CH707347A1

CH707347A1 - Digital resonance driver for an electrical resonator.

Info

Publication number: CH707347A1
Application number: CH00368/13A
Authority: CH
Inventors: Dieter Wettstein
Original assignee: Besi Switzerland Ag
Priority date: 2012-12-19
Filing date: 2013-01-30
Publication date: 2014-06-30
Also published as: DE102013114160B4; DE102013114160A1; CH707347B1

Abstract

Ein digitaler Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator (1) umfasst eine H-Brücke (2) mit zwei Zweigen, in deren Mitte der Resonator anzuschliessen ist, einen ersten Stromsensor (13), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des ersten Zweiges (A) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, einen zweiten Stromsensor (14), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des zweiten Zweiges (B) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, und eine digitale Steuereinheit (15), die eingerichtet ist, die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors (13) und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors (14) zu bilden, zwei Rechtecksignale für die Steuerung der beiden Zweige der H-Brücke (2) zu bilden, die eine gleiche Frequenz und einen Tastgrad von 50% aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel phasenverschoben sind, und die Frequenz der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn die besagte Differenz ein vorbestimmtes Vorzeichen hat, und die Frequenz zu verringern, wenn die besagte Differenz das umgekehrte Vorzeichen hat.A digital resonant driver for an electric resonator (1) comprises a two-branch H-bridge (2) in the center of which the resonator is to be connected, a first current sensor (13) which provides an output signal which is the time average of that of the output of the resonator first branch (A) of the H-bridge (2) to ground (11) flowing current, a second current sensor (14) which provides an output signal, the time average of the output of the second branch (B) of the H-bridge (2) to the ground (11) flowing current, and a digital control unit (15) arranged to form the difference between the output of the first current sensor (13) and the output of the second current sensor (14), two square wave signals for to form the control of the two branches of the H-bridge (2), which have a same frequency and a duty cycle of 50% and are phase-shifted relative to each other by an adjustable phase angle, and the Fre increase the frequency of the square wave signals when said difference has a predetermined sign, and to reduce the frequency when said difference has the opposite sign.

Description

[0001] Die Erfindung betrifft einen digitalen Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator. The invention relates to a digital resonance driver for an electrical resonator.

[0002] Beispiele elektrischer Resonatoren sind: piezoelektrischer Resonator, zum Beispiel Ultraschall Transducer, und beliebige andere elektrische oder elektromechanische Resonatoren. Examples of electrical resonators are: piezoelectric resonator, for example ultrasonic transducer, and any other electrical or electromechanical resonators.

[0003] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Resonanztreiber mit optimalen Eigenschaften zu entwickeln. [0003] The invention is based on the object of developing a resonance driver with optimal properties.

[0004] Die Erfindung besteht in den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen. The invention consists in the features specified in claim 1. Advantageous refinements result from the dependent claims.

[0005] Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels und anhand der Zeichnung näher erläutert. Fig. 1 zeigt ein Schema eines erfindungsgemässen digitalen Resonanztreibers für einen elektrischen Resonator, und Fig. 2 , 3 zeigen Spannung- und Stromdiagramme.[0005] The invention is explained in more detail below using an exemplary embodiment and using the drawing. 1 shows a diagram of a digital resonance driver according to the invention for an electrical resonator, and FIGS. 2, 3 show voltage and current diagrams.

