L'invention concerne un oscillateur du type RC configurable pour produire des signaux de référence, tels que des signaux d'horloge. Dans une première variante de réalisation, l'oscillateur comprend un bloc de résistances configurables, au moins un condensateur, et un circuit à déclenchement bistable pour convertir des signaux de charge et de décharge dudit condensateur en des signaux à impulsions rectangulaires pour fournir les signaux de référence. Dans une seconde variante de réalisation, l'oscillateur comprend au moins une résistance, un bloc de condensateurs configurables, et un circuit à déclenchement bistable pour convertir des signaux de charge et de décharge dudit bloc de condensateurs en des signaux à impulsions rectangulaires pour fournir les signaux de référence.
Dans de multiples domaines de l'électronique, des oscillateurs sont utilisés notamment dans le but de fournir des signaux de référence, tels que des signaux d'horloge pour cadencer des opérations de parties logiques de circuits intégrés ou des unités à microprocesseur. De façon à pouvoir intégrer entièrement l'oscillateur dans un circuit intégré sans devoir monter de composants externes au circuit intégré, il a déjà été proposé de réaliser des oscillateurs du type RC. Ces oscillateurs fournissent des signaux dont la fréquence est dépendante de la valeur d'une résistance et d'un condensateur.
On peut citer, par exemple, le brevet US 5 084 685 qui décrit un oscillateur du type RC. Cet oscillateur est utilisé pour fournir des signaux d'horloge susceptibles de cadencer des opérations d'une unité à microprocesseur.
Tous les composants de cet oscillateur sont intégrés dans un unique circuit intégré. L'oscillateur comprend notamment un bloc de condensateurs configurables, une résistance pour fournir un courant de charge et un courant de décharge au bloc de condensateurs, et un circuit à déclenchement bistable (Schmitt Trigger circuit en terminologie anglaise) pour convertir les signaux du bloc de condensateurs en des signaux à impulsions rectangulaires. La résistance est connectée entre une sortie du circuit à déclenchement bistable et le bloc de condensateurs.
Lorsque la sortie du circuit est à l'état haut, un courant de charge du bloc de condensateurs passe à travers la résistance. Lorsque la sortie du circuit est à l'état bas, un courant de décharge du bloc de condensateurs passe à travers la résistance. La fréquence des signaux de sortie du circuit, qui sont les signaux d'horloge, est déterminée par la résistance et la configuration du bloc de condensateurs. Un mot binaire, introduit dans un registre, permet de brancher un certain nombre de condensateurs en série ou en parallèle dans le bloc de condensateurs. Ainsi, il est possible de programmer la fréquence des signaux d'horloge grâce au bloc de condensateurs configurables.
Cependant, un inconvénient de la solution décrite dans le document US 5 084 685 est que le courant passant à travers la résistance n'est pas constant lors de la charge et de la décharge du bloc de condensateurs configuré. Les signaux sur le condensateur résultant dudit bloc ne sont donc pas des signaux de forme triangulaire. Un autre inconvénient de l'oscillateur décrit est qu'il est nécessaire de fixer des seuils constants de déclenchement du circuit à déclenchement bistable. De ce fait, cela ne permet pas de conserver une même fréquence des signaux de sortie si la tension d'alimentation de l'oscillateur varie, car l'amplitude des courants de charge et de décharge à travers la résistance varie également.
Le brevet US 4 652 837 décrit un oscillateur d'un principe équivalent à un oscillateur du type RC décrit ci-dessus. Toutefois, cet oscillateur comprend à la place d'une résistance, une source de courant de charge d'un condensateur et une source de courant de décharge dudit condensateur. Les deux sources de courant sont enclenchées alternativement par des éléments de commutation commandés par un circuit à déclenchement bistable. Le condensateur peut se charger jusqu'à un seuil supérieur de déclenchement du circuit à déclenchement bistable, et se décharger jusqu'à un seuil inférieur de déclenchement dudit circuit.
Un inconvénient de l'oscillateur du document US 4 652 837 est qu'aucun changement de fréquence des signaux de sortie de l'oscillateur n'est prévu. De plus, deux sources de courant indépendantes sont utilisées pour la charge et la décharge du condensateur. Un autre inconvénient est que, comme les seuils de déclenchement du circuit à déclenchement bistable sont fixés à des valeurs constantes, la fréquence des signaux de sortie varie si la tension d'alimentation varie également. De ce fait, l'oscillateur n'est pas en mesure de compenser des variations des courants de charge et de décharge susceptibles de se produire lors de la variation de la tension d'alimentation.
L'invention a donc pour but principal de pallier les inconvénients de l'art antérieur en fournissant un oscillateur du type RC ayant des moyens pour assurer un courant de charge et un courant de décharge constant du condensateur ou du bloc de condensateurs. De plus, la fréquence des signaux de référence peut être indépendante de variations de la tension d'alimentation de l'oscillateur.
A cet effet, l'invention a pour objet un oscillateur du type RC cité ci-devant, qui se caractérise en ce que le bloc de résistances est configuré par au moins un mot binaire pour que l'oscillateur produise des signaux de référence dont la fréquence dépend dudit mot binaire, en ce que le bloc de résistances est agencé pour la génération d'une première source de courant de charge du condensateur et d'une seconde source de courant de décharge du condensateur, des éléments de commutation permettant d'enclencher alternativement lesdites sources de courant, et en ce que, pour une tension d'alimentation donnée de l'oscillateur, les courants de charge et de décharge du condensateur sont constants de manière que ledit condensateur produise des signaux de forme triangulaire.
A cet effet, l'invention a également pour objet un oscillateur du type RC, qui se caractérise en ce que le bloc de condensateurs est configuré par au moins un mot binaire pour que l'oscillateur produise des signaux de référence dont la fréquence dépend dudit mot binaire, en ce que la résistance est agencée pour la génération d'une première source de courant de charge dudit bloc de condensateurs et d'une seconde source de courant de décharge dudit bloc de condensateurs, des éléments de commutation permettant d'enclencher alternativement lesdites sources de courant, et en ce que, pour une tension d'alimentation donnée de l'oscillateur, les courants de charge et de décharge du bloc de condensateurs sont constants de manière que ledit bloc de condensateurs produise des signaux de forme triangulaire.
