CH703161A2 - Circuit electronique a amplificateur lineaire assiste par un amplificateur a mode commute. - Google Patents

Abstract

Le circuit électronique (1) comprend une unité à amplificateur linéaire (20) ayant une première boucle d’asservissement en courant, assistée par une unité d’amplification à mode commuté (30) ayant une seconde boucle d’asservissement en courant. Les entrées des deux unités sont reliées pour recevoir en même temps une consigne en courant (Iref) dans un mode de fonctionnement pour générer un courant (I) déterminé à travers une charge (Z) reliée en sortie des unités. La première boucle d’asservissement comprend un premier capteur (25) pour mesurer le courant (I) dans la charge (Z), un premier élément soustracteur (23) pour soustraire le premier courant mesuré (l m 1 ) de la consigne en courant (Iref), un premier régulateur (24) relié en sortie du premier élément soustracteur (23) et commandant un amplificateur linéaire (2), qui fournit le premier courant de sortie (l1) à la charge. La seconde boucle d’asservissement comprend un second capteur de courant (35) pour mesurer un second courant (I2) fourni à la charge, entre un nœud de connexion de deux interrupteurs (13, 15) reliés en série à une source de tension d’alimentation et une inductance (L), qui est reliée en sortie à la charge (Z). La seconde boucle comprend encore un second élément soustracteur (32) pour soustraire le second courant mesuré (l m2 ) de la consigne en courant (Iref), un second régulateur (31) relié en sortie du second élément soustracteur et commandant un modulateur de largeur d’impulsions (33) qui contrôle l’activation des interrupteurs pour relier alternativement l’inductance soit au potentiel haut (V+), soit au potentiel bas (V–) de la source de tension d’alimentation.

Description

[0001] La présente invention concerne un circuit électronique qui comprend une unité à amplificateur linéaire, qui est assistée par une unité d’amplification à mode commuté.

[0002] Un amplificateur linéaire précis de puissance peut être utilisé dans diverses applications électroniques, telles que par exemple pour la commande d’un moteur électrique. Comme il n’y a en général aucune ondulation en sortie d’un tel amplificateur linéaire, il possède également un très bon rapport signal sur bruit (SNR). Les ondulations de courant constituent en effet un inconvénient d’un circuit électronique, s’il est utilisé notamment pour la commande d’un moteur électrique pour un positionnement très précis, car les vibrations générées par ces ondulations conduisent à une perte de précision de positionnement. Pour ce faire, une tension de commande, qui peut être continue, est appliquée en entrée de l’amplificateur linéaire de manière à fournir un courant déterminé à travers une charge en sortie de l’amplificateur linéaire. Ce courant est contrôlé en contre-réaction sur la base du courant mesuré au niveau de la charge. La charge en sortie de l’amplificateur peut être constituée par le moteur électrique à mettre en fonction. Ainsi, la force générée dans le moteur est dépendante du courant traversant la charge, qui peut être en partie résistive et inductive. En outre, la charge peut comporter une tension induite par le moteur lui-même, qui est proportionnelle à la vitesse de déplacement.

[0003] Un amplificateur linéaire de puissance traditionnel, qui est relié à une source de tension continue d’alimentation, dissipe généralement beaucoup de puissance thermique. Ceci provient du fait que l’étage de sortie doit supporter toute la chute de tension entre la tension d’une des bornes de la source de tension d’alimentation et la tension au niveau de la charge traversée par le fort courant. Un des transistors de puissance de l’étage de sortie est notamment traversé par ce courant fort. Cette différence de tension multipliée par le courant à travers la charge donne la dissipation totale de puissance de l’amplificateur linéaire.

[0004] A titre d’exemple, si l’on considère une tension continue d’alimentation de l’ordre de 48 V et une tension sur la charge voisine de 20 V avec un courant de 20 A, la puissance dissipée par un des transistors de puissance de l’étage de sortie peut être de l’ordre de 560 W. De ce fait, l’étage de sortie d’un tel amplificateur linéaire de puissance s’échauffe énormément. Il est donc nécessaire qu’un circuit électronique, qui comprend un tel amplificateur linéaire de puissance, soit conçu pour dissiper le moins d’énergie thermique, car il peut équiper un appareil disposé dans des endroits où la température doit être bien contrôlée. Dans le cas où un amplificateur linéaire de puissance équipe un appareil disposé par exemple dans une salle blanche pour des procédés de fabrication de circuits intégrés, il est nécessaire de réduire toute dissipation thermique pour ne pas devoir munir une telle salle blanche d’une installation de climatisation importante.

[0005] Pour résoudre le problème de la dissipation thermique importante d’un tel circuit électronique, l’amplificateur linéaire de puissance traditionnel peut avantageusement être combiné en parallèle à un amplificateur ou unité d’amplification à mode commuté. Dans ce cas, la majeure partie du courant traversant la charge passe par l’amplificateur à mode commuté en lieu et place de l’étage de sortie de l’amplificateur linéaire. En principe, une fois stabilisé, la moyenne du courant en sortie de l’amplificateur linéaire est proche de 0 A. Une dissipation résiduelle de chaleur est néanmoins constatée dans l’amplificateur linéaire de puissance, car la valeur instantanée du courant est non nulle. Grâce à un circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par un amplificateur à mode commuté, la dissipation thermique est fortement réduite.