[0006] Die Fig. 1 zeigt ein Schema eines erfindungsgemässen digitalen Resonanztreibers für einen elektrischen Resonator 1. Der Resonanztreiber umfasst eine so genannte H-Brücke 2, in deren Mitte der elektrische Resonator 1 liegt. Eine solche H-Brücke 2 wird auch als Vierquadrantensteller bezeichnet. Die H-Brücke 2 umfasst einen ersten Zweig A und einen zweiten Zweig B. Jeder Zweig weist einen ersten Transistor 3A bzw. 3B und einen zweiten Transistor 4A bzw. 4B, die in Reihe geschaltet sind, und zwei Freilaufdioden 5A, 6A bzw. 5B, 6B auf. Die Transistoren 3A, 3B, 4A und 4B sind beispielsweise n-Kanal MOSFET’s, die je einen Stromeingang, einen Stromausgang und ein Gate aufweisen. Die Freilaufdiode 5A ist parallel zum Transistor 3A, die Freilaufdiode 6A ist parallel zum Transistor 4A, die Freilaufdiode 5B ist parallel zum Transistor 3B, die Freilaufdiode 6B ist parallel zum Transistor 4B geschaltet, und zwar in Sperrpolung, um den entsprechenden Transistor vor einer Rückwärtsüberspannung zu schützen. Der elektrische Resonator 1 ist an den Verbindungsknoten 7 zwischen dem ersten Transistor 3A und dem zweiten Transistor 4A des ersten Zweiges A und an den Verbindungsknoten 8 zwischen dem ersten Transistor 3B und dem zweiten Transistor 4B des zweiten Zweiges B anzuschliessen, wobei jeder Zweig einen Stromeingang 9A bzw. 9B, der mit einer Speisespannung VDD beaufschlagbar ist, und einen Stromausgang 10A bzw. 10B, der direkt oder indirekt an Erde 11 angeschlossen ist, aufweist. Der Resonanztreiber umfasst weiter einen ersten Gate Treiber 12A, der die Transistoren 3A und 4A des ersten Zweiges A der H-Brücke 2 steuert, und einen zweiten Gate Treiber 12B, der die Transistoren 3B und 4B des zweiten Zweiges B der H-Brücke 2 steuert. Der Gate Treiber 12A steuert die Transistoren 3A und 4A derart an, dass immer einer der beiden Transistoren elektrisch leitend und der andere der beiden Transistoren elektrisch nicht leitend, d.h. sperrend, ist, wobei die Übergänge so erfolgen, dass nie beide Transistoren gleichzeitig leitend sind. Das gleiche macht der Gate Treiber 12B mit den Transistoren 3B und 4B. 1 shows a diagram of a digital resonance driver according to the invention for an electrical resonator 1. The resonance driver comprises a so-called H-bridge 2, in the center of which the electrical resonator 1 is located. Such an H-bridge 2 is also referred to as a four-quadrant controller. The H-bridge 2 comprises a first branch A and a second branch B. Each branch has a first transistor 3A or 3B and a second transistor 4A or 4B, which are connected in series, and two free-wheeling diodes 5A, 6A and 5B, respectively , 6B on. The transistors 3A, 3B, 4A and 4B are, for example, n-channel MOSFETs, each of which has a current input, a current output and a gate. The free-wheeling diode 5A is parallel to the transistor 3A, the free-wheeling diode 6A is parallel to the transistor 4A, the free-wheeling diode 5B is parallel to the transistor 3B, the free-wheeling diode 6B is connected in parallel to the transistor 4B, in reverse polarity, in order to protect the corresponding transistor from a reverse overvoltage protect. The electrical resonator 1 is to be connected to the connection node 7 between the first transistor 3A and the second transistor 4A of the first branch A and to the connection node 8 between the first transistor 3B and the second transistor 4B of the second branch B, each branch having a current input 9A or 9B, to which a supply voltage VDD can be applied, and a current output 10A or 10B, which is connected directly or indirectly to earth 11, has. The resonance driver further comprises a first gate driver 12A, which controls the transistors 3A and 4A of the first branch A of the H-bridge 2, and a second gate driver 12B, which controls the transistors 3B and 4B of the second branch B of the H-bridge 2 . The gate driver 12A controls the transistors 3A and 4A in such a way that one of the two transistors is always electrically conductive and the other of the two transistors is electrically non-conductive, i.e. blocking, the transitions take place so that both transistors are never conductive at the same time. The gate driver 12B does the same with the transistors 3B and 4B.

[0007] Der Resonanztreiber umfasst zudem einen ersten Stromsensor 13, der den zeitlichen Mittelwert IA des vom Stromausgang 10A des ersten Zweiges A der H-Brücke 2 zur Erde 11 fliessenden Stroms IA(t) misst (t=Zeit), und einen zweiten Stromsensor 14, der den zeitlichen Mittelwert IBdes vom Stromausgang 10B des zweiten Zweiges B der H-Brücke 2 zur Erde 11 fliessenden Stroms IB(t) misst. The resonance driver also includes a first current sensor 13, which measures the time average IA of the current IA (t) flowing from the current output 10A of the first branch A of the H-bridge 2 to earth 11 (t = time), and a second current sensor 14, which measures the time mean value IB of the current IB (t) flowing from the current output 10B of the second branch B of the H-bridge 2 to earth 11.