Un avantage de l'oscillateur RC, selon l'invention, est que les courants de charge et de décharge du condensateur ou du bloc de condensateurs sont constants pour une tension d'alimentation fixée de l'oscillateur. Le courant de charge est fourni par une première source de courant dépendant de la résistance ou du bloc de résistances, et le courant de décharge est fourni par une seconde source de courant dépendant de la même résistance ou du même bloc de résistances. Pour ce faire, la résistance ou le bloc de résistances est placé entre deux miroirs de courant dans une branche de référence de chaque miroir de courant. Le premier miroir est connecté à une borne positive d'alimentation électrique de l'oscillateur. Le second miroir est connecté à une borne négative d'alimentation électrique de l'oscillateur.
Ainsi, la valeur du courant dans la branche de référence est la même pour les deux miroirs de courant.
Un autre avantage de l'oscillateur RC, selon l'invention, est que le circuit à déclenchement bistable a des seuils de déclenchement, pour la fourniture des signaux à impulsions rectangulaires, qui dépendent de la tension d'alimentation. De ce fait, si une variation de la tension d'alimentation intervient lors du fonctionnement de l'oscillateur, la fréquence des signaux de référence ne varie pas.
Un autre avantage de l'oscillateur RC, selon l'invention, est qu'un transistor complémentaire peut être connecté en parallèle du premier transistor de chaque miroir de courant dans la branche de référence. Cela permet de changer la fréquence des signaux de référence sans changer la valeur de résistance.
A cet effet, un bloc de connexion relié à chaque transistor complémentaire est commandé par un signal de commande. Selon l'état du signal de commande, chaque transistor complémentaire est bloqué ou conducteur. Lorsque chaque transistor complémentaire est bloqué, la fréquence des signaux de référence a une première valeur haute. Lorsque chaque transistor complémentaire devient conducteur en parallèle du premier transistor de chaque miroir de courant, la fréquence des signaux de référence a une seconde valeur basse. Ainsi, l'oscillateur est en mesure, lors d'un signal de commande externe, de faire passer la fréquence des signaux de référence de sa première valeur haute à sa seconde valeur basse. Ceci permet de réduire la consommation dudit oscillateur dans certaines périodes de fonctionnement.
Les buts, avantages et caractéristiques de l'oscillateur du type RC apparaîtront mieux dans la description suivante d'au moins une forme d'exécution illustrée par les dessins sur lesquels: la fig. 1 représente l'oscillateur du type RC selon l'invention, la fig. 2 représente les composants électroniques d'un circuit à déclenchement bistable pour produire des signaux à impulsions rectangulaires de l'oscillateur montré à la fig. 1, et les fig. 3A à 3D représentent des graphiques montrant l'influence de la variation de la tension d'alimentation sur les signaux du condensateur, les signaux de référence et le courant de charge du condensateur en fonction du temps.
On va décrire ci-après un mode préféré de réalisation de l'oscillateur du type RC en référence à la fig. 1. Bien entendu, les composants de l'oscillateur, qui sont bien connus de l'homme du métier dans ce domaine technique ne seront pas décrits de manière détaillée.
Il est à noter que l'oscillateur peut être connecté à une source de tension régulée entre deux bornes de potentiel Vdd et Vss. Le potentiel Vdd a par exemple une valeur inférieure à 3 V, de préférence à 2,8 V, alors que le potentiel Vss vaut en principe 0 V, ce qui correspond à la borne de masse du circuit intégré.
L'oscillateur de type RC comprend principalement un bloc de résistances configurables Rosc, au moins un condensateur Cosc, et un circuit à déclenchement bistable ST (Schmitt Trigger circuit en terminologie anglaise). Le circuit à déclenchement bistable convertit les signaux de charge et de décharge du condensateur Cosc en des signaux à impulsions rectangulaires pour fournir des signaux de référence, tels que des signaux d'horloge.
Le bloc de résistances Rosc est placé en série entre un premier miroir de courant P1, P2 connecté à la borne positive Vdd d'une source de tension, et un second miroir de courant N1, N2 connecté à une borne négative Vss. Le bloc de résistances, dans la branche de référence des miroirs de courant, permet de générer une première source de courant de charge du condensateur par le premier miroir de courant, et une seconde source de courant de décharge du condensateur par le second miroir de courant. Les sources de courant sont enclenchées alternativement par des éléments de commutation N3 et P3 qui seront expliqués ci-après. La valeur du courant de charge est égale à la valeur du courant de décharge.
Pour définir la valeur des courants de charge et de décharge du condensateur, le bloc de résistances est configuré par un mot binaire TRIM qui a été placé dans un registre non représenté sur la fig. 1. Ce mot binaire peut être introduit par un utilisateur de l'oscillateur ou par une unité à microprocesseur d'un circuit intégré qui comprend ledit oscillateur, ou par un générateur de nombres aléatoires. Dans ce dernier cas, le mot binaire sera déterminé de façon aléatoire, ce qui peut être souhaité dans des domaines de l'électronique où il est nécessaire de garder secret, certaines parties à caractères confidentiel.
Le bloc de résistances est arrangé pour placer un certain nombre de résistances sélectionnables en parallèle et/ou en série grâce à des éléments de commutation tels que des transistors NMOS ou PMOS non représentés. La grille de chaque transistor peut être commandée par une tension en fonction du mot binaire TRIM reçu depuis le registre de manière à rendre le transistor correspondant conducteur ou non conducteur, et à brancher des résistances en parallèle et/ou en série. Ce bloc ne sera cependant pas décrit de manière plus détaillée, car il fait partie des connaissances générales d'un homme du métier dans ce domaine technique. La valeur de résistances choisi par le mot binaire TRIM détermine avec un condensateur Cosc en partie la valeur de la fréquence des signaux de référence CLK produit en sortie de l'oscillateur.
