是由自动控制器1016根据第七耦合器108耦合到检波器1015的对消后的载波功率的信息进行计算、处理得到的。

从第七耦合器108出来的信号经过第二衰减器109，输入误差功放1010放大后，送入第五耦合器1012。同时，主功放104放大后的信号12，经第三耦合器105耦合出来的另一部分，经过第二延迟器1011后输入第五耦合器1012。输入第五耦合器1012的两路信号中的IMD幅度相等、相位相反，抵消掉IMD。那么从第五耦合器1012出来的信号应该是消除了IMD的纯净的载波信号。纯净的载波信号送入第六耦合器1013后，一部分作为被放大的载波信号14输出，另一部分通过窄带接收机1014接收检测残余的导频，送入自动控制器1016处理来调节第二衰减器109的D3、D4，使得到达第五耦合器1012的IMD信号和载波信号中含有的IMD信号幅度相等、相位相等，能够相互抵消，最终达到改善功放互调的目的。

采用导频的技术方案需要增加导频源、导频馈入耦合器等部件，很大程度上增加了成本，另外在自动控制器的自适应处理过程中导频容易形成杂散信号，影响功放指标。

现有技术二、直接检测失真信号功率的方法

这种方法在中国专利局一篇公开号为CN1468014A的专利文献中公开。如图2为直接检测失真信号功率的双环前馈线性功放原理示意图，该装置包括：第一耦合器201、第一衰减器202、主功放203、第二耦合器204、第一延迟器205、第三耦合器206、第二衰减器207、误差功放208、第二延迟器209、第四耦合器2010、第五耦合器2011、窄带接收机2012和自动控制器2013。多载波信号21为待放大的信号，主功放输出的信号22是经主功放放大了的信号，信号23是载波抵消环路的输出信号，信号24是最后的输出信号。

该方案采用窄带接收机对互调分量直接进行多点的采样，并将测量结果提供给自动控制器作为自适应控制的依据，包括以下步骤：

步骤1、在线性功放电路的输出端即第五耦合器耦合出互调对消后的信号送入窄带接收机。

步骤2、窄带接收机采用跳频工作方式分别接收线性功放电路输出信号的邻道、隔道和第二隔道的互调信号，将互调信号的大小转换成直流信号送给自动控制器。

根据已知的信号特点，可以控制窄带接收机本振源的频率使得窄带接收机的接收频带落在功放输出信号的互调分量上。例如使用调频方式，使得该接收频率在载波信号的邻道、隔道、第二隔道不断轮回，从而接收载波信号邻道、隔道和第二隔道的互调信号。

步骤3、自动控制器根据上述直流信号的大小，来调整对误差抵消环路的第二衰减器的控制信号，控制第二衰减器的幅相调节，在误差抵消环路中将互调分量对消到最小。

这个过程在线性功放正常工作时不断循环、重复，始终保持线性功放输出最小的互调分量。

这种方法虽然降低了物料成本，避免了导频带来杂散的可能，但是在信号功率变化时失真功率也在变化，这时无法辨清检测到的失真信号的变化是载波信号变化的原因还是幅相调节的原因，自适应调节就有误调节导致失控的风险，直接导致线性功放电路的不稳定。

发明内容

有鉴于此，本发明为了克服上述缺点，提出了一种线性功放失真抵消的方法，避免导频信号带来的杂散，同时避免载波信号变化导致误调节的可能，提高线性功放电路的稳定性。

根据上述目的，本发明提出了一种线性功放失真抵消的方法，该方法包括以下步骤：

A.实时在线性功放电路的输出端耦合出失真抵消后的信号送入窄带接收机；

B.窄带接收机检测出所接收信号中的白噪声信号，将白噪声信号转换成直流信号后，传送给自动控制器；

C.自动控制器根据接收到的直流信号，控制误差抵消环路中的衰减器调节该衰减器输出信号的幅度和相位，所述输出信号至少包括白噪声信号和失真信号；

D.误差抵消环路抵消该误差抵消环路的两个支路中的白噪声信号，同时抵消失真信号，然后输出失真抵消后的信号。

所述步骤B中窄带接收机从接收的信号中检测白噪声信号的步骤进一步包括：窄带接收机从接收的信号中，选取在载波信号和互调信号的频段之外的检测点，检测白噪声信号。

所述窄带接收机采用超外差接收方式，通过改变窄带接收机的本振频率来选取所述在载波信号和互调信号的频段之外的检测点。

较佳地，步骤B为：窄带接收机从接收的信号中，选取多于一个的检测点，分别检测白噪声信号，然后用加权方式计算出平均白噪声信号，将其转换成直流信号后，传送给自动控制器作为控制的依据。