[0006] On peut citer à ce titre l’article rédigé par Hans Ertl, Johann W. Kolar et Franz C. Zach intitulé «Basic considérations and topologies of switched-mode assisted linear power amplifiers» publié dans le journal IEEE Transactions on Industrial Electronics, Col. 44, No. 1, de février 1997. Le circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté de cet article est notamment représenté à la fig. 1a.

[0007] Le circuit électronique 1 de la fig. 1acomprend donc principalement un amplificateur linéaire de puissance 2 et une unité d’amplification à mode commuté 3. L’amplificateur linéaire de puissance 2 comprend un amplificateur opérationnel 4, dont la borne d’entrée non inverseuse reçoit une tension de consigne IN pour déterminer la tension appliquée à la charge Z en sortie. Un diviseur résistif, qui comprend deux résistances R1 et R2, est relié à la charge Z en Sortie de l’amplificateur linéaire 2 et à une tension de référence, qui est de préférence à 0 V, telle qu’une borne de masse. Le nœud de connexion des deux résistances R1 et R2 est relié à la borne d’entrée inverseuse de l’amplificateur opérationnel 4 pour asservir la tension appliquée à la charge Z en fonction de la tension de consigne IN. Les résistances R1 et R2 peuvent avoir une même valeur résistive, qui est notamment beaucoup plus importante que la valeur résistive de la charge Z.

[0008] L’amplificateur linéaire de puissance 2 comprend encore deux transistors de puissance du type MOSFET 7 et 8 reliés en série entre deux bornes V+ et V- d’une source de tension continue d’alimentation non représentée. Le potentiel haut V+ de la source de tension d’alimentation peut être par exemple de l’ordre de 24 V, alors que le potentiel bas V- de ladite source de tension d’alimentation peut être par exemple de l’ordre de -24 V. Le premier transistor MOSFET de type N 7 a son drain relié à la borne de potentiel haut V+ de la source de tension d’alimentation, et sa source reliée à la source du second transistor MOSFET de type P 8 et à la charge Z. Le drain du second transistor MOSFET de type P 8 est relié à la borne de potentiel bas V- de la source de tension d’alimentation. Les grilles des premier et second transistors de puissance 7 et 8 sont reliées par l’intermédiaire respectivement d’une première source de tension 5 et d’une seconde source de tension 6 à la sortie de l’amplificateur opérationnel 4. Chaque source de tension est utilisée principalement pour polariser à un niveau adapté la grille du transistor de puissance correspondant, dont la tension de seuil de conduction peut être supérieure à 5 V. De manière bien connue, chaque source de tension 5 et 6 permet donc d’opérer une plus rapide mise en conduction du transistor de puissance correspondant 7 et 8 en fonction d’une fluctuation de tension en sortie de l’amplificateur opérationnel 4.

[0009] Chaque transistor de puissance MOSFET 7 et 8 dans l’étage de sortie est mis en conduction en fonction du courant I1 fourni en sortie de l’amplificateur linéaire 2 à la charge Z. Dans le cas d’un courant I1 de valeur positive, le premier transistor de puissance 7 est mis en conduction, alors que dans le cas où ce courant I1 a une valeur négative, c’est le second transistor de puissance 8, qui est mis en conduction.

[0010] L’art antérieur décrit ci-dessus comprend aussi la mise en fonction d’une unité d’amplification à mode commuté 3, qui fournit un courant I2 à la charge Z, avec un certain retard par rapport à la mise en fonction de l’amplificateur linéaire 2 comme expliqué ci-après. L’addition des deux courants I1 et I2 correspond au courant I traversant ladite charge Z.

[0011] L’unité d’amplification à mode commuté 3 du circuit électronique 1 de la fig. 1a, comprend un régulateur à hystérèse 11, qui reçoit une valeur du courant I1 mesuré par un capteur de courant 10 à la sortie de l’amplificateur linéaire de puissance 2. Ce régulateur à hystérèse 11 fournit un signal de commande à un passeur 12, qui est relié à la grille d’un premier transistor de puissance MOSFET de type N 13, et à un inverseur 14, qui est relié à la grille d’un second transistor de puissance MOSFET de type N 15. Le drain du premier transistor de puissance MOSFET de type N 13 est relié à la borne de potentiel haut V+ de la source de tension d’alimentation, alors que la source du second transistor de puissance MOSFET de type N 15 est reliée à la borne de potentiel bas V- de la source de tension d’alimentation. La source du premier transistor 13 et le drain du second transistor 15 sont reliés à une inductance L, qui est elle-même reliée à la charge Z pour fournir le courant I2.

[0012] Le niveau en tension du signal de commande en sortie du régulateur à hystérèse permet de rendre conducteur alternativement et cycliquement soit le premier transistor de puissance 13, soit le second transistor de puissance 15. Dès que le courant I1 mesuré par le capteur 10 atteint un premier seuil du régulateur à hystérèse, une commutation de conduction des transistors de puissance 13 et 15 est opérée. La commutation de conduction des transistors de puissance modifie inversement la croissance ou la décroissance du courant I2 fourni par l’unité d’amplification à mode commuté à travers l’inductance L. En fonction de la croissance ou de la décroissance du courant I2 suite à la commutation des transistors de puissance 13 et 15, le courant I1 décroît ou croît jusqu’à un second seuil du régulateur à hystérèse 11. L’addition des courants I1 et I2 ne modifie en principe pas le courant défini I traversant la charge Z, car la tension appliquée aux bornes de la charge est contrôlée par l’amplificateur linéaire 2. Dès que le courant I1 mesuré par le capteur 10 atteint le second seuil du régulateur à hystérèse 11, une nouvelle commutation de conduction des transistors de puissance 13 et 15 intervient. Une répétition de commutation des transistors de puissance 13 et 15 se produit dans le temps et cycliquement selon une période de commutation T. Cela crée une ondulation des courants I1 et I2. La moyenne du courant I1 est par contre voisine de 0 A une fois stabilisé.