En fonctionnement normal, l'oscillateur peut être configuré par des mots binaires TRIM de manière à produire des signaux de référence, tels que des signaux de référence, dont la fréquence se situe dans une gamme de fréquence pouvant aller de 13 à 30 MHz. Toutefois, il est préférable que la fréquence ne dépasse pas 24 MHz pour tout microprocesseur connecté audit oscillateur. Cependant dans un mode de réduction de consommation, l'oscillateur peut également fournir des signaux de référence dont la fréquence est N fois inférieure, par exemple 16 fois inférieure, à la fréquence des signaux de référence en fonctionnement normal. Dans ce cas, la gamme de fréquence des signaux de référence peut aller de 0,8 à 1,8 MHz. Ce mode de réduction de consommation sera expliqué ci-après.
En fonctionnement normal, le premier miroir de courant comprend un premier transistor PMOS P1 et un second transistor PMOS P2, ainsi qu'un quatrième transistor PMOS P4 qui sera expliqué en référence à la fig. 2. Dans la branche de référence, la grille Bp et le drain du premier transistor P1 sont connectés à une borne positive du bloc de résistances Rosc, et la source du transistor P1 est reliée à la borne Vdd. La grille du second transistor P2 est reliée à la grille Bp du premier transistor P1, et la source du second transistor P2 est reliée à la borne Vdd. Le drain du second transistor est quant à lui relié à la source d'un troisième transistor PMOS P3 utilisé comme un élément de commutation pour enclencher ou bloquer la source de courant de charge.
Il est à noter que le second transistor P2 est dimensionné de telle manière que le courant dupliqué, qui le traverse, est N fois supérieur au courant généré par le bloc de résistances dans le premier transistor P1. Pour ce faire, le rapport de la largeur sur la longueur du canal du transistor P2 est N fois supérieur, par exemple 16 fois supérieur, au rapport de la largeur sur la longueur du canal du transistor P1. Sur la fig. 1, la dimension des transistors P1 et P2 est indiquée par la lettre M.
En fonctionnement normal, le second miroir de courant comprend un premier transistor NMOS N1 et un second transistor NMOS N2, ainsi qu'un quatrième transistor NMOS N4 qui sera expliqué en référence à la fig. 2. Dans la branche de référence, la grille Bn et le drain du premier transistor N1 sont connectés à une borne négative du bloc de résistances Rosc, et la source du premier transistor N1 est reliée à la borne Vss. La grille du second transistor N2 est reliée à la grille Bn du premier transistor N1, et la source du second transistor N2 est reliée à la borne Vss. Le drain du second transistor N2 est quant à lui relié à la source d'un troisième transistor NMOS N3 utilisé comme un élément de commutation pour enclencher ou bloquer la source de courant de décharge.
Comme pour le premier miroir de courant, le second transistor N2 est dimensionné de telle manière que le courant, qui le traverse, est N fois supérieur au courant généré par le bloc de résistances dans le premier transistor N1. Pour ce faire, le rapport de la largeur sur la longueur du canal du transistor N2 est N fois supérieur, par exemple 16 fois supérieur, au rapport de la largeur sur la longueur du canal du transistor N1. Sur la fig. 1, la dimension des transistors N1 et N2 est indiquée par la lettre M.
Les troisièmes transistors P3 et N3 ont chacun leur drain connecté à une borne positive du condensateur Cosc, dont la borne négative est reliée à Vss. Les grilles des deux troisièmes transistors P3 et N3 sont reliées ensemble. Si le potentiel des grilles P3 et N3, reliées à la sortie des signaux de référence CLK, est proche de Vdd, le transistor P3 est bloqué, alors que le transistor N3 devient conducteur pour laisser passer le courant dupliqué du second miroir de courant. Le condensateur Cosc se décharge donc grâce au courant dupliqué dans le second miroir de courant dépendant du bloc de résistances configuré Rosc.
Si le potentiel des grilles des transistors P3 et N3, reliées à la sortie des signaux de référence CLK, est proche de Vss, le transistor N3 est bloqué, alors que le transistor P3 devient conducteur pour laisser passer le courant dupliqué par le premier miroir de courant. Le condensateur Cosc se charge donc grâce au courant dupliqué dans le premier miroir de courant dépendant du bloc de résistances configuré Rosc.
On comprend bien que les signaux, provenant de la charge et de la décharge du condensateur Cosc, sont des signaux triangulaires, car les courants de charge et de décharge sont constants à une tension d'alimentation donnée. Il est ainsi indispensable de convertir les signaux triangulaires en signaux à impulsions rectangulaires. Cette conversion est opérée notamment par le circuit à déclenchement bistable ST. L'entrée in de ce circuit ST est connectée à la borne positive du condensateur Cosc, ainsi qu'aux drains des transistors P3 et N3, alors que la sortie out de ce circuit ST est connectée à deux inverseurs en série INV1 et INV2. Les signaux de référence CLK à impulsions de forme sensiblement rectangulaire sont fournis, par exemple, à la sortie du deuxième inverseur INV2.
Il est à noter qu'un certain retard de transition des signaux entre la sortie out et la sortie CLK est réalisée grâce aux deux inverseurs INV1 et INV2.
La sortie out du circuit à déclenchement bistable ST est à l'état haut lors de la décharge du condensateur Cosc. Dans ce cas, le transistor N3 est conducteur, tandis que le transistor P3 est bloqué. Ainsi, le courant dupliqué par le second miroir de courant dans le second transistor N2 décharge le condensateur Cosc. Cette décharge de Cosc est faite jusqu'à ce que le potentiel dudit condensateur Cosc atteigne un premier niveau de seuil bas détecté par le circuit ST sur l'entrée in. Dès que le potentiel du condensateur Cosc a atteint le premier niveau de seuil, la sortie out du circuit ST passe à l'état bas. Dès cet instant, la transition des signaux à la sortie out du circuit ST impose une transition des signaux de référence CLK de l'état haut à l'état bas.