窄带接收机通过跳频工作方式选取多于一个的检测点。

从上述方案中可以看出，本发明对功放输出信号中的白噪声信号进行检测，并作为控制误差抵消环路幅相调节的依据，与现有技术一相比，不需要注入导频信号，避免了导频容易形成的杂散信号，并且由于不需要导频源、导频馈入耦合器等部件，大大节省了成本。本发明与现有技术二相比，由于白噪声比较稳定，避免了由载波信号的变化引起误调节的可能，提高了线性功放电路的稳定性。本发明进一步选取多于一个的检测点分别检测白噪声信号，并将检测到的白噪声信号进行加权处理，然后送入自动控制器作为控制的依据，使得自适应控制的效果达到最佳。

附图说明

图1为采用导频注入的双环前馈线性功放原理示意图；

图2为直接检测失真信号功率的双环前馈线性功放原理示意图；

图3为本发明的双环前馈线性功放原理示意图；

图4为主功放输出信号的频谱曲线图；

图5为本发明的流程示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下举实施例对本发明进一步详细说明。

本发明提出了一种前馈式线性功放的新型控制技术，依据输出信号中的白噪声来控制误差抵消环路的幅相调节。

图3为本发明的双环前馈线性功放原理示意图，该装置包括：第一耦合器301、第一衰减器302、主功放303、第二耦合器304、第一延迟器305、第三耦合器306、第二衰减器307、误差功放308、第二延迟器309、第四耦合器3010、第五耦合器3011、窄带接收机3012和自动控制器3013。多载波信号31为待放大的信号；主功放输出的信号32是经主功放放大了的信号，其中包括载波信号、白噪声和互调信号；信号33是载波抵消环路的输出信号，包括白噪声和互调信号；信号34是最后的输出信号。

在双环前馈线性功放中，输入信号的底噪声很低，但是由于从信号输入到主功放所在的支路中有预放大器件、衰减器、功率放大器等，结果这条支路中就有比较大的噪声系数NF(dB)，随着载波信号被放大G(dB)，由于噪声系数的作用，底噪声就被放大得比较多，为G+NF(dB)，结果底噪声抬高了，形成了稳定的能够方便地检测到的白噪声。如图4所示，在主功放放大之后的信号32中包括载波信号、互调信号和白噪声信号。

在载波抵消环路中两路信号的载波抵消后，剩下的是两路信号中不同的成分，包括：失真信号和增大的白噪声。本发明在误差抵消环路中抵消白噪声的同时，也抵消了失真信号。

与失真信号相比较而言，白噪声是一个比较稳定的信号，这是因为功放增益是固定的，输出的白噪声也是稳定的，与有无信号无关。不过检测点最好选得离开载波信号和IMD所在的频段，以免受到干扰，这个可以通过控制窄带接收机的本振源频率来实现。

设输入第一耦合器301的输入信号31为S(t)·e^{j(ω0·t+φ0)}，其中S(t)为基带信号，ω₀为调制的中心频率，φ₀为初始相位。信号经第一耦合器301分为两路后，一路经第一延迟器305到达第三耦合器306，其幅度、相位发生变化为

k₁·S(t)·e^{j(ω0·t+φ1)}。

另一路信号经过调整以及主功放304放大后，输出的信号32为

k₂·S(t)·e^{j(ω0·t+φ2)}+N(t)·e^{j(ω0·t+φ3)}+d(t)·e^{j(ω0·t+φ4)}

其中第一项幅度放大了k₂倍，相位发生的变化为φ₂。第二项是新出现的白噪声，把白噪声作为信号看待，中心频率为ω₀，相位为φ₃。第三项是出现的互调失真信号，也就是最终要抵消的部分。

