CH707347B1

CH707347B1 - Digital resonant driver for an electric resonator.

Info

Publication number: CH707347B1
Application number: CH00368/13A
Authority: CH
Inventors: Wettstein Dieter
Original assignee: Besi Switzerland Ag
Priority date: 2012-12-19
Filing date: 2013-01-30
Publication date: 2017-05-31
Also published as: DE102013114160A1; CH707347A1; DE102013114160B4

Abstract

Ein digitaler Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator (1) umfasst eine H-Brücke (2) mit zwei Zweigen, in deren Mitte der Resonator anzuschliessen ist, einen ersten Stromsensor (13), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des ersten Zweiges (A) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, einen zweiten Stromsensor (14), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des zweiten Zweiges (B) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, und eine digitale Steuereinheit (15), die eingerichtet ist, die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors (13) und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors (14) zu bilden, zwei Rechtecksignale für die Steuerung der beiden Zweige der H-Brücke (2) zu bilden, die eine gleiche Frequenz und einen Tastgrad von 50% aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel phasenverschoben sind, und die Frequenz der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn die besagte Differenz ein vorbestimmtes Vorzeichen hat, und die Frequenz zu verringern, wenn die besagte Differenz das umgekehrte Vorzeichen hat.A digital resonant driver for an electric resonator (1) comprises a two-branch H-bridge (2) in the center of which the resonator is to be connected, a first current sensor (13) which provides an output signal which is the time average of that of the output of the resonator first branch (A) of the H-bridge (2) to ground (11) flowing current, a second current sensor (14) which provides an output signal, the time average of the output of the second branch (B) of the H-bridge (2) to the ground (11) flowing current, and a digital control unit (15) arranged to form the difference between the output of the first current sensor (13) and the output of the second current sensor (14), two square wave signals for to form the control of the two branches of the H-bridge (2), which have a same frequency and a duty cycle of 50% and are phase-shifted relative to each other by an adjustable phase angle, and the Fre increase the frequency of the square wave signals when said difference has a predetermined sign, and to reduce the frequency when said difference has the opposite sign.

Description

Beschreibung [0001] Die Erfindung betrifft einen digitalen Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator.Description: The invention relates to a digital resonant driver for an electrical resonator.

[0002] Beispiele elektrischer Resonatoren sind: piezoelektrische Resonatoren, zum Beispiel Ultraschall-Transducer, und andere elektrische oder elektromechanische Resonatoren.Examples of electrical resonators are: piezoelectric resonators, for example ultrasonic transducers, and other electrical or electromechanical resonators.

[0003] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Resonanztreiber mit insofern optimalen Eigenschaften zu entwickeln, als dass der Resonanztreiber eine Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik darstellt.The invention has for its object to develop a resonant driver with optimal characteristics so far as that the resonance driver represents an improvement over the prior art.

[0004] Die Erfindung besteht in den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.The invention consists in the features specified in claim 1. Advantageous embodiments emerge from the dependent claims.

[0005] Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels und anhand der Zeichnung näher erläutert.The invention will be explained in more detail with reference to an embodiment and with reference to the drawing.

Fig. 1 zeigt ein Schema eines erfindungsgemässen digitalen Resonanztreibers für einen elektrischen Resonator, undFIG. 1 shows a schematic of a digital resonant driver for an electric resonator according to the invention, and FIG

Fig. 2, 3 zeigen Spannungs- und Stromdiagramme.Fig. 2, 3 show voltage and current diagrams.