[0013] Un circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité à mode commuté de structure sensiblement identique à celle du circuit électronique de la fig. 1a, est décrit dans l’article rédigé par Geoffrey R. Walker intitulé «A Class B Switch-Mode Assisted Linear Amplifier» publié dans le journal IEEE Transactions on power electronics, Col. 18, No. 6 de novembre 2003. La différence essentielle de ce circuit électronique est qu’il est opéré une mesure du courant I1 par un premier capteur au niveau du drain du premier transistor de puissance de l’étage de sortie de l’amplificateur linéaire et par un second capteur au niveau du drain du second transistor de puissance. Un premier régulateur à hystérèse de l’unité à mode commuté reçoit la valeur du courant I1 du premier capteur, alors qu’un second régulateur à hystérèse reçoit la valeur du courant I1 du second capteur. Le principe de commutation des transistors de puissance de l’unité à mode commuté est par contre identique à ce qui a été décrit en référence à la fig. 1a. De ce fait, ce circuit électronique a les mêmes inconvénients que le circuit électronique de la fig. 1a.

[0014] Pour la commande de moteur, on souhaite asservir le courant qui circule dans la charge. Pour ce faire, on utilisera typiquement un régulateur de type proportionnel-intégral (PI) bien connu de l’état de l’art. On peut citer à ce titre l’article rédigé par R. Pastorino, M.A. Naya, J.A. Pérez et J. Cuadrado intitulé «X-by-wire vehicle protoype: A steer-by-wire System with geared PM coreless motors» publié à la 7ème conférence «EUROMECH Solid Mechanics» à Lisbonne, Portugal, en Septembre 2009. La fig. 3de cet article montre un exemple d’asservissement de courant au moyen d’un amplificateur linéaire et d’un régulateur PI, dont le fonctionnement est détaillé au paragraphe 3.1.1.

[0015] La fig. 1b montre une réalisation améliorée du circuit électronique 1 présentée à la fig. 1a, dans laquelle le courant est asservi dans la charge. L’unité à amplificateur linéaire 20 comprend une première boucle d’asservissement en courant. L’unité à amplificateur linéaire 20 comprend tout d’abord un premier élément soustracteur 23 de la première boucle d’asservissement en courant. Dans cet élément soustracteur 23, le courant lm1, qui est mesuré à travers la charge Z par un premier capteur 25 en série avec la charge, est soustrait du courant de référence Iref, qui est la consigne en courant. Le résultat de la soustraction est fourni à un premier régulateur 24, qui est de préférence un régulateur PI bien connu. Ce régulateur 24 fournit une tension de commande à un amplificateur linéaire 2, qui génère en sortie un premier courant I1 pour traverser la charge Z. La valeur de ce courant I1 est adaptée par l’unité à amplificateur linéaire 20 en fonction du niveau détecté de la tension sur la charge et principalement de la mesure du courant I traversant la charge. L’unité d’amplification à mode commuté 3 comprend par contre les mêmes éléments que ceux décrits en référence à la fig. 1a, avec une mesure du courant I1 par le second capteur 10 fourni en entrée de ladite unité 3.

[0016] La fig. 1c montre une autre réalisation améliorée du circuit électronique 1 présentée à la fig. 1b. La différence essentielle du circuit électronique 1 de cette fig. 1c, est que le régulateur à hystérèse est remplacé par un second régulateur PI 31. En effet, le régulateur à hystérèse comprend certains défauts qui seront détaillés ci-après, et il est souhaitable de le remplacer par un régulateur PI mis en série avec un modulateur de largeur d’impulsions (MLI) 33 qui commande la grille des transistors de puissance 13 et 15. Le fonctionnement d’un tel modulateur 33 est bien connu de l’homme du métier, et est par exemple représenté dans la fig. 3 du brevet US 7 385 363. Aucune information détaillée n’est donc donnée quant à son fonctionnement interne. Le modulateur de ce brevet permet la commutation à fréquence constante des transistors de puissance 13 et 15, ce qui n’est pas le cas du régulateur à hystérèse des fig. 1a et 1b.

[0017] La fig. 2a représente graphiquement la variation des courants I1 et I2 dans le temps suite à une consigne en courant Iref fournie initialement à l’unité à amplificateur linéaire 20 du circuit électronique 1 de la fig. 1b. Ce circuit électronique comprend le régulateur à hystérèse 11 dans l’unité d’amplification à mode commuté 3. En fonction de la consigne, un courant Iref est destiné à traverser la charge en sortie de l’unité à amplificateur linéaire et de l’unité d’amplification à mode commuté. Dans cet exemple, le courant Iref est défini sinusoïdal à une fréquence de 1 kHz et une amplitude de 1 A.