信号32经第二耦合器304耦合出一部分送到第三耦合器306，由于需要到达第三耦合器306的两路信号中的载波信号幅度相等、相位相反，那么从第二耦合器304过来的信号，其中第一项在第三耦合器变为

k₁·S(t)·e^{j(ω0t+φ1+π)}

与信号32的幅度和相位比较可知，信号32到第三耦合器的增益变化为k₁/k₂，相位差为φ₁+π-φ₂，所以信号32的第二项白噪声信号变为

$\frac{k_1}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+{\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}-{\mathrm{\φ}}_2)}$

第三项失真信号变为：

$\frac{k_1}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+{\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}-{\mathrm{\φ}}_2).}$

上述两路信号经过第三耦合器抵消载波信号后，得到的信号33即为剩余的白噪声信号和失真信号，则信号33为：

$\frac{k_1}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+{\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}-{\mathrm{\φ}}_2)}+\frac{k_1}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+{\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}-{\mathrm{\φ}}_2)}$

再看误差抵消环路。从第二耦合器304出来的另一部分信号，经过第二延迟器309，到达第四耦合器3010，它的幅度相位发生变化，变为：

$k_3\·S\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{\Δ\φ})}+\frac{k_3}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ})}+\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\Δ\φ})}$

信号33经过放大和幅相调节使白噪声信号在线性功放电路的输出端得到抵消，则白噪声信号到达第四耦合器时应为：

$\frac{k_3}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ}+\mathrm{\π})},$

与信号33比较增益为k₃/k₁，相移为

(φ₃+Δφ+π)-(φ₃+φ₁+π-φ₂)＝Δφ+φ₂-φ₁，

同样的增益和相移也应用于失真信号，则信号33中的失真信号到达第四耦合器3010时为：

$\frac{k_3}{k_2}\·\frac{k_1}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+{\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}-{\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{\Δ\φ}+{\mathrm{\φ}}_2-{\mathrm{\φ}}_1)}$

$=\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\π}+\mathrm{\Δ\φ})}$

那么经过误差功放308到达第四耦合器3010的信号为：

$\frac{k_3}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ}+\mathrm{\π})}+\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\π}+\mathrm{\Δ\φ})}$

综上，到达第四耦合器3010的两路信号耦合相抵消后，得到的信号为：

$[k_3\·S\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{\Δ\φ})}+\frac{k_3}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ})}+\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\Δ\φ})}]$

$+[\frac{k_3}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ}+\mathrm{\π})}+\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\π}+\mathrm{\Δ\φ})}]$

$=[k_3\·S\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{\Δ\φ})}+\frac{k_3}{k_2}\·N\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ})}+\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\Δ\φ})}]$

$+[(-1)\·\frac{k_3}{k_2}\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_3+\mathrm{\Δ\φ})}+(-1)\·\frac{k_3}{k_2}\·d\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_4+\mathrm{\Δ\φ})}]$

$=k_3\·S\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{\Δ\φ})}$

从上式可以看出本发明在抵消白噪声信号的同时，也抵消了失真信号，最终得到了没有失真的信号，并且由于k3≈k2＞＞1，所以从第四耦合器出来的是放大了的抵消了失真的信号。此信号经过第五耦合器耦合一部分作为输出信号，另一部分送入窄带接收机，然后输入自动控制器，自适应控制第二衰减器307调节其自身所在支路的信号的幅相，使得误差抵消环路中两条支路信号中的白噪声信号幅度相等、相位相反。

因此本发明的关键是提取最后输出信号中的一部分，送入窄带接收机3012，窄带接收机对信号中的白噪声进行采样，然后提供给自动控制器3013作为其自适应控制的依据。本发明中的窄带接收机的本振频率是可变的。

参考图5，本发明的流程如下：

步骤501、实时在线性功放电路的输出端耦合出失真抵消后的信号送入窄带接收机。

从上述原理中知道在第四耦合器抵消了IMD信号。本步骤利用第五耦合器从第四耦合器的输出信号中提取一部分，传送给窄带接收机，转换成直流信号后再传送给自动控制器，作为自动控制器自适应控制的依据。