Le passage des signaux de référence CLK de l'état haut à l'état bas va permettre de bloquer le transistor N3 et d'ouvrir le transistor P3. Cela permet de charger le condensateur Cosc à l'aide du courant dupliqué dans le premier miroir de courant dans le transistor P2. Le condensateur Cosc va donc se charger jusqu'à ce que le potentiel dudit condensateur Cosc atteigne un second niveau de seuil haut détecté par le circuit ST sur l'entrée in. Dès que le potentiel du condensateur Cosc a atteint le second niveau de seuil, la sortie out du circuit ST passe à l'état haut. Dès cet instant, la transition des signaux à la sortie out du circuit ST impose une transition des signaux de référence CLK de l'état bas à l'état haut.
Comme indiqué ci-dessus, l'oscillateur peut fonctionner également dans un mode de réduction de consommation. Dans ce cas, un transistor complémentaire PMOS P10 doit être connecté en parallèle avec le premier transistor P1 du premier miroir de courant, et un transistor complémentaire NMOS N10 doit être connecté en parallèle avec le premier transistor N1 du second miroir de courant. Le rapport total de la largeur sur la longueur du canal des transistors P10 et P1 correspond au rapport de la largeur sur la longueur du canal du transistor P2 pour que le courant de charge du condensateur soit par exemple 16 fois inférieur au courant de charge en fonctionnement normal.
De même, le rapport total de la largeur sur la longueur du canal des transistors N10 et N1 correspond au rapport de la largeur sur la longueur du canal du transistor N2 pour que le courant de décharge du condensateur soit par exemple 16 fois inférieur au courant de décharge en fonctionnement normal.
Pour pouvoir connecter le transistor P10 en parallèle avec le transistor P1, un transistor PMOS P11 d'un bloc de connexion, connecté entre la grille et le drain du transistor P10, doit être conducteur. De même pour pouvoir connecter le transistor N10 en parallèle avec le transistor N1, un transistor NMOS N11 du bloc de connexion, connecté entre la grille et le drain du transistor N10, doit être également conducteur. Pour ce faire, un signal de commande CLK_LOW, imposé au bloc de connexion, doit passer d'un état bas proche de Vss à un état haut proche de Vdd. Ainsi, le potentiel de grille du transistor N11 est proche de Vdd et le potentiel de grille du transistor P11 est proche de Vss grâce à un quatrième inverseur INV4 du bloc de connexion, connecté entre la borne de fourniture du signal de commande CLK_LOW et la grille du transistor P11.
Les deux transistors P11 et N11 sont donc conducteurs en imposant que le signal de commande CLK_LOW soit à l'état haut.
La fig. 2 représente le circuit à déclenchement bistable ST utilisé pour convertir les signaux de forme triangulaire provenant du condensateur en des signaux à impulsions sensiblement rectangulaires. Les quatrièmes transistors de type PMOS P4 et NMOS N4 ont leurs grilles branchées respectivement à la grille Bp du premier miroir de courant, et à la grille Bn du second miroir de courant. La source du quatrième transistor P4 est reliée à la borne Vdd, alors que la source du quatrième transistor N4 est reliée à la borne Vss. Le drain du transistor P4 est relié à la source d'un sixième transistor PMOS P6 pour lui fournir un courant dupliqué dans le premier miroir de courant, alors que le drain du transistor N4 est relié à la source d'un sixième transistor NMOS N6 pour lui fournir un courant dupliqué dans le second miroir de courant.
Les transistors P6 et N6 ont leurs grilles reliées à l'entrée in du circuit à déclenchement bistable, et leurs drains reliés à l'entrée d'un troisième inverseur INV3. La sortie du troisième inverseur INV3 est relié à la sortie out du circuit à déclenchement bistable, ainsi qu'à la grille d'un cinquième transistor PMOS P5 et à la grille d'un cinquième transistor NMOS N5. La source du cinquième transistor P5 est reliée à la borne Vdd, alors que son drain est relié à la source du sixième transistor P6. La source du cinquième transistor N5 est reliée la borne Vss, alors que son drain est relié à la source du sixième transistor N6.
Lorsque la sortie out passe à l'état haut, le transistor P5 est bloqué, alors que le transistor N5 est conducteur. De ce fait, l'entrée de l'inverseur INV3 est à l'état bas comme les transistors N6 et N5 sont conducteurs en phase de décharge du condensateur Cosc. Le potentiel appliqué à l'entrée in du circuit ST décroît linéairement en phase de décharge du condensateur Cosc. Lorsque le potentiel sur l'entrée in du circuit ST se trouve proche de Vdd/2, le transistor P6 devient conducteur laissant passer le courant dupliqué dans le premier miroir de courant. Toutefois, comme le transistor N5 est pleinement conducteur, il absorbe totalement le courant bien défini fourni par le transistor P6 à travers le transistor N6 conducteur.
Ainsi, le potentiel sur l'entrée in pourra descendre jusqu'au premier niveau de seuil bas défini approximativement par la tension de seuil du transistor N6 avant que la sortie out passe de l'état haut à l'état bas.
Lorsque la sortie out passe à l'état bas, le transistor N5 est bloqué, alors que le transistor P5 est conducteur. De ce fait, l'entrée de l'inverseur INV3 est à l'état haut comme les transistor P6 et P5 sont conducteurs en phase de charge du condensateur Cosc. Le potentiel appliqué à l'entrée in du circuit ST croît linéairement en phase de charge du condensateur Cosc. Lorsque le potentiel sur l'entrée in du circuit ST se trouve proche de Vdd/2, le transistor N6 devient conducteur laissant passer le courant dans le second miroir de courant. Toutefois, comme le transistor P5 est pleinement conducteur, il absorbe totalement le courant bien défini fourni par le transistor N6 à travers le transistor P6 conducteur.
Ainsi, le potentiel sur l'entrée in pourra monter jusqu'au second niveau de seuil haut défini approximativement par la tension de seuil du transistor P6 avant que la sortie out passe de l'état bas à l'état haut. Ce second niveau de seuil du circuit se trouve donc à une tension de seuil du transistor P6 en dessous de Vdd.