[0008] Der Resonanztreiber umfasst des Weiteren eine Steuereinheit 15, vorzugsweise eine digitale Steuereinheit, die eingerichtet ist, um a) das Vorzeichen der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 zu bilden, b) ein erstes Rechtecksignal zu bilden, das den ersten Gate Treiber 12A steuert, c) ein zweites Rechtecksignal zu bilden, das den zweiten Gate Treiber 12B steuert, wobei die beiden Rechtecksignale einen Tastgrad (duty cycle) von 50% und eine gleiche Frequenz f aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel ψ phasenverschoben sind, und d) die Frequenz f der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn das gesagte Vorzeichen einen ersten Wert hat, und die Frequenz f zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen einen zweiten, zum ersten Wert umgekehrten Wert hat. Der erste Wert ist +1, der zweite Wert –1, oder umgekehrt. The resonance driver further comprises a control unit 15, preferably a digital control unit, which is set up to a) to form the sign of the difference between the output signal of the first current sensor 13 and the output signal of the second current sensor 14, b) to form a first square wave signal which controls the first gate driver 12A, c) to form a second square-wave signal which controls the second gate driver 12B, the two square-wave signals having a duty cycle of 50% and the same frequency f and being phase-shifted relative to one another by an adjustable phase angle ψ, and d) to increase the frequency f of the square-wave signals when the said sign has a first value, and to reduce the frequency f when the said sign has a second value which is the opposite of the first value. The first value is +1, the second value -1, or vice versa.

[0009] Der Tastgrad eines Rechtecksignals bezeichnet das Verhältnis von der Impulsdauer zur Periodendauer. Die Steuereinheit 15 ist beispielsweise ein Microcontroller, ein FPGA (Field Programmable Gate Array, ein DSP (Digital Signal Processor) oder dergleichen. Die Steuereinheit 15 umfasst bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wenigstens folgende Einheiten bzw. Funktionsblöcke: einen Taktgeber (Clock generator), einen A/D-Wandler, der das bei diesem Ausführungsbeispiel analoge Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 in einen Digitalwert D1und das Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 in einen Digitalwert D2umwandelt, eine Recheneinheit, die die Differenz Δ = D1–D2und/oder das Vorzeichen V(Δ) bildet mit V = positiv wenn Δ > 0 und V = negativ wenn Δ < 0, einen Rechteckgenerator, der zwei Rechtecksignale mit einem Tastgrad (duty cycle) von 50% bildet, die die gleiche Frequenz f haben und relativ zueinander um den einstellbaren Phasenwinkel ψ phasenverschoben sind, und einen Frequenzgeber, der eingerichtet ist, die Frequenz f zu erhöhen, wenn das besagte Vorzeichen ein erstes vorbestimmtes Vorzeichen ist, und die Frequenz f zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen das zum ersten Vorzeichen umgekehrte Vorzeichen ist. Wenn ein Vorzeichen positiv ist, dann ist das dazu umgekehrte Vorzeichen negativ. The duty cycle of a square-wave signal denotes the ratio of the pulse duration to the period duration. The control unit 15 is, for example, a microcontroller, an FPGA (Field Programmable Gate Array, a DSP (Digital Signal Processor) or the like. In a preferred exemplary embodiment, the control unit 15 comprises at least the following units or functional blocks: a clock generator, an A / D converter which converts the analog output signal of the first current sensor 13 into a digital value D1 and the output signal of the second current sensor 14 into a digital value D2 in this exemplary embodiment, an arithmetic unit that forms the difference Δ = D1 – D2 and / or the sign V (Δ) with V = positive if Δ> 0 and V = negative if Δ <0, a square wave generator which forms two square wave signals with a duty cycle of 50%, which have the same frequency f and are phase shifted relative to one another by the adjustable phase angle ψ, and a frequency generator which is set up to increase the frequency f if said sign is a first predetermined sign, and to decrease the frequency f if said sign is the opposite sign to the first sign. If a sign is positive, the opposite sign is negative.

[0010] Die Recheneinheit ist mit Vorteil eingerichtet, zusätzlich die Summe S = D1+ D2zu bilden. The computing unit is advantageously set up to also form the sum S = D1 + D2.

[0011] Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Steuereinheit 15 ist anstelle des A/D-Wandlers ein Komparator vorhanden, dessen erstem Eingang das Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 und dessen zweitem Eingang das Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Komparators entspricht somit dem Vorzeichen V(Δ). In a further embodiment of the control unit 15, instead of the A / D converter, a comparator is provided, the first input of which is the output signal of the first current sensor 13 and the second input of which is the output signal of the second current sensor 14. The output signal of the comparator thus corresponds to the sign V (Δ).