[0018] Dans le graphe de la partie supérieure de la fig. 2a, on constate que le courant dans la charge I suit assez fidèlement la consigne Iref. Le déphasage observé, ainsi que la légère diminution d’amplitude sont liés à la bande passante de l’asservissement du courant de l’unité à amplificateur linéaire. Ce courant total est toutefois la somme du courant I1 fourni par l’unité à amplificateur linéaire, et du courant I2 issu de l’unité d’amplification à mode commuté. La forme de ces courants est détaillée dans le graphe de la partie inférieure de la fig. 2a.

[0019] Une fois que le courant I1 chute en-dessous de 0 A jusqu’à un premier seuil du régulateur à hystérèse, une commutation de conduction des transistors de puissance est opérée dans l’unité à mode commuté. Suite à la commutation, le courant I2 va décroître, alors que le courant I1 va croître jusqu’au second seuil du régulateur à hystérèse pour opérer une nouvelle commutation des transistors de puissance de l’unité à mode commuté. L’écart entre le premier seuil et le second seuil du régulateur représente un écart de courant Δl, qui peut être ajusté. La commutation des transistors de puissance de l’unité à mode commuté se répète cycliquement selon une période de commutation T.

[0020] Comme le courant I1 en sortie de l’amplificateur linéaire n’est pas nul, il subsiste une dissipation résiduelle dans l’amplificateur linéaire, ce qui constitue un inconvénient. Plus l’écart de courant Δl du régulateur à hystérèse est faible, et plus la fréquence de commutation des transistors de puissance dans l’unité à mode commuté est importante, ce qui a tendance à augmenter les pertes par commutation du circuit électronique. Par contre en augmentant l’écart de courant Δl du régulateur à hystérèse, la commutation est moins fréquente tout en augmentant la période de commutation T, mais plus de chaleur est dissipée par l’amplificateur linéaire. De plus, en fonction de la valeur de la consigne en courant fournie à l’entrée de l’unité à amplificateur linéaire, des variations de consigne et des variations de tension induite dans le moteur, la période de commutation T varie, ce qui est un inconvénient. Cette variation de fréquence est bien visible sur la courbe en fonction du temps, et peut en particulier conduire à des problèmes de compatibilité électromagnétique dans le circuit.

[0021] Pour la réalisation d’un bon circuit électronique, il doit donc être recherché un compromis entre l’hystérèse et la dissipation de chaleur, ainsi qu’un compromis dynamique relatif à la bande passante de l’unité d’amplification à mode commuté et la dissipation de chaleur. Avec un circuit électronique comme représenté à la fig. 1aou 1b, le rapport signal sur bruit ne peut normalement jamais être supérieur à 80 dB, ce qui est désavantageux. Dans cet exemple, la valeur quadratique moyenne RMS (Root-Mean-Square en terminologie anglaise) du courant résiduel 11 est de 70.3 mA. Ce courant permet d’estimer la dissipation thermique dans l’amplificateur linéaire.

[0022] La fig. 2b représente graphiquement la variation des courants obtenus avec le circuit électronique de la fig. 1c, dans lequel le régulateur à hystérèse est remplacé par un régulateur PI 31 mis en série avec un modulateur MLI 33. Dans le graphe de la partie supérieure de la fig. 2b, on constate que l’allure du courant dans la charge I est identique à celui de la fig. 2a. En effet, le courant total I ne dépend que de l’asservissement effectué dans l’unité à amplificateur linéaire 20.

[0023] Dans le graphe de la partie inférieure de la fig. 2b, on constate que la période de commutation T est constante grâce à l’utilisation du modulateur MLI 33, ce qui est un avantage. Par contre, le courant résiduel I1 a augmenté en comparaison de celui de la fig. 2a. En effet, sa valeur quadratique moyenne (RMS) est à présent de 138.6 mA. Ceci est dû au retard de phase entre Iref et I1 à cause de l’imperfection de l’asservissement effectué dans l’unité à amplificateur linéaire 20. Un second retard de phase est introduit par le régulateur PI 31. Le courant résiduel comprend donc une composante sinusoïdale bien visible dans la fig. 2b, en plus des ondulations liées à la commutation de l’unité à mode commuté.

[0024] L’invention a donc pour but de fournir un circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté, qui soit de haute efficacité avec un bon rapport signal sur bruit et une faible dissipation de chaleur de l’amplificateur linéaire tout en palliant les inconvénients susmentionnés de l’état de la technique.

[0025] A cet effet, l’invention concerne un circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté, qui comprend les caractéristiques mentionnées dans la revendication indépendante 1.

[0026] Des formes particulières de réalisation du circuit électronique sont définies dans les revendications dépendantes 2 à 11.

[0027] Un avantage du circuit électronique de la présente invention réside dans le fait que lors du fonctionnement du circuit électronique, une consigne en courant est fournie en même temps aussi bien à l’unité à amplificateur linéaire qu’à l’unité d’amplification à mode commuté. Ceci permet à l’unité d’amplification à mode commuté de fournir rapidement un courant à la charge, ce qui fait décroître au plus vite en valeur absolue le courant fourni à la charge par l’étage de sortie de l’amplificateur linéaire. De ce fait, une plus faible dissipation de chaleur de l’amplificateur linéaire est obtenue par rapport à un circuit électronique de l’état de la technique.