[0006] Die Fig. 1 zeigt ein Schema eines erfindungsgemässen digitalen Resonanztreibers für einen elektrischen Resonator 1. Der Resonanztreiber umfasst eine so genannte H-Brücke 2, in deren Mitte der elektrische Resonator 1 liegt. Eine solche H-Brücke 2 wird auch als Vierquadrantensteller bezeichnet. Die H-Brücke 2 umfasst einen ersten Zweig A und einen zweiten Zweig B. Jeder Zweig weist einen ersten Transistor 3A bzw. 3B und einen zweiten Transistor 4A bzw. 4B, die in Reihe geschaltet sind, und zwei Freilaufdioden 5A, 6A bzw. 5B, 6B auf. Die Transistoren 3A, 3B, 4A und 4B sind beispielsweise n-Kanal MOSFET’s, die je einen Stromeingang, einen Stromausgang und ein Gate aufweisen. Die Freilaufdiode 5A ist parallel zum Transistor 3A, die Freilaufdiode 6A ist parallel zum Transistor 4A, die Freilaufdiode 5B ist parallel zum Transistor 3B, die Freilaufdiode 6B ist parallel zum Transistor 4B geschaltet, und zwar in Sperrpolung, um den entsprechenden Transistor vor einer Rückwärtsüberspannung zu schützen. Der elektrische Resonator 1 ist an den Verbindungsknoten 7 zwischen dem ersten Transistor 3A und dem zweiten Transistor 4A des ersten Zweiges A und an den Verbindungsknoten 8 zwischen dem ersten Transistor 3B und dem zweiten Transistor 4B des zweiten Zweiges B anzuschliessen, wobei jeder Zweig einen Stromeingang 9A bzw. 9B, der mit einer Speisespannung VDD beaufschlagbar ist, und einen Stromausgang 10A bzw. 10B, der direkt oder indirekt an Erde 11 angeschlossen ist, aufweist. Der Resonanztreiber umfasst weiter einen ersten Gate-Treiber 12A, der die Transistoren 3A und 4A des ersten Zweiges A der H-Brücke 2 steuert, und einen zweiten Gate-Treiber 12B, der die Transistoren 3B und 4B des zweiten Zweiges B der H-Brücke 2 steuert. Der Gate-Treiber 12A steuert die Transistoren 3A und 4A derart an, dass immer einer der beiden Transistoren elektrisch leitend und der andere der beiden Transistoren elektrisch nicht leitend, d.h. sperrend, ist, wobei die Übergänge so erfolgen, dass nie beide Transistoren gleichzeitig leitend sind. Das Gleiche macht der Gate-Treiber 12B mit den Transistoren 3B und 4B.Fig. 1 shows a diagram of an inventive digital resonant driver for an electric resonator 1. The resonant driver comprises a so-called H-bridge 2, in the middle of the electric resonator 1 is located. Such an H-bridge 2 is also referred to as a four-quadrant controller. The H-bridge 2 comprises a first branch A and a second branch B. Each branch has a first transistor 3A and 3B and a second transistor 4A and 4B, respectively, connected in series and two free-wheeling diodes 5A, 6A and 5B, respectively , 6B. The transistors 3A, 3B, 4A and 4B are, for example, n-channel MOSFETs, each having a current input, a current output and a gate. The freewheeling diode 5A is parallel to the transistor 3A, the freewheeling diode 6A is parallel to the transistor 4A, the freewheeling diode 5B is parallel to the transistor 3B, the freewheeling diode 6B is connected in parallel with the transistor 4B, in reverse polarity, to the corresponding transistor from a reverse overvoltage protect. The electric resonator 1 is to be connected to the connection node 7 between the first transistor 3A and the second transistor 4A of the first branch A and to the connection node 8 between the first transistor 3B and the second transistor 4B of the second branch B, each branch having a current input 9A or 9B, which can be acted upon by a supply voltage VDD, and a current output 10A or 10B, which is connected directly or indirectly to earth 11 has. The resonance driver further comprises a first gate driver 12A which controls the transistors 3A and 4A of the first branch A of the H-bridge 2 and a second gate driver 12B which comprises the transistors 3B and 4B of the second branch B of the H-bridge 2 controls. Gate driver 12A drives transistors 3A and 4A such that one of the two transistors is always electrically conductive and the other of the two transistors is electrically non-conductive, i. blocking, is where the transitions are such that never both transistors are simultaneously conducting. The same does the gate driver 12B with the transistors 3B and 4B.

