Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Energieversorgungsgerät zur Stromversorgung einer Funkenerosionsmaschine für die Anlegung einer impulsförmigen elektrischen Leistung an einem Bearbeitungsspalt zwischen einer Elektrode und einem Werkstück.
Eine Funkenerosionsmaschine führt einem Bearbeitungsspalt einen konstanten Entladungsstoss (Stromimpuls) zu, um ein Werkstück zu schmelzen und das geschmolzene Material von dort zu entfernen und das Werkstück durch die Energieentladung zu bearbeiten. Im Allgemeinen werden die folgenden vier herkömmlichen Stromversorgungsschaltungsanordnungen verwendet, um die Impulse mit konstantem Strom zuzuführen.
Eine bekannte Schaltungsanordnung für eine erste Stromversorgungsvorrichtung ist in Fig. 24 gezeigt. Diese Anordnung ist beispielsweise in der veröffentlichten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 als "Impulsgenerator zur Verwendung mit Funkenerosionsbearbeitungswerkzeug" offenbart.
In Fig. 24 bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine Elektrode, 2 ein Werkstück, 3 eine Steuerschaltung für eine Schaltvorrichtung, 4 eine Schaltvorrichtung, 5 eine Stromversorgung zur Zuführung eines Bearbeitungsstromes, 6 eine Diode zum Verursachen, dass ein restlicher Strom fliesst, 7 einen Stromerfassungswiderstand, 8a und 8b eine Streuinduktivität der Verdrahtung, 9 einen Komparator, 10 einen Umhüllungssignalgenerator und 18 eine Servovorrichtung zur Durchführung der Servosteuerung der Elektrode 1.
Die Funktion dieser Schaltung wird nun beschrieben. Bevor eine Funkenerosion stattfindet, wird die Schaltvorrichtung 4 leitend und eine Bearbeitungsspannung wird an den Bearbeitungsspalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 durch die Stromversorgung 5 angelegt. Nach dem Start der Entladung wird ein Impulsbefehl 16, entsprechend einer Bearbeitungsstromwellenform, die dem Bearbeitungsspalt zugeführt wird, von einer Steuervorrichtung (in Fig. 24 nicht gezeigt) zum Umhüllungssignalgenerator 10 abgegeben. Der Impulsbefehl 16 wird durch den Umhüllungssignalgenerator 10 als Umhüllungssignale 13 und 14 abgegeben. Fig 55 zeigt die Formen der Umhüllungssignale 13 und 14.
Im Komparator 9 wird der im Bearbeitungsspalt fliessende Strom durch den Stromerfassungswiderstand 7 erfasst, um einen vorliegenden Bearbeitungsstromwert 15 zu erhalten, wobei die Umhüllungssignale 13 und 14 mit dem vorliegenden Bearbeitungsstromwert 15 verglichen werden und ein Steuersignal 12 zur Steuerschaltung 3 abgegeben wird. Die Steuerschaltung 3 schaltet das Schaltelement 4 an/ab unter der Steuerung des Steuersignales 12, um den Bearbeitungsstrom innerhalb eines vorbestimmten Wertes zu steuern. Wenn der vorliegende Bearbeitungsstromwert 15 das Umhüllungssignal 13 überschreitet, wird die Schaltungsvorrichtung 4 abgeschaltet. Umgekehrt, wenn der vorliegende Bearbeitungsstromwert 15 unterhalb des Umhüllungssignales 14 fällt, wird die Schaltvorrichtung 4 angestellt. Der Bearbeitungsstrom wird im obigen Verfahren gesteuert.
Bei diesem Verfahren wird die Anstiegsgeschwindigkeit der Bearbeitungsstromwellenform durch den Stromerfassungswiderstand 7 bestimmt und die Grösse der Induktivitäten 8a, 8b einer Bearbeitungsstromzuführung, d.h. der Widerstand und die Induktivitäten werden als Lasten verwendet, um die Schaltsteuerung durchzuführen.