On comprend donc bien que les niveaux de seuil du circuit à déclenchement bistable s'adaptent au niveau de la tension d'alimentation de l'oscillateur. Ceci permet de garantir que la fréquence des signaux de référence est indépendante de la variation de la tension d'alimentation, ce qui est un but de l'invention. Les variations du courant de charge et de décharge sont compensées grâce à ce circuit à déclenchement bistable. Aux fig. 3A à 3D sont représentés quatre graphiques représentatifs d'une variation de la tension d'alimentation sur les signaux du condensateur, les signaux de référence et le courant de charge du condensateur en fonction du temps. Le bloc de résistances a été par exemple configuré pour que l'oscillateur produise des signaux de référence dont la fréquence est par exemple de 20 MHz.
La fig. 3A montre une variation linéaire de la tension d'alimentation imposée à l'oscillateur du type RC. Cette tension passe de 2 V à 3 V sur une période de 0,2 mu s.
La fig. 3B montre les signaux de charge et de décharge du condensateur. Comme la tension croît linéairement, les courants de charge et de décharge générés par le bloc de résistances configuré par le mot de TRIM croissent également. Par conséquent, les signaux Vcosc sur le condensateur ne sont qu'approximativement des signaux de forme triangulaire. On peut remarquer, par exemple en phase de charge, que la pente des signaux sur le condensateur croît dans le temps, de même que l'amplitude des signaux sur le condensateur. Toutefois, la période de charge et de décharge du condensateur reste la même de manière que la fréquence des signaux sur le condensateur est indépendante de la variation de la tension d'alimentation.
La fig. 3C montre les signaux de référence Vclk qui sont de forme équivalente aux signaux en sortie du circuit à déclenchement bistable. Cependant, comme défini plus haut, il peut y avoir un léger retard entre les signaux de référence et les signaux en sortie du circuit du aux deux inverseurs intercalés entre la sortie du circuit et la sortie de l'oscillateur. Comme expliqué pour la fig. 3B, l'amplitude des signaux de référence Vclk croît de manière équivalente à la variation de la tension d'alimentation. De ce fait, les signaux en sortie du circuit ne sont qu'approximativement à impulsions rectangulaires. Cependant, la fréquence des signaux de référence reste constante, car elle est indépendante de la variation de la tension d'alimentation.
Finalement, la fig. 3D montre la variation du courant de charge I P3 en fonction de la variation de la tension d'alimentation. La valeur absolue de ce courant de charge croît linéairement en fonction de la variation de la tension d'alimentation montrée à la fig. 3A.
A partir de la description qui vient d'être faite, de multiples variantes de réalisation de l'oscillateur peuvent être conçues par l'homme du métier sans sortir du cadre de l'invention. Par exemple, il peut être prévu que le bloc de résistances soit remplacé par une résistance fixe et que le condensateur fixe soit remplacé par un bloc de condensateurs. Ce bloc de condensateurs peut être configuré par un mot binaire TRIM provenant du registre de l'oscillateur comme pour un bloc de résistances.
La configuration du bloc de condensateurs consiste à placer un certain nombre de condensateurs sélectionnables en parallèle et/ou en série grâce à des éléments de commutation commandés par exemple par une tension fonction du mot binaire TRIM.
Il peut encore être prévu de munir l'oscillateur d'un bloc de résistances configurables et d'un bloc de condensateurs configurables. Chaque bloc reçoit un mot binaire pour la sélection des résistances et des condensateurs. Ceci permet de mieux affiner les signaux de forme triangulaire lors de la charge et de la décharge du ou des condensateurs.
An RC-type oscillator configurable to produce reference signals, such as clock signals. In a first variant embodiment, the oscillator comprises a block of configurable resistors, at least one capacitor, and a bistable trigger circuit for converting charge and discharge signals of said capacitor into rectangular pulse signals to provide the signal signals. reference. In a second alternative embodiment, the oscillator comprises at least one resistor, a configurable capacitor block, and a bistable trigger circuit for converting charge and discharge signals of said capacitor block into rectangular pulse signals to provide the signals. reference signals.
In many areas of the electronics, oscillators are used in particular for the purpose of providing reference signals, such as clock signals for clocking operations of logic parts of integrated circuits or microprocessor units. In order to be able to fully integrate the oscillator into an integrated circuit without having to mount external components to the integrated circuit, it has already been proposed to produce oscillators of the RC type. These oscillators provide signals whose frequency is dependent on the value of a resistor and a capacitor.
There can be mentioned, for example, US Pat. No. 5,084,685 which describes an oscillator of the RC type. This oscillator is used to provide clock signals capable of timing operations of a microprocessor unit.
All components of this oscillator are integrated in a single integrated circuit. The oscillator comprises in particular a configurable capacitor block, a resistor for supplying a charging current and a discharge current to the capacitor block, and a bistable circuit (Schmitt Trigger circuit in English terminology) for converting the signals of the block of capacitors. capacitors into rectangular pulse signals. The resistor is connected between an output of the bistable trigger circuit and the capacitor block.
When the output of the circuit is high, a load current of the capacitor block passes through the resistor. When the output of the circuit is low, a discharge current of the capacitor block passes through the resistor. The frequency of the output signals of the circuit, which are the clock signals, is determined by the resistance and configuration of the capacitor block. A binary word introduced into a register makes it possible to connect a certain number of capacitors in series or in parallel in the capacitor block. Thus, it is possible to program the frequency of the clock signals with the configurable capacitor block.
However, a disadvantage of the solution described in US 5,084,685 is that the current flowing through the resistor is not constant during charging and discharging of the configured capacitor block. The signals on the resulting capacitor of said block are therefore not triangular shaped signals. Another disadvantage of the oscillator described is that it is necessary to set constant thresholds for triggering the bistable trigger circuit. As a result, it is not possible to maintain the same frequency of the output signals if the supply voltage of the oscillator varies, since the amplitude of the charging and discharging currents through the resistor also varies.
US Pat. No. 4,652,837 describes an oscillator of a principle equivalent to an RC-type oscillator described above. However, this oscillator comprises in place of a resistor, a charge current source of a capacitor and a discharge current source of said capacitor. The two current sources are switched on alternately by switching elements controlled by a bistable tripping circuit. The capacitor can charge up to a higher trigger threshold of the bistable tripping circuit, and discharge to a lower trigger threshold of said circuit.