[0012] Das erste Rechtecksignal steuert den ersten Gate Treiber 12A, dessen Steuerung der beiden Transistoren 3A und 4A bewirkt, dass am Verbindungsknoten 7 ein rechteckförmiges Spannungssignal VA(t) anliegt, das den gleichen Verlauf wie das erste Rechtecksignal hat und dessen Spannungspegel entweder VDDoder 0 ist. Das zweite Rechtecksignal steuert den zweiten Gate Treiber 12B, dessen Steuerung der beiden Transistoren 3B und 4B bewirkt, dass am Verbindungsknoten 8 ein rechteckförmiges Spannungssignal VB(t) anliegt, das den gleichen Verlauf wie das zweite Rechtecksignal hat und dessen Spannungspegel entweder VDDoder 0 ist. The first square-wave signal controls the first gate driver 12A, whose control of the two transistors 3A and 4A causes a square-wave voltage signal VA (t) to be applied to the connection node 7, which has the same profile as the first square-wave signal and whose voltage level is either VDD or 0 is. The second square-wave signal controls the second gate driver 12B, whose control of the two transistors 3B and 4B causes a square-wave voltage signal VB (t) to be present at connection node 8, which has the same profile as the second square-wave signal and whose voltage level is either VDD or 0.

[0013] Der Stromsensor 13 umfasst als Messelement bevorzugt einen Nebenschlusswiderstand 16 (shunt), der zwischen dem Ausgang des Transistors 4A und Erde 11 angeordnet ist. Die am Nebenschlusswiderstand 16 anliegende Spannung wird über einen Tiefpassfilter 17 einem Verstärker 18 zugeführt. Der Tiefpassfilter 17 umfasst einen Widerstand und einen Kondensator und bildet den Mittelwert der am Nebenschlusswiderstand 16 anliegenden Spannung und somit den Mittelwert IAdes durch den Nebenschlusswiderstand fliessenden Stroms IA(t). Der Stromsensor 14 ist, wie in der Fig. 1 dargestellt, in gleicher Weise aufgebaut. Es können auch andere Stromsensoren verwendet werden, zum Beispiel Stromsensoren, die auf dem Halleffekt beruhen und das von dem Strom erzeugte Magnetfeld messen. Der Stromsensor kann eingerichtet sein, anstelle eines analogen Ausgangssignals ein digitales Ausgangssignal zu liefern, so dass dann der A/D-Wandler der Steuereinheit 15 nicht nötig ist. As a measuring element, the current sensor 13 preferably comprises a shunt resistor 16, which is arranged between the output of the transistor 4A and earth 11. The voltage present at the shunt resistor 16 is fed to an amplifier 18 via a low-pass filter 17. The low-pass filter 17 comprises a resistor and a capacitor and forms the mean value of the voltage applied to the shunt resistor 16 and thus the mean value IAdes of the current IA (t) flowing through the shunt resistor. As shown in FIG. 1, the current sensor 14 is constructed in the same way. Other current sensors can also be used, for example current sensors that are based on the Hall effect and measure the magnetic field generated by the current. The current sensor can be set up to supply a digital output signal instead of an analog output signal, so that the A / D converter of the control unit 15 is then not necessary.