[0007] Der Resonanztreiber umfasst zudem einen ersten Stromsensor 13, der den zeitlichen Mittelwert lA des vom Stromausgang 10A des ersten Zweiges A der H-Brücke 2 zur Erde 11 fliessenden Stroms lA(t) misst (t = Zeit), und einen zweiten Stromsensor 14, der den zeitlichen Mittelwert lB des vom Stromausgang 10B des zweiten Zweiges B der H-Brücke 2 zur Erde 11 fliessenden Stroms lB(t) misst.The resonance driver further comprises a first current sensor 13 which measures the time average lA of the current I A (t) flowing from the current output 10A of the first branch A of the H-bridge 2 to the earth 11 (t = time), and a second current sensor 14, which measures the time average lB of the current I B (t) flowing from the current output 10B of the second branch B of the H-bridge 2 to the earth 11.

[0008] Der Resonanztreiber umfasst des Weiteren eine Steuereinheit 15, vorzugsweise eine digitale Steuereinheit, die eingerichtet ist, um a) das Vorzeichen der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 zu erfassen, b) ein erstes Rechtecksignal zu bilden, das den ersten Gate-Treiber 12A steuert, c) ein zweites Rechtecksignal zu bilden, das den zweiten Gate-Treiber 12B steuert, wobei die beiden Rechtecksignale einen Tastgrad (duty cycle) von 50% und eine gleiche Frequenz f aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel Ψ phasenverschoben sind, und d) die Frequenz f der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn das gesagte Vorzeichen einen ersten Wert hat, und die Frequenz f zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen einen zweiten, zum ersten Wert umgekehrten Wert hat. Der erste Wert ist +1, der zweite Wert -1, oder umgekehrt.The resonance driver further comprises a control unit 15, preferably a digital control unit, which is arranged to a) to detect the sign of the difference between the output signal of the first current sensor 13 and the output signal of the second current sensor 14, b) a first square wave signal c) controlling the first gate driver 12A, c) forming a second square wave signal controlling the second gate driver 12B, the two square wave signals having a duty cycle of 50% and a same frequency f, and relative d) to increase the frequency f of the square wave signals when the said sign has a first value and to decrease the frequency f when said sign has a second value inverse to the first value. The first value is +1, the second value -1, or vice versa.

[0009] Der Tastgrad eines Rechtecksignals bezeichnet das Verhältnis von der Impulsdauer zur Periodendauer. Die Steuereinheit 15 ist beispielsweise ein Microkontroller, ein FPGA (Field Programmable Gate Array), ein DSP (Digital Signal Processor) oder dergleichen. Die Steuereinheit 15 umfasst bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wenigstens folgende Einheiten bzw. Funktionsblöcke: einen Taktgeber (Clock generator), einen A/D-Wandler, der das bei diesem Ausführungsbeispiel analoge Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 in einen Digitalwert D-ι und das Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 in einen Digitalwert D2 umwandelt, eine Recheneinheit, die die Differenz A = D-|-D2 und/oder das Vorzeichen V(A) bildet mit V = positiv, wenn Δ > 0 und V = negativ wenn Δ < 0, einen Rechteckgenerator, der zwei Rechtecksignale mit einem Tastgrad (duty cycle) von 50% bildet, die die gleiche Frequenz f haben und relativ zueinander um den einstellbaren Phasenwinkel Ψ phasenverschoben sind, und einen Frequenzgeber, der eingerichtet ist, die Frequenz f zu erhöhen, wenn das besagte Vorzeichen ein erstes vorbestimmtes Vorzeichen ist, und die Frequenz f zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen das zum ersten Vorzeichen umgekehrte Vorzeichen ist. Wenn ein Vorzeichen positiv ist, dann ist das dazu umgekehrte Vorzeichen negativ.The duty cycle of a rectangular signal denotes the ratio of the pulse duration to the period. The control unit 15 is, for example, a microcontroller, an FPGA (Field Programmable Gate Array), a DSP (Digital Signal Processor) or the like. In a preferred embodiment, the control unit 15 comprises at least the following units or function blocks: a clock generator, an A / D converter which converts the output signal of the first current sensor 13, which is analogous in this embodiment, into a digital value D-1 and the output signal of the first current sensor converts second current sensor 14 into a digital value D2, a computing unit which forms the difference A = D- | -D2 and / or the sign V (A) with V = positive if Δ> 0 and V = negative if Δ <0, a square wave generator constituting two square wave signals having a duty cycle of 50% having the same frequency f and being out of phase with each other by the adjustable phase angle θ, and a frequency generator arranged to increase the frequency f when said sign is a first predetermined sign, and to reduce the frequency f when said sign is the sign opposite to the first sign. If a sign is positive, then the opposite sign is negative.