A disadvantage of the oscillator of US 4,652,837 is that no frequency change of the output signals of the oscillator is provided. In addition, two independent current sources are used for charging and discharging the capacitor. Another disadvantage is that since the trigger thresholds of the bistable trigger circuit are set to constant values, the frequency of the output signals varies if the supply voltage also varies. As a result, the oscillator is unable to compensate for variations in the charging and discharging currents that may occur during the variation of the supply voltage.
The main purpose of the invention is therefore to overcome the drawbacks of the prior art by providing an RC-type oscillator having means for providing a constant charging current and discharge current for the capacitor or the capacitor block. In addition, the frequency of the reference signals may be independent of variations in the supply voltage of the oscillator.
For this purpose, the subject of the invention is an oscillator of the type RC cited above, which is characterized in that the resistor block is configured by at least one binary word for the oscillator to produce reference signals of which the frequency depends on said binary word, in that the resistor block is arranged for generating a first charge current source of the capacitor and a second capacitor discharge current source, switching elements for switching on alternatively said current sources, and in that, for a given supply voltage of the oscillator, the charging and discharging currents of the capacitor are constant so that said capacitor produces triangular shaped signals.
For this purpose, the subject of the invention is also an oscillator of the RC type, which is characterized in that the capacitor block is configured by at least one binary word for the oscillator to produce reference signals whose frequency depends on said binary word, in that the resistor is arranged for generating a first charge current source of said capacitor block and a second discharge current source of said capacitor block, switching elements for switching on alternately. said current sources, and in that, for a given supply voltage of the oscillator, the charging and discharging currents of the capacitor block are constant so that said capacitor block produces triangular shaped signals.
An advantage of the RC oscillator according to the invention is that the charging and discharging currents of the capacitor or the capacitor block are constant for a fixed supply voltage of the oscillator. The charging current is provided by a first current source dependent on the resistor or resistor block, and the discharge current is provided by a second current source depending on the same resistor or block of resistors. To do this, the resistor or block of resistors is placed between two current mirrors in a reference branch of each current mirror. The first mirror is connected to a positive power supply terminal of the oscillator. The second mirror is connected to a negative power supply terminal of the oscillator.
Thus, the value of the current in the reference branch is the same for both current mirrors.
Another advantage of the RC oscillator, according to the invention, is that the bistable trigger circuit has tripping thresholds, for the supply of rectangular pulse signals, which depend on the supply voltage. Therefore, if a variation of the supply voltage occurs during the operation of the oscillator, the frequency of the reference signals does not vary.
Another advantage of the RC oscillator according to the invention is that a complementary transistor can be connected in parallel with the first transistor of each current mirror in the reference branch. This makes it possible to change the frequency of the reference signals without changing the resistance value.
For this purpose, a connection block connected to each complementary transistor is controlled by a control signal. Depending on the state of the control signal, each complementary transistor is blocked or conductive. When each complementary transistor is off, the frequency of the reference signals has a first high value. When each complementary transistor becomes conductive in parallel with the first transistor of each current mirror, the frequency of the reference signals has a second low value. Thus, the oscillator is able, during an external control signal, to change the frequency of the reference signals from its first high value to its second low value. This makes it possible to reduce the consumption of said oscillator in certain periods of operation.
The aims, advantages and characteristics of the RC-type oscillator will become more apparent in the following description of at least one embodiment illustrated by the drawings in which: FIG. 1 represents the oscillator of the RC type according to the invention, FIG. 2 shows the electronic components of a bistable trigger circuit for producing rectangular pulse signals of the oscillator shown in FIG. 1, and FIGS. 3A to 3D show graphs showing the influence of the variation of the supply voltage on the capacitor signals, the reference signals and the capacitor charging current as a function of time.
A preferred embodiment of the RC-type oscillator will be described below with reference to FIG. Of course, the components of the oscillator, which are well known to those skilled in the art will not be described in detail.
It should be noted that the oscillator can be connected to a regulated voltage source between two potential terminals Vdd and Vss. The potential Vdd has for example a value less than 3 V, preferably 2.8 V, while the potential Vss is in principle 0 V, which corresponds to the ground terminal of the integrated circuit.
The RC type oscillator mainly comprises a Rosc configurable resistors block, at least one Cosc capacitor, and a ST bittable circuit (Schmitt Trigger circuit). The bistable trigger circuit converts the charge and discharge signals of the capacitor Cosc into rectangular pulse signals to provide reference signals, such as clock signals.
The resistor block Rosc is placed in series between a first current mirror P1, P2 connected to the positive terminal Vdd of a voltage source, and a second current mirror N1, N2 connected to a negative terminal Vss. The resistor block, in the reference branch of the current mirrors, makes it possible to generate a first charge current source of the capacitor by the first current mirror, and a second source of discharge current of the capacitor by the second current mirror. . The current sources are switched on alternately by switching elements N3 and P3 which will be explained below. The value of the charging current is equal to the value of the discharge current.
To define the value of the charging and discharging currents of the capacitor, the resistor block is configured by a binary word TRIM which has been placed in a register not shown in FIG. 1. This binary word may be introduced by a user of the oscillator or by a microprocessor unit of an integrated circuit which comprises said oscillator, or by a random number generator. In the latter case, the binary word will be determined randomly, which may be desired in areas of electronics where it is necessary to keep secret, some parts with confidential character.
The resistor block is arranged to place a number of selectable resistors in parallel and / or in series through switching elements such as unshown NMOS or PMOS transistors. The gate of each transistor can be controlled by a voltage as a function of the binary word TRIM received from the register so as to make the corresponding transistor conductive or non-conductive, and to connect resistors in parallel and / or in series. This block will however not be described in more detail because it is part of the general knowledge of a skilled person in this technical field. The value of resistors chosen by the binary word TRIM determines with a capacitor Cosc in part the value of the frequency of the reference signals CLK produced at the output of the oscillator.