[0014] Die Fig. 2 und 3 zeigen das am ersten Verbindungsknoten 7 anliegende Spannungssignal VA(t), das am zweiten Verbindungsknoten 8 anliegende Spannungssignal VB(t), das am Resonator 1 anliegende Spannungssignal VTD(t) = VA(t)–VB(t) und den durch den Resonator 1 fliessenden Strom ITD(t), wenn die Spannung VTD(t) und der Strom ITD(t) in Phase sind, d.h. φ = 0 ist. Das Spannungssignal VTD(t) oszilliert zwischen den drei Pegeln –VDD, 0 und VDD, es ist ein so genanntes Three Point PWM Signal. Der Tastgrad des Spannungssignals VTD(t) ist mittels eines Parameters D einstellbar, wobei der Parameter D so gewählt ist, dass die Phasenverschiebung ψ zwischen den Spannungssignalen VA(t) und VB(t)bei D=0 ψ = 0° und bei D=1 ψ = π = 180° beträgt. Der Parameter D und der Phasenwinkel ψ sind somit verknüpft durch ψ = D*π. Die Fig. 2 zeigt die Spannungssignale VA(t), VB(t) und VTD(t) für D=0.2. Die Fig. 3 zeigt die Spannungssignale VA(t), VB(t) und VTD(t) für D=0.9. 2 and 3 show the voltage signal VA (t) applied to the first connection node 7, the voltage signal VB (t) applied to the second connection node 8, the voltage signal VTD (t) applied to the resonator 1 = VA (t) - VB (t) and the current ITD (t) flowing through the resonator 1 when the voltage VTD (t) and the current ITD (t) are in phase, ie φ = 0. The voltage signal VTD (t) oscillates between the three levels –VDD, 0 and VDD; it is a so-called three point PWM signal. The duty cycle of the voltage signal VTD (t) can be set by means of a parameter D, the parameter D being selected so that the phase shift ψ between the voltage signals VA (t) and VB (t) at D = 0 ψ = 0 ° and at D. = 1 ψ = π = 180 °. The parameter D and the phase angle ψ are thus linked by ψ = D * π. Fig. 2 shows the voltage signals VA (t), VB (t) and VTD (t) for D = 0.2. 3 shows the voltage signals VA (t), VB (t) and VTD (t) for D = 0.9.

[0015] Die erste Oberwelle des Spannungssignals VTD(t) ergibt sich zu The first harmonic of the voltage signal VTD (t) results in

[0016] Mit [0016] With

wobei |Z| die elektrische Impedanz des Resonators 1 bezeichnet, ergeben sich die zeitlichen Mittelwerte IAbzw. IBder Ströme IA(t) und IB(t) zu where | Z | denotes the electrical impedance of the resonator 1, the time mean values IAbzw result. IB of the currents IA (t) and IB (t)

wobei die Grösse φ die Phasenverschiebung zwischen dem am Resonator 1 anliegenden Spannungssignal VTD(t) und dem durch den Resonator 1 fliessenden Strom ITD(t) bezeichnet. where the variable φ denotes the phase shift between the voltage signal VTD (t) applied to the resonator 1 and the current ITD (t) flowing through the resonator 1.

[0017] Die Differenz der Mittelwerte IA–IBergibt sich zu The difference between the mean values IA-IB results in

[0018] Wenn der Resonator 1 mit seiner Resonanzfrequenz fRangeregt wird, dann verschwindet die Phasenverschiebung φ zwischen dem Spannungssignal VTDund dem Strom ITD, d.h. bei φ = 0 ist IA–IB=0. If the resonator 1 is excited with its resonance frequency fR, then the phase shift φ between the voltage signal VTD and the current ITD disappears, i.e. when φ = 0 IA-IB = 0.

[0019] Die Differenz IA–IBeignet sich für die Regelung der Frequenz f, weil die Funktion sin φ bei φ = 0 einen Nulldurchgang hat und weil die Differenz IA–IBim Bereich der Resonanzfrequenz fRproportional zur Phasenverschiebung φ ist. Aus der Gleichung (4) ergibt sich, dass die Bedingung The difference IA-IB is suitable for regulating the frequency f because the function sin φ has a zero crossing at φ = 0 and because the difference IA-IB in the range of the resonance frequency fR is proportional to the phase shift φ. From equation (4) it follows that the condition

erfüllt sein muss, da sonst die Differenz IA–IBimmer verschwindet. Die Regelung der Frequenz f funktioniert sehr gut bis zu einem Maximalwert D = 0.9, was immerhin 98 % der maximal möglichen Leistung entspricht. must be fulfilled, otherwise the difference IA – IB always disappears. The regulation of the frequency f works very well up to a maximum value D = 0.9, which corresponds to 98% of the maximum possible power.

[0020] Die Summe IA+ IBergibt sich zu The sum IA + IB results in

[0021] Das folgende Verfahren ermöglicht es, den Resonator 1 in Resonanz zu bringen und bei seiner Resonanzfrequenz zu betreiben. Es umfasst folgende Schritte: The following method makes it possible to bring the resonator 1 into resonance and operate at its resonance frequency. It consists of the following steps:

[0022] 1. Auswählen eines geeigneten Wertes für den Parameter D. Ein geeigneter Wert von D liegt im Bereich von 0.2 bis 0.9, wobei ein tiefer Wert bedeutet, dass die im Resonanzfall vom Resonator 1 bezogene Leistung eher klein, und ein grosser Wert bedeutet, dass die im Resonanzfall vom Resonator 1 bezogene Leistung relativ gross ist. Ein besonders geeigneter Wert ist beispielsweise D = 0.5. 1. Selecting a suitable value for the parameter D. A suitable value of D is in the range from 0.2 to 0.9, a lower value means that the power drawn from resonator 1 in the case of resonance is rather small, and a large value means that the power drawn from resonator 1 in the case of resonance is relatively high. A particularly suitable value is, for example, D = 0.5.