[0010] Die Recheneinheit ist mit Vorteil eingerichtet, zusätzlich die Summe S = D-i+ D2 zu bilden.The arithmetic unit is advantageously arranged to additionally form the sum S = D-i + D2.

[0011] Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Steuereinheit 15 ist anstelle des A/D-Wandlers ein Komparator vorhanden, dessen erstem Eingang das Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 und dessen zweitem Eingang das Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Komparators entspricht somit dem Vorzeichen V(A).In a further embodiment of the control unit 15, instead of the A / D converter, a comparator is provided whose first input, the output signal of the first current sensor 13 and the second input, the output signal of the second current sensor 14 is supplied. The output signal of the comparator thus corresponds to the sign V (A).

[0012] Das erste Rechtecksignal steuert den ersten Gate-Treiber 12A, dessen Steuerung der beiden Transistoren 3A und 4A bewirkt, dass am Verbindungsknoten 7 ein rechteckförmiges Spannungssignal VA(t) anliegt, das den gleichen Verlauf wie das erste Rechtecksignal hat und dessen Spannungspegel entweder VDD oder 0 ist. Das zweite Rechtecksignal steuert den zweiten Gate-Treiber 12B, dessen Steuerung der beiden Transistoren 3B und 4B bewirkt, dass am Verbindungsknoten 8 ein rechteckförmiges Spannungssignal VB(t) anliegt, das den gleichen Verlauf wie das zweite Rechtecksignal hat und dessen Spannungspegel entweder VDd oder 0 ist.The first square-wave signal controls the first gate driver 12A, whose control of the two transistors 3A and 4A causes the connection node 7 is a rectangular voltage signal VA (t), which has the same course as the first square wave signal and its voltage level either VDD or 0 is. The second square-wave signal controls the second gate driver 12B, whose control of the two transistors 3B and 4B causes a rectangular voltage signal VB (t) to be applied to the connection node 8, which has the same shape as the second square-wave signal and whose voltage level is either VDd or 0 is.

[0013] Der Stromsensor 13 umfasst als Messelement bevorzugt einen Nebenschlusswiderstand 16 (shunt), der zwischen dem Ausgang des Transistors 4A und Erde 11 angeordnet ist. Die am Nebenschlusswiderstand 16 anliegende Spannung wird über einen Tiefpassfilter 17 einem Verstärker 18 zugeführt. Der Tiefpassfilter 17 umfasst einen Widerstand und einen Kondensator und bildet den Mittelwert der am Nebenschlusswiderstand 16 anliegenden Spannung und somit den Mittelwert lA des durch den Nebenschlusswiderstand fliessenden Stroms lA(t). Der Stromsensor 14 ist, wie in der Fig. 1 dargestellt, in gleicher Weise aufgebaut. Es können auch andere Stromsensoren verwendet werden, zum Beispiel Stromsensoren, die auf dem Halleffekt beruhen und das von dem Strom erzeugte Magnetfeld messen. Der Stromsensor kann eingerichtet sein, anstelle eines analogen Ausgangssignals ein digitales Ausgangssignal zu liefern, so dass dann der A/D-Wandler der Steuereinheit 15 nicht nötig ist.The current sensor 13 comprises as a measuring element preferably a shunt resistor 16 (shunt), which is arranged between the output of the transistor 4A and earth 11. The voltage applied to the shunt resistor 16 is supplied to an amplifier 18 via a low-pass filter 17. The low-pass filter 17 comprises a resistor and a capacitor and forms the mean value of the voltage applied to the shunt resistor 16 and thus the mean value I A of the current I A (t) flowing through the shunt resistor. The current sensor 14 is, as shown in FIG. 1, constructed in the same way. Other current sensors may also be used, for example, current sensors based on the Hall effect and measuring the magnetic field generated by the current. The current sensor may be arranged to provide a digital output signal instead of an analogue output signal, so that the A / D converter of the control unit 15 is then unnecessary.