[0028] Un autre avantage du circuit électronique de la présente invention réside dans le fait que l’inductance de l’unité d’amplification à mode commuté ne se trouve pas dans la boucle d’asservissement du courant produit par ladite unité. Ceci permet au régulateur de l’unité d’amplification à mode commuté d’être adapté à une haute largeur de bande, étant donné que l’inductance ne se situe plus à l’intérieur de la boucle. De plus, les boucles d’asservissement en courant pour l’unité à amplificateur linéaire et pour l’unité d’amplification à mode commuté sont séparées pour obtenir une meilleure largeur de bande sur l’unité d’amplification à mode commuté.

[0029] Avantageusement, chaque régulateur de l’unité à amplificateur linéaire et de l’unité d’amplification à mode commuté est un régulateur PI en lieu et place d’un régulateur à hystérèse, qui n’est généralement pas souhaité. Un tel régulateur PI mis en série avec un modulateur MLI n’est pas dépendant de la valeur de la consigne en courant et de ce fait la fréquence de commutation ne varie pas avec un changement de valeur de la consigne. Cela procure également l’avantage du choix de l’inductance L plus facile.

[0030] Les buts, avantages et caractéristiques du circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté apparaîtront mieux dans la description suivante sur la base d’au moins une forme d’exécution non limitative illustrée par les dessins sur lesquels: <tb>la fig. 1a<sep>déjà citée représente un circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté de l’art antérieur, <tb>la fig. 1b<sep>déjà citée représente une variante du circuit électronique à amplificateur linéaire de la fig. 1a, dont le courant est asservi, <tb>la fig. 1c<sep>déjà citée représente une variante du circuit électronique à amplificateur linéaire de la fig. 1b, dont l’asservissement du courant dans l’unité d’amplification à mode commuté est effectuée par un régulateur PI, <tb>la fig. 2a<sep>déjà citée représente un graphique de la variation des courants en sortie de l’unité à amplificateur linéaire et de l’unité d’amplification à mode commuté du circuit électronique de l’art antérieur montré à la fig. 1b, <tb>la fig. 2b<sep>déjà citée représente un graphique de la variation des courants en sortie de l’unité à amplificateur linéaire et de l’unité d’amplification à mode commuté du circuit électronique de l’art antérieur montré à la fig. 1c, <tb>la fig. 3<sep>représente de manière simplifiée une forme d’exécution d’un circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté selon l’invention, et <tb>la fig. 4<sep>représente un graphique comparatif en fonction d’une consigne en courant fournie de la variation des courants de sortie de l’unité à amplificateur linéaire et de l’unité d’amplification à mode commuté du circuit électronique selon l’invention.

[0031] Dans la description suivante, toutes les parties du circuit électronique, qui sont bien connues d’un homme du métier dans ce domaine technique, ne sont décrites que de manière simplifiée. Un tel circuit électronique peut être utilisé principalement pour la commande d’un moteur électrique à positionnement nanométrique par exemple pour le marché des semi-conducteurs. Il peut s’agir d’un moteur linéaire, où il est effectué un asservissement de position au moyen de ce circuit électronique, qui commande le moteur. Bien entendu, un tel circuit électronique peut aussi être utilisé dans des appareils électriques pour d’autres domaines techniques.

[0032] La fig. 3 représente un circuit électronique 1 qui peut être utilisé par exemple pour la commande d’un moteur électrique, tel qu’un moteur linéaire capable de garantir un positionnement nanométrique. Le circuit électronique 1 comprend principalement une unité à amplificateur linéaire 20 et une unité d’amplification à mode commuté 30 pour assister l’unité à amplificateur linéaire 20. Lors d’une mise en fonction du circuit électronique 1, un courant de référence Iref, qui est une consigne en courant, est fourni en même temps à l’unité à amplificateur linéaire 20 et à l’unité d’amplification à mode commuté 30. Avec cette consigne en courant, la charge Z, qui est reliée en sortie des unités et qui peut être le moteur électrique à commander, est traversée par un courant déterminé souhaité I. Un asservissement en courant est donc opéré dans les deux unités pour maintenir un courant déterminé I à travers la charge Z dépendant de la valeur de la consigne en courant appliquée Iref. Le courant de référence Iref peut être constant, mais il peut également changer au cours du temps pour modifier la valeur du courant I traversant la charge Z, ou être appliqué au circuit électronique 1 dans des périodes de temps spécifiées. Pour la commande d’un moteur, on utilisera typiquement une consigne Iref sinusoïdale synchronisée sur la position du moteur.

[0033] L’unité à amplificateur linéaire 20 comprend une première boucle d’asservissement en courant. L’unité à amplificateur linéaire 20 comprend tout d’abord un premier élément soustracteur 23 de la première boucle d’asservissement en courant. Dans cet élément soustracteur 23, le courant lm1, qui est mesuré à travers la charge Z par un premier capteur 25 en série avec la charge, est soustrait du courant de référence Iref, qui est la consigne en courant. Le résultat de la soustraction est fourni à un premier régulateur 24, qui est de préférence un régulateur proportionnel intégral bien connu. Ce régulateur 24 fournit une tension de commande à un amplificateur linéaire 2, qui génère en sortie un premier courant I1 pour traverser la charge Z. La valeur de ce courant I1 est adaptée par l’unité à amplificateur linéaire 20 en fonction du niveau détecté de la tension sur la charge et principalement de la mesure du courant I traversant la charge.