[0023] 2. Erzeugen der beiden Rechtecksignale zur Beaufschlagung des Gate Treibers 12A und des Gate Treibers 12B mit einer dem Parameter D entsprechenden Phasenverschiebung ψ und mit einer Startfrequenz f0, die unterhalb der Resonanzfrequenz fRdes Resonators 1 liegt. 2. Generating the two square-wave signals to act on the gate driver 12A and the gate driver 12B with a phase shift ψ corresponding to the parameter D and with a starting frequency f0 that is below the resonance frequency fR of the resonator 1.

[0024] 3. Beaufschlagen der Gate Treiber 12A und Gate Treibers 12B mit den Rechtecksignalen und Bilden der zeitlichen Mittelwerte IAund IBder Ströme IA(t) und IB(t). 3. Applying the square-wave signals to the gate driver 12A and gate driver 12B and forming the time averages IA and IB of the currents IA (t) and IB (t).

[0025] Die Phasenverschiebung φ zwischen der am Resonator 1 anliegenden Spannung und dem durch den Resonator 1 fliessenden Strom ist entweder negativ oder positiv. Auch die Differenz IA–IBund somit das Vorzeichen V(IA–IB) ist entweder negativ oder positiv. Im Folgenden wird angenommen, dass das Vorzeichen V(IA–IB) unter den Anfangsbedingungen f0< fRnegativ ist. The phase shift φ between the voltage applied to the resonator 1 and the current flowing through the resonator 1 is either negative or positive. The difference IA – IB and thus the sign V (IA – IB) is either negative or positive. In the following it is assumed that the sign V (IA – IB) is negative under the initial conditions f0 <fR.

[0026] 4. Stufenweises Erhöhen der Frequenz f um einen Frequenzschritt Δf1bis das Vorzeichen V(IA–IB) wechselt, d.h. positiv ist. 4. Gradually increasing the frequency f by a frequency step Δf1 until the sign V (IA-IB) changes, i.e. is positive.

[0027] 5. Festlegen eines neuen Frequenzschrittes Δf2, der betragsmässig kleiner ist als der Frequenzschritt Δf1. 5. Establishing a new frequency step Δf2, the magnitude of which is smaller than the frequency step Δf1.

[0028] 6. Stufenweises Erniedrigen der Frequenz f um den Frequenzschritt Δf2bis das Vorzeichen V(IA–IB) wieder wechselt, d.h. negativ ist. 6. Gradually lowering the frequency f by the frequency step Δf2 until the sign V (IA-IB) changes again, i.e. is negative.

[0029] 7. Festlegen eines neuen Frequenzschrittes Δf1, der betragsmässig kleiner ist als der Frequenzschritt Δf2. 7. Establishing a new frequency step Δf1, the magnitude of which is smaller than the frequency step Δf2.

[0030] 8. Wiederholtes Durchführen der Schritte 4 bis 7. Die Wiederholung der Schritte 4 bis 7 erfolgt, bis der Frequenzschritt einen vorbestimmten minimalen Wert erreicht hat oder bis IA–IB= 0 oder annähernd 0 ist. Weil die Frequenzschritte Δf1und Δf2betragsmässig zunehmend kleiner werden, wird nämlich irgendwann die Resonanzfrequenz fRerreicht. 8. Repeated implementation of steps 4 to 7. Steps 4 to 7 are repeated until the frequency step has reached a predetermined minimum value or until IA-IB = 0 or approximately 0. Because the frequency steps Δf1 and Δf2 are becoming increasingly smaller in terms of amount, the resonance frequency fR will be reached at some point.

[0031] 9. Verkleinern oder vergrössern des Parameters D in einem vorbestimmten Bereich, der von einem Minimalwert Dminbis zu D = 0.9 reicht, um die an den Resonator 1 abgegebene Leistung zu verringern oder zu erhöhen. 9. Reducing or increasing the parameter D in a predetermined range, which extends from a minimum value Dmin to D = 0.9, in order to reduce or increase the power delivered to the resonator 1.