[0014] Die Fig. 2 und 3 zeigen das am ersten Verbindungsknoten 7 anliegende Spannungssignal VA(t), das am zweiten Verbindungsknoten 8 anliegende Spannungssignal VB(t), das am Resonator 1 anliegende Spannungssignal VTD(t) = VA(t)-VB(t) und den durch den Resonator 1 fliessenden Strom lTD(t), wenn die Spannung VTD(t) und der Strom lTD(t) in Phase sind, d.h. φ = 0 ist. Das Spannungssignal VTD(t) oszilliert zwischen den drei Pegeln -VDD, 0 und VDD, es ist ein so genanntes Three Point PWM Signal. Der Tastgrad des Spannungssignals VTD(t) ist mittels eines Parameters D einstellbar, wobei der Parameter D so gewählt ist, dass die Phasenverschiebung Ψ zwischen den Spannungssignalen VA(t) und VB(t) bei D=0 Ψ = 0° und bei D=1 Ψ = π = 180° beträgt. Der Parameter D und der Phasenwinkel Ψ sind somit verknüpft durch Ψ = D*7t. Die Fig. 2 zeigt die Spannungssignale VA(t), VB(t) und VTD(t) für D = 0.2. Die Fig. 3 zeigt die Spannungssignale VA(t), VB(t) und VTD(t) für D=0.9.FIGS. 2 and 3 show the voltage signal VA (t) applied to the first connection node 7, the voltage signal VB (t) applied to the second connection node 8, the voltage signal VTD (t) = VA (t) applied to the resonator 1. VB (t) and the current lTD (t) flowing through the resonator 1 when the voltage VTD (t) and the current I TD (t) are in phase, ie φ = 0. The voltage signal VTD (t) oscillates between the three levels -VDD, 0 and VDD, it is a so-called three-point PWM signal. The duty cycle of the voltage signal VTD (t) is adjustable by means of a parameter D, wherein the parameter D is selected such that the phase shift Ψ between the voltage signals VA (t) and VB (t) at D = 0 Ψ = 0 ° and D = 1 Ψ = π = 180 °. The parameter D and the phase angle Ψ are thus linked by Ψ = D * 7t. FIG. 2 shows the voltage signals VA (t), VB (t) and VTD (t) for D = 0.2. FIG. 3 shows the voltage signals VA (t), VB (t) and VTD (t) for D = 0.9.

[0015] Die erste Oberwelle des Spannungssignals VTü(t) ergibt sich zuThe first harmonic of the voltage signal VTü (t) is given by

(1) [0016] Mit(1) With

(2) wobei |z| die elektrische Impedanz des Resonators 1 bezeichnet, ergeben sich die zeitlichen Mittelwerte lA bzw. IB der Ströme lA(t) und lB(t) zu(2) where | z | denotes the electrical impedance of the resonator 1, the time average values lA and IB of the currents lA (t) and lB (t) result

(3)(3)

(4) wobei die Grösse φ die Phasenverschiebung zwischen dem am Resonator 1 anliegenden Spannungssignal VTD(t) und dem durch den Resonator 1 fliessenden Strom lTD(t) bezeichnet.(4) wherein the quantity φ designates the phase shift between the voltage signal VTD (t) applied to the resonator 1 and the current lTD (t) flowing through the resonator 1.

[0017] Die Differenz der Mittelwerte Ia-Ib ergibt sich zuThe difference between the mean values Ia-Ib is given by

(5) [0018] Wenn der Resonator 1 mit seiner Resonanzfrequenz fR angeregt wird, dann verschwindet die Phasenverschiebung φ zwischen dem Spannungssignal VTd und dem Strom ITd, d.h. bei φ = 0 ist I a—Ib = o.(5) When the resonator 1 is excited at its resonant frequency fR, the phase shift φ between the voltage signal VTd and the current ITd disappears. at φ = 0 I a-Ib = o.