[0034] La structure de l’amplificateur linéaire 2 de l’unité à amplificateur linéaire 20 peut être identique à celle présentée en référence à la fig. 1a. Cependant l’entrée non inverseuse de cet amplificateur linéaire est commandée par la tension de commande fournie par le régulateur PI 24. Cette tension de commande change en fonction du résultat de la soustraction des courants dans le premier élément soustracteur 23, qui est fourni audit régulateur 24. Cet amplificateur linéaire 2 est connecté à une borne de potentiel bas V- et à une borne de potentiel haut V+ d’une source de tension continue d’alimentation non représentée. Le potentiel bas de cette source de tension peut valoir par exemple -24 V, alors que le potentiel haut de cette source de tension peut valoir par exemple 24 V. De ce fait, cela nécessite de réduire au minimum le premier courant I1 fourni par l’amplificateur linéaire 2 pour diminuer la dissipation thermique du circuit électronique comme expliqué ci-devant. La moyenne du courant I1 doit en principe être proche de 0 A une fois le circuit électronique stabilisé grâce à l’unité d’amplification à mode commuté 30 qui assiste l’unité à amplificateur linéaire 20.

[0035] L’unité d’amplification à mode commuté 30 comprend une seconde boucle d’asservissement en courant indépendante de la première boucle d’asservissement en courant de l’unité à amplificateur linéaire 20. L’unité d’amplification à mode commuté 30 comprend tout d’abord un second élément soustracteur 32 de la seconde boucle d’asservissement en courant. Dans ce second élément soustracteur 32, le courant lm2, qui est mesuré par un second capteur 35 disposé en série avant une inductance L de sortie, est soustrait du courant de référence Iref, qui est la consigne en courant. Le résultat de la soustraction est fourni à un second régulateur 31, qui est de préférence également un régulateur PI bien connu. Ce second régulateur 31 fournit une tension de commande à un modulateur MLI 33, qui est relié à la grille d’un premier transistor de puissance MOSFET de type N 13, et à un second transistor de puissance MOSFET de type N 15. Le drain du premier transistor de puissance MOSFET de type N 13 est relié à la borne de potentiel haut V+ de la source de tension d’alimentation, alors que la source du second transistor de puissance MOSFET de type N 15 est reliée à la borne de potentiel bas V- de la source de tension d’alimentation. La source du premier transistor 13 et le drain du second transistor 15 sont reliés à une inductance L par l’intermédiaire du second capteur de courant 35. L’autre extrémité de cette inductance L est reliée à la charge Z pour fournir le courant I2.

[0036] Il est à noter que les premier et second transistors de puissance 13 et 15 constituent des premier et second interrupteurs. Ces premier et second interrupteurs peuvent être réalisés également avec d’autres types de transistors, tels que des transistors MOSFET de type P ou des transistors bipolaires de puissance du type NPN et/ou PNP, voire des IGBT. De plus, chaque capteur de courant 25 et 35 peut être un capteur du type shunt (résistance), ou un capteur de flux magnétique (sonde Hall). Cependant d’autres types de capteur peuvent être imaginés pour la mesure du courant dans chaque boucle d’asservissement en courant.

[0037] Le modulateur MLI 33 permet de rendre conducteur alternativement et cycliquement soit le premier transistor de puissance 13, soit le second transistor de puissance 15. Une commutation de conduction des transistors de puissance 13 et 15 est dépendante du signal en sortie du régulateur PI 31, qui dépend du résultat de la soustraction des courants dans le second élément soustracteur 32. La commutation de conduction des transistors de puissance modifie inversement la croissance ou la décroissance du courant I2 fourni par l’unité d’amplification à mode commuté à travers l’inductance L et la charge Z. Cette inductance L n’est avantageusement pas dans la seconde boucle d’asservissement en courant. Ceci permet d’avoir une meilleure bande passante de commutation de l’unité d’amplification à mode commuté par rapport à l’état de la technique cité ci-devant. Le second régulateur 31 peut ainsi être adapté à une haute largeur de bande sans importance de la valeur de l’inductance L.

[0038] Grâce à l’utilisation de régulateurs PI 24 et 31, et du modulateur MLI 33, la période de commutation des transistors de puissance 13 et 15 n’est pas dépendante de la consigne en courant Iref appliquée à l’unité à amplificateur linéaire 20 et à l’unité d’amplification à mode commuté 30. Par contre, la période de commutation peut être adaptée dans le modulateur MLI 33. Cela permet également de réduire l’ondulation en tension ou en courant au niveau de la charge Z.

[0039] Le régulateur PI 24 peut être du type analogique, qui peut être utilisé par exemple dans l’unité à amplificateur linéaire 20 afin de disposer d’une bande passante dans la première boucle d’asservissement en courant de l’ordre de 1 MHz. Cependant une telle bande passante est en théorie atteignable pour des petits courants, ce qui nécessite d’adapter les composants la constituant. Il peut s’agir préférablement d’un régulateur PI numérique 24. Dans ce cas, la bande passante dans la première boucle d’asservissement peut se situer entre 10 et 50 kHz avec une plus grande facilité de configuration du régulateur avec des paramètres mémorisés dans un registre prévu à cet effet. Avec un tel régulateur numérique 31 dans la seconde boucle d’asservissement en courant, la bande passante peut être au moins de 1 kHz. Il peut être imaginé de prévoir une fréquence de commutation pouvant être de 20 kHz. Les paramètres de commutation des transistors de puissance 13 et 15 peuvent ainsi être facilement programmés également dans un registre du second régulateur 31.