In normal operation, the oscillator may be configured by TRIM bit words so as to produce reference signals, such as reference signals, whose frequency is in a frequency range of 13 to 30 MHz. However, it is preferable that the frequency does not exceed 24 MHz for any microprocessor connected to said oscillator. However, in a consumption reduction mode, the oscillator can also provide reference signals whose frequency is N times lower, for example 16 times lower, than the frequency of the reference signals in normal operation. In this case, the frequency range of the reference signals can range from 0.8 to 1.8 MHz. This mode of consumption reduction will be explained below.
In normal operation, the first current mirror comprises a first PMOS transistor P1 and a second PMOS transistor P2, and a fourth PMOS transistor P4 which will be explained with reference to FIG. 2. In the reference branch, the gate Bp and the drain of the first transistor P1 are connected to a positive terminal of the resistor block Rosc, and the source of the transistor P1 is connected to the terminal Vdd. The gate of the second transistor P2 is connected to the gate Bp of the first transistor P1, and the source of the second transistor P2 is connected to the terminal Vdd. The drain of the second transistor is connected to the source of a third PMOS transistor P3 used as a switching element for switching on or off the charging current source.
It should be noted that the second transistor P2 is dimensioned in such a way that the duplicated current flowing through it is N times greater than the current generated by the resistor block in the first transistor P1. For this purpose, the ratio of the width to the length of the channel of the transistor P2 is N times greater, for example 16 times greater, than the ratio of the width to the length of the channel of the transistor P1. In fig. 1, the size of the transistors P1 and P2 is indicated by the letter M.
In normal operation, the second current mirror comprises a first NMOS transistor N1 and a second NMOS transistor N2, as well as a fourth NMOS transistor N4 which will be explained with reference to FIG. 2. In the reference branch, the gate Bn and the drain of the first transistor N1 are connected to a negative terminal of the resistor block Rosc, and the source of the first transistor N1 is connected to the terminal Vss. The gate of the second transistor N2 is connected to the gate Bn of the first transistor N1, and the source of the second transistor N2 is connected to the terminal Vss. The drain of the second transistor N2 is connected to the source of a third NMOS transistor N3 used as a switching element for switching on or off the discharge current source.
As for the first current mirror, the second transistor N2 is dimensioned in such a way that the current passing through it is N times greater than the current generated by the resistor block in the first transistor N1. To do this, the ratio of the width to the length of the channel of the transistor N2 is N times greater, for example 16 times greater, than the ratio of the width over the length of the channel of the transistor N1. In fig. 1, the size of the transistors N1 and N2 is indicated by the letter M.
The third transistors P3 and N3 each have their drain connected to a positive terminal of the capacitor Cosc, whose negative terminal is connected to Vss. The gates of the two third transistors P3 and N3 are connected together. If the potential of the gates P3 and N3, connected to the output of the reference signals CLK, is close to Vdd, the transistor P3 is blocked, while the transistor N3 becomes conductive to pass the duplicated current of the second current mirror. The capacitor Cosc thus discharges thanks to the current duplicated in the second current mirror depending on the resistance block configured Rosc.
If the potential of the gates of the transistors P3 and N3, connected to the output of the reference signals CLK, is close to Vss, the transistor N3 is blocked, while the transistor P3 becomes conductive to allow the current to be passed by the first mirror. current. The capacitor Cosc is therefore charged by the current duplicated in the first current mirror dependent resistance block configured Rosc.
It will be understood that the signals, originating from the charging and discharging of the capacitor Cosc, are triangular signals, since the charging and discharging currents are constant at a given supply voltage. It is thus essential to convert the triangular signals into rectangular pulse signals. This conversion is effected in particular by the bistable trip circuit ST. The input in of this circuit ST is connected to the positive terminal of the capacitor Cosc, as well as to the drains of the transistors P3 and N3, while the output out of this circuit ST is connected to two series inverters INV1 and INV2. The substantially rectangular pulse-shaped reference signals CLK are provided, for example, at the output of the second inverter INV2.
It should be noted that a certain transition delay of the signals between the output out and the output CLK is achieved thanks to the two inverters INV1 and INV2.
The output out of the bistable trigger circuit ST is high when the capacitor Cosc is discharged. In this case, the transistor N3 is conductive while the transistor P3 is off. Thus, the current duplicated by the second current mirror in the second transistor N2 discharges the capacitor Cosc. This discharge of Cosc is made until the potential of said capacitor Cosc reaches a first low threshold level detected by the circuit ST on the input in. As soon as the potential of the capacitor Cosc has reached the first threshold level, the output out of the circuit ST goes to the low state. From this moment, the transition of the signals to the output out of the circuit ST imposes a transition of the reference signals CLK from the high state to the low state.
Passing the reference signals CLK from the high state to the low state will make it possible to block the transistor N3 and to open the transistor P3. This makes it possible to charge the capacitor Cosc with the aid of the current duplicated in the first current mirror in the transistor P2. The capacitor Cosc will therefore charge until the potential of said capacitor Cosc reaches a second high threshold level detected by the circuit ST on the input in. As soon as the potential of the capacitor Cosc has reached the second threshold level, the output out of the circuit ST goes high. From this moment, the transition of the signals at the output out of the circuit ST imposes a transition of the reference signals CLK from the low state to the high state.
As indicated above, the oscillator can also operate in a power saving mode. In this case, a PMOS complementary transistor P10 must be connected in parallel with the first transistor P1 of the first current mirror, and an NMOS complementary transistor N10 must be connected in parallel with the first transistor N1 of the second current mirror. The total ratio of the width over the length of the channel of the transistors P10 and P1 corresponds to the ratio of the width over the length of the channel of the transistor P2 so that the charging current of the capacitor is for example 16 times less than the charging current in operation. normal.
Similarly, the total ratio of the width over the length of the channel of the transistors N10 and N1 corresponds to the ratio of the width over the length of the channel of the transistor N2 so that the discharge current of the capacitor is for example 16 times lower than the current of discharge during normal operation.