[0019] Die Differenz lA-lB eignet sich für die Regelung der Frequenz f, weil die Funktion sin φ bei φ = 0 einen Nulldurchgang hat und weil die Differenz lA-lB im Bereich der Resonanzfrequenz fR proportional zur Phasenverschiebung φ ist. Aus der Gleichung (4) ergibt sich, dass die BedingungThe difference lA-lB is suitable for the regulation of the frequency f, because the function sin φ at φ = 0 has a zero crossing and because the difference lA-lB in the region of the resonant frequency fR is proportional to the phase shift φ. From equation (4) it follows that the condition

(6) erfüllt sein muss, da sonst die Differenz lA-lB immer verschwindet. Die Regelung der Frequenz f funktioniert sehr gut bis zu einem Maximalwert D = 0.9, was immerhin 98% der maximal möglichen Leistung entspricht.(6) must be met, otherwise the difference lA-lB always disappears. The regulation of the frequency f works very well up to a maximum value D = 0.9, which corresponds to 98% of the maximum possible power.

[0020] Die Summe lA + lB ergibt sich zuThe sum lA + lB is given by

(7) [0021] Das folgende Verfahren ermöglicht es, den Resonator 1 in Resonanz zu bringen und bei seiner Resonanzfrequenz zu betreiben. Es umfasst folgende Schritte: 1. Auswahlen eines geeigneten Wertes für den Parameter D.(7) The following method makes it possible to resonate the resonator 1 and operate at its resonant frequency. It comprises the following steps: 1. Selecting a suitable value for parameter D.

Ein geeigneter Wert von D liegt im Bereich von 0.2 bis 0.9, wobei ein tiefer Wert bedeutet, dass die im Resonanzfall vom Resonator 1 bezogene Leistung eher klein, und ein grosser Wert bedeutet, dass die im Resonanzfall vom Resonator 1 bezogene Leistung relativ gross ist. Ein besonders geeigneter Wert ist beispielsweise D = 0.5. 2. Erzeugen der beiden Rechtecksignale zur Beaufschlagung des Gate-Treibers 12A und des Gate-Treibers 12B mit einer dem Parameter D entsprechenden Phasenverschiebung Ψ und mit einer Startfrequenz f0, die unterhalb der Resonanzfrequenz fR des Resonators 1 liegt. 3. Beaufschlagen der Gate-Treiber 12A und Gate-Treiber 12B mit den Rechtecksignalen und Bilden der zeitlichen Mittelwerte IA und IB der Ströme lA(t) und lB(t).A suitable value of D is in the range of 0.2 to 0.9, where a low value means that the power received by resonator 1 in the case of resonance is rather small, and a large value means that the power received by resonator 1 in the case of resonance is relatively large. A particularly suitable value is for example D = 0.5. 2. Generation of the two square-wave signals for acting on the gate driver 12A and the gate driver 12B with a phase shift Ψ corresponding to the parameter D and with a start frequency f0 which lies below the resonant frequency fR of the resonator 1. 3. Applying the gate drivers 12A and gate drivers 12B to the square wave signals and forming the time averages IA and IB of the currents I A (t) and I B (t).

Die Phasenverschiebung φ zwischen der am Resonator 1 anliegenden Spannung und dem durch den Resonator 1 fliessenden Strom ist entweder negativ oder positiv. Auch die Differenz lA-lB und somit das Vorzeichen V(IA—IB) ist entweder negativ oder positiv. Im Folgenden wird angenommen, dass das Vorzeichen V(IA-IB) unter den Anfangsbedingungen f0 < fR negativ ist. 4. Stufenweises Erhöhen der Frequenz f um einen Frequenzschritt ΔΤ, bis das Vorzeichen V(IA-IB) wechselt, d.h. positiv ist. 5. Festlegen eines neuen Frequenzschrittes Af2, der betragsmässig kleiner ist als der Frequenzschritt ΔΤ.The phase shift φ between the voltage applied to the resonator 1 and the current flowing through the resonator 1 is either negative or positive. Also the difference IA-IB and thus the sign V (IA-IB) is either negative or positive. Hereinafter, it is assumed that the sign V (IA-IB) under the initial conditions f0 <fR is negative. 4. Gradually increasing the frequency f by a frequency step ΔΤ until the sign V (IA-IB) changes, i. is positive. 5. Specification of a new frequency step Af2, the amount is smaller than the frequency step ΔΤ.