[0040] Si des régulateurs à hystérèse sont utilisés en lieu et place de régulateurs PI, la période de commutation est dépendante de la valeur de la consigne en courant, et de la tension instantanée appliquée à la charge Z. Ceci est dû au fait de la variation de pente du courant I2 en croissance ou en décroissance entre les deux seuils de commutation. Ces régulateurs à hystérèse, qui sont également dénommés tout-ou-rien, ne réagissent que lorsque l’erreur a dépassé un certain seuil. Dans ces conditions, il est préférable d’utiliser des régulateurs PI pour le circuit électronique 1 de la présente invention. Ils permettent également de réduire l’écart en courant pour la commutation des transistors de puissance. Une très faible ondulation résiduelle en tension ou en1 courant est constatée à chaque commutation au niveau de la charge, car d’une part la consigne en courant Iref est appliquée directement aux deux unités, et d’autre part les boucles d’asservissement en courant sont indépendantes l’une de l’autre. L’inductance L n’est également pas comprise dans chaque boucle d’asservissement.

[0041] Le circuit électronique 1 de la présente invention possède un très bon rapport signal sur bruit (SNR), qui peut être même de l’ordre de 100 dB ou plus. Cela représente généralement plus de 20 dB de plus que tout circuit électronique de l’état de la technique. Un tel circuit électronique peut donc avantageusement être utilisé pour la commande d’un moteur électrique à positionnement nanométrique tout en garantissant une faible dissipation de chaleur.

[0042] La fig. 4 représente un graphique simplifié de la variation des courants de sortie de l’unité à amplificateur linéaire et de l’unité d’amplification à mode commuté du circuit électronique selon l’invention. Le graphe de la partie supérieure de la fig. 4 est identique à celle de la fig. 2a, puisque l’asservissement du courant dans l’unité à amplificateur linéaire n’a pas été modifié. Dans le graphe de la partie inférieure, on constate par contre que l’ondulation résiduelle du courant I1 a été ramenée à la valeur quadratique moyenne (RMS) de 83.5 mA. Ainsi, on constate que le circuit électronique de l’invention combine les avantages d’une commutation à fréquence constante, tout en minimisant l’ondulation résiduelle du courant I1 par une bande passante améliorée de l’asservissement de courant dans l’unité à mode commuté.

[0043] A titre d’exemple si l’hystérèse d’un régulateur à hystérèse du circuit électronique représenté aux fig. 1a et 1best réglée à +/-100 mA, rien ne se passera tant que le courant mesuré ne dépasse pas 100 mA. En imaginant que le courant I1 a une valeur nulle au départ et que la montée du courant est de 48 V/10 mH = 4800 A/s, il faudra (100 mA)/(4800 A/s) = 21 us jusqu’à la première commutation du régulateur à hystérèse. Ceci définit donc un retard pur. De plus, la montée du courant I1 est influencée par la bande passante de la première boucle d’asservissement de l’unité à amplificateur linéaire. Si la première boucle a une bande passante de 20 kHz, environ 50 us sont perdus en attendant que le courant I1 soit asservi. L’asservissement du courant dans la seconde boucle de l’unité d’amplification à mode commuté de par la mesure du courant I1, a typiquement 50 à 100 us de retard par rapport l’invention.

[0044] Le circuit électronique de l’invention permet de très rapidement mettre en fonction l’unité d’amplification à mode commuté en appliquant simultanément une même consigne en courant Iref aux deux unités dudit circuit. Cela permet donc d’éviter tout retard évoqué ci-dessus en relation à un circuit électronique de l’état de la technique. Puisqu’il n’y a plus de courant de seuil, les deux unités sont actives en tout temps, en particulier même lorsque la consigne en courant est faible, par exemple inférieure à 100 mA. On peut toutefois aussi momentanément désactiver l’unité d’amplification à mode commuté, si par exemple le procédé lié à l’application électronique comporte un canon à électron ou un microscope électronique. Tout bruit de commutation doit alors être évité, car il est néfaste au procédé employé. De plus, l’unité à mode commuté comprend tous les éléments d’un amplificateur à mode commuté standard sur le marché. On peut donc ajouter un amplificateur commuté sur un amplificateur linéaire existant. Pour encore améliorer les performances obtenues, il est en outre possible d’ajouter des commandes a priori sur les deux consignes de tension en sortie des régulateurs 24 et 31. Ces commandes a priori peuvent en particulier provenir d’une estimation de la tension induite dans la charge en fonction de la vitesse du moteur.

[0045] Pour faire tourner un moteur rapidement, la consigne en courant change à environ 1 kHz. Quelques Watt de puissance dissipée sont donc économisés dans le circuit électronique de la présente invention par rapport à l’état de l’art.

[0046] A partir de la description qui vient d’être faite, plusieurs variantes du circuit électronique à amplificateur linéaire assisté par une unité d’amplification à mode commuté peuvent être conçues par l’homme du métier sans sortir du cadre de l’invention définie par les revendications.