本发明的流程是实时进行的，即在线性功放电路正常工作时，一直从输出端提取信号，并实时地控制误差抵消环路将白噪声抵消，从而抵消掉互调信号。

步骤502、窄带接收机从接收的信号中检测白噪声信号，将其转换成直流信号后，传送给自动控制器作为控制的依据。

本发明中的窄带接收机是本振可变的，调节窄带接收机的本振频率，用超外差接收方式检测所接收的信号中的白噪声信号，在远离载波信号和互调信号功率所在频段选取检测点，检测白噪声信号，以免受到载波信号和互调信号的干扰。

窄带接收机将所采集的白噪声信号转换成直流信号，然后送给自动控制器作为自适应控制的依据。

为了达到更好的效果，可以用跳频工作方式选取多个检测点，分别在这些检测点检测白噪声信号，然后对这些白噪声信号进行加权方式求平均值，得到较为平均的白噪声信号，再将这个白噪声信号的平均值转换成直流信号传送给自动控制器。

步骤503、自动控制器根据接收到的直流信号，控制误差抵消环路中的衰减器来调整其所在支路信号的幅相。

自动控制器根据窄带接收机送来的直流信号，来控制误差抵消环路中的第二衰减器的D3、D4，调节经过第二衰减器输出的信号的幅度和相位，该信号是载波抵消环路的输出信号，至少包括白噪声和失真信号。经过第二衰减器的调节，使得其所在支路的信号到达第四耦合器时，与另一支路的信号相比，两路信号中的白噪声幅度相等、相位相反，这样将白噪声对消到最小，从而最大限度的抵消互调分量。

幅相调节可以是先调节相位，使得输出信号中的白噪声减小到一个极小值，然后再调节幅度，使得输出信号中白噪声达到最小。也可以是先调节幅度，使得输出信号中的白噪声减小到一个极小值，后调节相位，使得输出信号中白噪声达到最小。

步骤504、误差抵消环路抵消两个支路中的白噪声信号，同时抵消失真信号，然后输出失真抵消后的信号。

经过上述调节后，到达第四耦合器的两路信号中的白噪声信号幅度相等、相位相反，因此两路信号中的白噪声得到抵消。由上面的原理可知，到达第四耦合器的两路信号中的失真信号和白噪声一样，也是幅度相等、相位相反，因此失真信号在第四耦合器也同时得到了抵消。然后，误差抵消环路将抵消了失真信号的载波信号输出。

这个输出信号将被耦合出一部分送入窄带接收机，重复上面的步骤。因此，本发明中检测白噪声和控制误差抵消环路幅相调节的过程在线性功放正常工作时不断重复进行，自适应控制误差抵消环路始终保持线性功放输出最小的白噪声，以达到输出最小的互调分量的目的。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1、一种线性功放失真抵消的方法，其特征在于，包括以下步骤：

A.实时在线性功放电路的输出端耦合出失真抵消后的信号送入窄带接收机；

B.窄带接收机检测出所接收信号中的白噪声信号，将白噪声信号转换成直流信号后，传送给自动控制器；

C.自动控制器根据接收到的直流信号，控制误差抵消环路中的衰减器调节该衰减器输出信号的幅度和相位，所述输出信号至少包括白噪声信号和失真信号；

D.误差抵消环路抵消该误差抵消环路的两个支路中的白噪声信号，同时抵消失真信号，然后输出失真抵消后的信号。

2、根据权利要求1所述的方法，所述步骤B中窄带接收机从接收的信号中检测白噪声信号的步骤进一步包括：

窄带接收机从接收的信号中，选取在载波信号和互调信号的频段之外的检测点，检测白噪声信号。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述窄带接收机采用超外差接收方式，通过改变窄带接收机的本振频率来选取所述在载波信号和互调信号的频段之外的检测点。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B为：

窄带接收机从接收的信号中，选取多于一个的检测点，分别检测白噪声信号，然后用加权方式计算出平均白噪声信号，将其转换成直流信号后，传送给自动控制器作为控制的依据。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，窄带接收机通过跳频工作方式选取多于一个的检测点。

Images