[0032] 10. Regeln der Frequenz f, um den Resonator 1 bei seiner Resonanzfrequenz fRzu halten, durch Reduzieren der Frequenz f, wenn das Vorzeichen V(IA–IB) positiv, und Erhöhen der Frequenz f, wenn das Vorzeichen V(IA–IB) negativ ist. 10. Regulation of the frequency f in order to keep the resonator 1 at its resonance frequency fR by Reduce the frequency f if the sign V (IA-IB) is positive, and Increase the frequency f when the sign V (IA-IB) is negative.

[0033] Die angegebenen Schritte geben das grundlegende Prinzip wieder, wie die Resonanzfrequenz gefunden und gehalten werden kann. Im Grunde genommen enthält der Schritt 8 bzw. die beiden Schritte 7 und 8 die gesamte Information, d.h. es genügt im Prinzip 1. den Parameter D entsprechend der im Resonanzfall gewünschten Leistung innerhalb des Bereichs von Dminund D = 0.9 zu wählen; 2. die Frequenz f wie oben im Schritt 8 angegeben zu steuern. The steps given reflect the basic principle of how the resonance frequency can be found and maintained. Basically, step 8 or both steps 7 and 8 contains all of the information, i.e. it is sufficient in principle 1. to select the parameter D according to the power required in the case of resonance within the range of Dmin and D = 0.9; 2. Control the frequency f as indicated in step 8 above.

[0034] Die Summe IA+ IBkann verwendet werden, um bei Resonanz den Parameter D und somit den Phasenwinkel ψ zu steuern, d.h. der Parameter D wird so eingestellt, dass die Summe IA+ IBeinen vorbestimmten Wert erreicht. The sum IA + IB can be used to control the parameter D and thus the phase angle ψ at resonance, i.e. the parameter D is set so that the sum IA + IB reaches a predetermined value.

Claims

A digital resonant driver for an electrical resonator (1) comprising an H-bridge (2) comprising a first branch (A) and a second branch (B), each branch comprising a first transistor (3A and 3B) and a second transistor (4A or 4B) connected in series and a common connection node (7 or 8), and two freewheeling diodes (5A, 6A and 5B, 6B), wherein the first freewheeling diode is connected in parallel to the first transistor and the second freewheeling diode is connected in parallel to the second transistor, wherein the electrical resonator (1) at the connection node (7) between the first transistor (3A) and the second transistor (4A) of the first branch (A) and at the connection node between the first transistor (3B) and the second transistor (4B) of the second branch (B) is to be connected, each branch having a current input, which can be acted upon by a supply voltage, and a current output, which is directly or indirectly connectable to ground (11), a first gate driver (12A) controlling the transistors (3A, 4A) of the first branch of the H-bridge (2), a second gate driver (12B) controlling the transistors (3B, 4B) of the second branch of the H-bridge (2), a first current sensor (13) providing an output representing the time average of the current flowing from the output of the first branch (A) of the H-bridge (2) to ground (11), a second current sensor (14) providing an output representative of the time average of the current flowing from the output of the second branch (B) of the H-bridge (2) to ground (11), and a control unit (15) that is set up to form the sign of the difference between the output signal of the first current sensor (13) and the output signal of the second current sensor (14), forming a first square wave signal controlling the first gate driver (12A), forming a second square wave signal controlling the second gate driver (12B), the two square wave signals having a same frequency and a duty cycle of 50% and being out of phase relative to each other by an adjustable phase angle, and to increase the frequency of the square wave signals when said sign is a first predetermined sign and to decrease the frequency when said sign is the sign reversed to the first sign.

2. Digital resonant driver according to claim 1, characterized in that the control unit (15) is set up, the sum of the output signal of the first current sensor (13) and the output signal of the second current sensor (14) to form, and to use said sum to control the phase angle between the two square wave signals.

3. Digital resonant driver according to claim 1 or 2, characterized in that the first current sensor (13) comprises a low-pass filter (17), and that the second current sensor (14) comprises a low-pass filter.

4. A digital resonant driver according to claim 1 or 2, characterized in that the first current sensor (13) has a shunt resistor (16) which earth the output of the second transistor (4A) of the first branch (A) of the H-bridge (2) (11), and a low-pass filter (17), and in that the second current sensor (14) has a shunt resistor connecting the output of the second transistor (4B) of the second branch (B) of the H-bridge (2) to ground (11 ), and includes a low-pass filter.