In order to be able to connect the transistor P10 in parallel with the transistor P1, a PMOS transistor P11 of a connection block, connected between the gate and the drain of the transistor P10, must be conducting. Similarly, in order to be able to connect the transistor N10 in parallel with the transistor N1, an NMOS transistor N11 of the connection block, connected between the gate and the drain of the transistor N10, must also be conducting. To do this, a control signal CLK_LOW, imposed on the connection block, must go from a low state close to Vss to a high state close to Vdd. Thus, the gate potential of the transistor N11 is close to Vdd and the gate potential of the transistor P11 is close to Vss thanks to a fourth inverter INV4 of the connection block, connected between the supply terminal of the control signal CLK_LOW and the gate of transistor P11.
The two transistors P11 and N11 are therefore conductive by imposing that the control signal CLK_LOW is in the high state.
Fig. 2 shows the bistable trigger circuit ST used to convert the triangular shaped signals from the capacitor into substantially rectangular pulse signals. The fourth PMOS transistors P4 and NMOS N4 have their gates respectively connected to the gate Bp of the first current mirror, and to the gate Bn of the second current mirror. The source of the fourth transistor P4 is connected to the terminal Vdd, while the source of the fourth transistor N4 is connected to the terminal Vss. The drain of the transistor P4 is connected to the source of a sixth PMOS transistor P6 to provide a duplicated current in the first current mirror, while the drain of the transistor N4 is connected to the source of a sixth NMOS transistor N6 for provide a duplicate current in the second current mirror.
Transistors P6 and N6 have their gates connected to the input in the bistable trigger circuit, and their drains connected to the input of a third inverter INV3. The output of the third inverter INV3 is connected to the output out of the bistable trigger circuit, as well as to the gate of a fifth PMOS transistor P5 and to the gate of a fifth NMOS transistor N5. The source of the fifth transistor P5 is connected to the terminal Vdd, while its drain is connected to the source of the sixth transistor P6. The source of the fifth transistor N5 is connected to the terminal Vss, while its drain is connected to the source of the sixth transistor N6.
When the output goes to the high state, the transistor P5 is off, while the transistor N5 is conducting. As a result, the input of the inverter INV3 is in the low state as the transistors N6 and N5 are conductive in the discharge phase of the capacitor Cosc. The potential applied to the input in the circuit ST decreases linearly in the discharge phase of the capacitor Cosc. When the potential on the input in of the circuit ST is close to Vdd / 2, the transistor P6 becomes conductive, allowing the duplicated current to pass through the first current mirror. However, since the transistor N5 is fully conducting, it completely absorbs the well-defined current supplied by the transistor P6 through the conductive transistor N6.
Thus, the potential on the input in can go down to the first low threshold level defined approximately by the threshold voltage of the transistor N6 before the output out goes from the high state to the low state.
When the output goes to the low state, the transistor N5 is off, while the transistor P5 is conducting. Therefore, the input of the inverter INV3 is in the high state as the transistor P6 and P5 are conductive in charging phase of the capacitor Cosc. The potential applied to the input in the circuit ST increases linearly in the charging phase of the capacitor Cosc. When the potential on the input in of the circuit ST is close to Vdd / 2, the transistor N6 becomes conductive letting the current flow in the second current mirror. However, since transistor P5 is fully conductive, it completely absorbs the well-defined current provided by transistor N6 through conductive transistor P6.
Thus, the potential on the input can go up to the second high threshold level defined approximately by the threshold voltage of the transistor P6 before the output out goes from the low state to the high state. This second threshold level of the circuit is therefore at a threshold voltage of transistor P6 below Vdd.
It is therefore clear that the threshold levels of the bistable trigger circuit match the level of the supply voltage of the oscillator. This ensures that the frequency of the reference signals is independent of the variation of the supply voltage, which is an object of the invention. The variations of the charging and discharging current are compensated by this bistable trigger circuit. In figs. 3A to 3D are represented four graphs representative of a variation of the supply voltage on the capacitor signals, the reference signals and the charging current of the capacitor as a function of time. For example, the resistor block has been configured for the oscillator to produce reference signals whose frequency is, for example, 20 MHz.
Fig. 3A shows a linear variation of the supply voltage imposed on the oscillator of the RC type. This voltage goes from 2 V to 3 V over a period of 0.2 mu s.
Fig. 3B shows the charge and discharge signals of the capacitor. As the voltage increases linearly, the charge and discharge currents generated by the resistance block configured by the TRIM word also grow. Therefore, the Vcosc signals on the capacitor are only approximately triangular shaped signals. It may be noted, for example during the charging phase, that the slope of the signals on the capacitor increases over time, as does the amplitude of the signals on the capacitor. However, the period of charge and discharge of the capacitor remains the same so that the frequency of the signals on the capacitor is independent of the variation of the supply voltage.
Fig. 3C shows the reference signals Vclk which are of equivalent shape to the output signals of the bistable trigger circuit. However, as defined above, there may be a slight delay between the reference signals and the output signals of the circuit of the two inverters interposed between the output of the circuit and the output of the oscillator. As explained for fig. 3B, the amplitude of the reference signals Vclk increases in a manner equivalent to the variation of the supply voltage. As a result, the output signals of the circuit are only approximately rectangular pulses. However, the frequency of the reference signals remains constant because it is independent of the variation of the supply voltage.
Finally, FIG. 3D shows the variation of the charging current I P3 as a function of the variation of the supply voltage. The absolute value of this charging current increases linearly as a function of the variation of the supply voltage shown in FIG. 3A.
From the description that has just been made, multiple variants of the oscillator can be designed by those skilled in the art without departing from the scope of the invention. For example, it may be provided that the resistor block is replaced by a fixed resistor and that the fixed capacitor is replaced by a block of capacitors. This block of capacitors can be configured by a binary word TRIM from the oscillator register as for a block of resistors.
The configuration of the capacitor block consists of placing a certain number of selectable capacitors in parallel and / or in series by means of switching elements controlled for example by a voltage which is a function of the binary word TRIM.
It may further be provided to provide the oscillator with a block of configurable resistors and a block of configurable capacitors. Each block receives a binary word for the selection of resistors and capacitors. This makes it possible to better refine the triangular shaped signals during charging and discharging of the capacitor (s).