Claims (11)

1. Circuit électronique (1) comprenant une unité à amplificateur linéaire (20) assistée par une unité d’amplification à mode commuté (30), caractérisé en ce qu’une entrée de l’unité à amplificateur linéaire (20) et une entrée de l’unité d’amplification à mode commuté (30) sont reliées de manière à recevoir en même temps une consigne en courant (Iref) lors du fonctionnement du circuit électronique (1) pour générer par asservissement un courant (I) déterminé à travers une charge (Z) reliée à une sortie de chaque unité.

2. Circuit électronique (1) selon la revendication 1, caractérisé en ce que l’unité d’amplification à mode commuté (30) comprend deux interrupteurs (13, 15) montés en série pour être reliés entre deux bornes (V+, V-) d’une source de tension d’alimentation, et une inductance (L) disposée entre un nœud de connexion des deux interrupteurs et une charge (Z) en sortie de l’unité, les interrupteurs étant susceptibles d’être activés alternativement dans une phase de commutation suite à une consigne en courant (Iref) fournie à chaque unité lors du fonctionnement du circuit électronique (1), pour relier l’inductance (L) soit à un potentiel haut, soit à un potentiel bas d’une source de tension d’alimentation.

3. Circuit électronique (1) selon l’une des revendications précédentes, caractérisé en ce que dans un mode de fonctionnement du circuit électronique avec fourniture en même temps d’une consigne en courant (Iref) à chaque unité, l’unité à amplificateur linéaire (20) et l’unité d’amplification à mode commuté (30) sont configurées respectivement pour fournir un premier courant (I1) en sortie de l’unité à amplificateur linéaire (20) et un second courant (I2) en sortie de l’unité d’amplification à mode commuté (30) pour générer le courant déterminé (I) à travers la charge (Z), la moyenne du premier courant de sortie (I1) étant destinée à être proche de 0 A dans une phase stabilisée, alors que la moyenne du second courant de sortie (I2) étant destinée à être proche de la consigne en courant (Iref).

4. Circuit électronique (1) selon l’une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l’unité à amplificateur linéaire (20) comprend une première boucle d’asservissement en courant avec un premier capteur de courant (25) disposé en série avec une charge (Z) reliée en sortie des deux unités, le premier capteur de courant étant destiné à fournir un premier courant mesuré (lm1) à comparer à la consigne en courant (Iref) pour adapter le premier courant de sortie (l1) dans la première boucle d’asservissement.

5. Circuit électronique (1) selon la revendication 4, caractérisé en ce que l’unité à amplificateur linéaire (20) comprend un premier élément soustracteur (23) dans la première boucle d’asservissement en courant pour soustraire le premier courant mesuré (lm1) de la consigne en courant (Iref), le résultat de la soustraction étant fourni à un premier régulateur (24), qui fournit une tension de commande à un amplificateur linéaire (2), dont l’étage de sortie relié entre deux bornes (V+, V-) d’une source de tension d’alimentation, fournit le premier courant de sortie (I1).

6. Circuit électronique (1) selon la revendication 5, caractérisé en ce que le premier régulateur (24) est un régulateur proportionnel intégral du type analogique ou du type numérique.

7. Circuit électronique (1) selon l’une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que l’unité d’amplification à mode commuté (30) comprend une seconde boucle d’asservissement en courant avec un second capteur de courant (35) disposé entre le nœud de connexion des interrupteurs (13, 15) et l’inductance (L), le second capteur de courant étant destiné à fournir un second courant mesuré (lm2) à comparer à la consigne en courant (Iref) pour adapter le second courant de sortie (I2) dans la seconde boucle d’asservissement.

8. Circuit électronique (1) selon la revendication 7, caractérisé en ce que l’unité d’amplification à mode commuté (30) comprend un second élément soustracteur (32) dans la seconde boucle d’asservissement en courant pour soustraire le second courant mesuré (lm2) de la consigne en courant (Iref), le résultat de la soustraction étant fourni à un second régulateur (31), pour commander alternativement l’activation des interrupteurs dans une phase de commutation de période de commutation (T) déterminée.

9. Circuit électronique (1) selon la revendication 8, caractérisé en ce qu’une sortie du second régulateur (31) est reliée à un modulateur de largeur d’impulsions (33), qui est relié au premier interrupteur (13), et au second interrupteur (15).

10. Circuit électronique (1) selon la revendication 9, caractérisé en ce que le premier interrupteur est un premier transistor de puissance MOSFET de type N (13), dont la grille est reliée au modulateur de largeur d’impulsions (33) et le drain est relié à la borne de potentiel haut (V+) d’une source de tension d’alimentation, et en ce que le second interrupteur est un second transistor de puissance MOSFET de type N (15), dont la grille est reliée au modulateur de largeur d’impulsions (33) et la source est reliée à la borne de potentiel bas (V-) de la source de tension d’alimentation, le nœud de connexion de la source du premier transistor de puissance (13) et du drain du second transistor de puissance (15) étant relié par l’intermédiaire du second capteur de courant (35) à l’inductance (L).

11. Circuit électronique (1) selon la revendication 8, caractérisé en ce que le second régulateur (31) est monté en série avec un modulateur de largeur d’impulsions (33) numérique configurable pour adapter la période de commutation (T) des interrupteurs.