Eine zweite herkömmliche Schaltungsanordnung für eine Stromversorgungsvorrichtung ist in Fig. 28 gezeigt, welche beispielsweise in der japanischen Gebrauchsmusterveröffentlichung SHO57-33 949 als "Impulserzeugungsschaltung gesteuert zur Bildung durch Intermittierende elektrische Entladungen" offenbart ist. Diese Stromversorgungsvorrichtung wurde für die Anstiegs- und Absinkgeschwindigkeiten des Bearbeitungsstromes verbessert im Vergleich zur ersten Stromversorgungsvorrichtung, um einen schnelleren Betrieb zu gewährleisten. In Fig. 28 bilden eine Hilfsstromversorgung 28, eine erste Schaltvorrichtung 4, ein Stromdetektor 24, ein Reaktor 22 sowie eine Diode 23 eine erste Hilfsschaltung.
Eine Stromversorgung 5, die Hilfsstromversorgung 28, die erste Schaltvorrichtung 4, der Stromdetektor 24, der Reaktor 22, eine Elektrode 1, ein Werkstück 2 und eine zweite Schaltvorrichtung bilden eine Hauptschaltung.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun beschrieben. In der ersten Hilfsschaltung wird die Schaltvorrichtung 4 durch eine Steuerschaltung 27 getrieben, durch Steuerung des Erfassungssignals des Stromdetektors 24. Die Steuerschaltung 24 führt die Schaltsteuerung der Schaltvorrichtung 4 durch, damit der im Stromdetektor 24 fliessende Strom konstant ist. In diesem Fall ermöglicht der in die Schaltung eingefügte Reaktor 22, dass der in der ersten Hilfsschaltung fliessende Strom konstant gehalten werden kann.
Diese zweite Stromversorgungsvorrichtung ist mit einer zweiten Schaltungsvorrichtung 20 ausgerüstet, welche ausschliesslich verwendet wird, um den Entladungsimpuls an-/abzuschalten. Wenn der Entladungsimpuls abgeschaltet ist, fliesst innerhalb eines vorbestimmten Bereiches ein Strom in der ersten Hilfsschaltung auf stationärer Basis und sobald die Entladung beginnt, wird der Bearbeitungsstrom von der ersten Hilfsschaltung zugeführt. Dies ermöglicht, dass der Strom extrem schnell ansteigt. Der Strom fliesst während der Entladung in der Hauptschaltung, welche aus der Stromversorgung 5, der Hilfsstromversorgung 28, der ersten Schaltvorrichtung 4, dem Stromdetektor 24, dem Reaktor 22, der Elektrode 1, dem Werkstück 2 und der zweiten Schaltvorrichtung 20 besteht.
Wenn die Entladung zu Ende ist, fliesst der Strom, welcher im Reaktor 22 der Hauptschaltung geflossen ist, zur zweiten Diode 23 in der Hilfsschaltung, wobei der Strom des Bearbeitungsspaltes schnell unterbrochen wird.
Eine erste Diode 25 ist vorgesehen, um den Wirkungsgrad der Stromversorgung zu erhöhen, indem eine zweite Hilfsschaltung gebildet wird und bewirkt wird, dass der Strom, welcher im Reaktor 22 fliesst, zur Stromversorgung 5 zurückfliesst, wenn die erste Schaltvorrichtung 4 und die zweite Schaltvorrichtung 20 beide ausgeschaltet werden. Die zweite Hilfsschaltung wird durch die erste Diode 25, den Stromdetektor 24, den Reaktor 22, die zweite Diode 23 und die Hauptstromversorgung 5 gebildet. Fig. 59 zeigt eine Bearbeitungsstromwellenform, welche durch die zweite Stromversorgungsvorrichtung erzeugt wird.
Es existiert eine dritte herkömmliche Schaltungsanordnung für eine Stromversorgungsvorrichtung, die in Fig. 30 gezeigt ist und die beispielsweise in der offen gelegten japanischen Patentveröffentlichung Nr. HEI2-34 732 als "Steuerverfahren für die Funkenerosionsmaschinenstromversorgung" offenbart ist. In Fig. 60 bezeichnen 30a bis 30e Treibervorrichtungen, welche bewirken, dass die Schaltvorrichtungen 32a bis 32e leiten und eine logische Schaltung 35 bilden. 33a bis 33e stellen Begrenzungswiderstände dar, welche einen Bearbeitungsstrom steuern und welche individuell verschiedene Werte aufweisen. Zwischen einer Elektrode 1 und einem Werkstück 2 ist ein Detektor 36 zur Erfassung des Entladungsbeginns angeordnet. Dieser Detektor 36 übermittelt ein Entladungserfassungssignal 37 zu der logischen Schaltung 35.