Claims

6. Gradually decreasing the frequency f by the frequency step Af2 until the sign V (Ia-Ib) changes again, i. is negative.

7. Determining a new frequency step Af-ι; the amount is smaller than the frequency step Af2.

8. Repeatedly performing steps 4 to 7. The repetition of steps 4 to 7 is performed until the frequency step has reached a predetermined minimum value or until Ia-Ib = 0 or approximately 0. Because the frequency steps Af-ι and Af2 become increasingly smaller in terms of amount, the resonant frequency fR will eventually be reached.

9. Reducing or increasing the parameter D in a predetermined range, which ranges from a minimum value Dmin to D = 0.9, in order to reduce or increase the power delivered to the resonator 1.

10. Regulate the frequency f to hold the resonator 1 at its resonant frequency fR by reducing the frequency f when the sign V (IA-IB) is positive and increasing the frequency f when the sign V (IA-IB) is negative. The steps given reflect the basic principle of how the resonant frequency can be found and maintained. Basically, step 8, or both steps 7 and 8, contains all the information, i. it is enough in principle

1. Select the parameter D corresponding to the power desired in the resonance case within the range of Dmin and D = 0.9.

2. Control frequency f as specified in step 8 above. The sum I A + I B can be used to control, at resonance, the parameter D and thus the phase angle Ψ, i. E. the parameter D is set so that the sum I A + I B reaches a predetermined value. claims

A digital resonant driver for an electrical resonator (1) comprising an H-bridge (2) comprising a first branch (Δ) and a second branch (B), each branch comprising a first transistor (3A and 3B) and a second transistor Transistor (4A or 4B), which are connected in series and have a common connection node (7 or 8), and two free-wheeling diodes (5A, 6A and 5B, 6B), wherein the first free-wheeling diode in parallel to the first transistor and the second freewheeling diode is connected in parallel to the second transistor, wherein the electrical resonator (1) at the connection node (7) between the first transistor (3A) and the second transistor (4A) of the first branch (Δ) and to the connection node (8) between the first transistor (3B) and the second transistor (4B) of the second branch (B) is connectable, each branch having a current input, which can be acted upon by a supply voltage, and a current output, directly or indirectly connected to ground (11) r, a first gate driver (12A) controlling the transistors (3A, 4A) of the first branch of the H-bridge (2) has a second gate driver (12B) connecting the transistors (3B, 4B ) of the second branch of the H-bridge (2) controls a first current sensor (13) which provides an output signal representing the time average of the from the output of the first branch (A) of the H-bridge (2) to earth (11) flowing current, a second current sensor (14) which provides an output signal representing the time average of the current flowing from the output of the second branch (B) of the H-bridge (2) to ground (11), and a control unit (15 ) arranged to detect the sign of the difference between the output of the first current sensor (13) and the output of the second current sensor (14) to form a first square wave signal controlling the first gate driver (12A), a second one Square wave signal which controls the second gate driver (12B) wherein the two square wave signals have a same frequency and a duty cycle of 50% and are phase shifted relative to each other by an adjustable phase angle, and to increase the frequency of the square wave signals when said sign is a first predetermined sign, and to decrease the frequency when said sign is the opposite sign to the first predetermined sign.

2. A digital resonant driver according to claim 1, characterized in that the control unit (15) is arranged to form the sum of the output signal of the first current sensor (13) and the output signal of the second current sensor (14), and adjust the phase angle so that the said sum reaches a predetermined value.

3. Digital resonant driver according to claim 1 or 2, characterized in that the first current sensor (13) comprises a low-pass filter (17), and that the second current sensor (14) comprises a low-pass filter.

4. A digital resonant driver according to claim 1 or 2, characterized in that the first current sensor (13) has a shunt resistor (16) which earths the output of the second transistor (4A) of the first branch (Δ) of the H-bridge (2) (11), and a low-pass filter (17), and in that the second current sensor (14) has a shunt resistor connecting the output of the second transistor (4B) of the second branch (B) of the H-bridge (2) to ground (11 ), and includes a low-pass filter.