Die logische Schaltung 35 wählt die Schaltvorrichtung 32a bis 32e, um unter der Steuerung des Ausgangssignals eines Oszillators 34 und des Entladungserfassungssignals 37 getrieben zu werden.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun beschrieben. In der Schaltung ist eine Stromversorgung 5 vorgesehen, zur Zuführung eines Stromes und eine parallele Verbindung von Schaltungen, die jede Serieverbindungen der Schaltvorrichtungen 32a bis 32e und die strombegrenzenden Widerstände 33a bis 33e umfasst, ist in Serie mit der Stromversorgung 5 geschaltet. Die Widerstandswerte der strombegrenzenden Widerstände 33a bis 33e, die verschieden voneinander sind, sind derart ausgelegt, dass sie eine Potenz von zwei sind, d.h. ein-, zwei-, viermal usw. Wenn eine rechteckige Quelle mit einem konstanten Stromwert und einer Dauer tp, wie in Fig. 31 gezeigt, zugeführt wird, werden einige der Schaltvorrichtungen 32 durch ihre entsprechenden Treiberschaltungen 30 eingeschaltet und bewirken, dass ein Strom durch die entsprechenden strombegrenzenden Widerstände 33 fliesst.
Bei Beginn der Entladung wird ein Bearbeitungsstrom zum Bearbeitungsspalt durch ausgewählte Widerstände 33 zugeführt. Eine Differenzspannung zwischen der Ausgangsspannung der Hauptstromzuführung 5 und der Entladespannung, die am Bearbeitungsspalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 erzeugt wird, wird jedem strombegrenzenden Widerstand zugeführt und dabei wird der im strombegrenzenden Widerstand fliessende Strom bestimmt. Da die Entladespannung im Allgemeinen einen konstanten Wert aufweist, wird der Bearbeitungsstrom ausschliesslich durch die Auswahl der strombegrenzenden Widerstände bestimmt.
Weiterhin kann, wie in Fig. 32 gezeigt, die Anstiegsgeschwindigkeit einer Stromwellenform gesteuert werden. Indem die Schaltvorrichtungen 32 kontinuierlich ein- und ausgeschaltet werden, nachdem der Entladestrom bis zu einem mit 48 in Fig. 62 bezeichneten Punkt angestiegen ist, kann der Strom weiter erhöht werden, doch kann er nur mit weiter reduzierter Neigung erhöht werden. Eine solche absichtliche Steuerung der Entladestromwellenform wird oftmals durchgeführt, um eine feinere Steuerung des Bearbeitungsverfahrens zu erhalten.
Eine Schaltungsanordnung für eine vierte herkömmliche Stromversorgungsvorrichtung ist in Fig. 33 gezeigt, welche Vorrichtung beispielsweise in der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbart ist. In dieser Zeichnung bezeichnet das Bezugszeichen 49 einen festen strombegrenzenden Widerstand 50, einen Halbleiterverstärker, wie z.B. ein FET, 51 eine Schaltvorrichtung zum Ein- und Ausschalten des Halbleiterverstärkers 15, um einen Entladeimpuls an- und auszuschalten; 52 stellt ein digitales Signal dar, welches die Stromwellenform des Entladeimpulses spezifiziert, 53 einen Digital-Analog-Konverter, welcher das digitale Signal in ein analoges Signal umwandelt, 54 einen Verstärker zum Treiben des Verstärkers 50 und 55 einen Begrenzungswiderstand für den Verstärker 54.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun beschrieben. Für die Ein-Aus-Synchronisierung des Entladeimpulses wird vom Oszillator 21 ein Ausgangssignal erzeugt, um die Schaltvorrichtung 51 zu treiben. Der Strom, welcher zum Bearbeitungsspalt zwischen der Elektrode und dem Werkstück 2 zugeführt wird, nachdem die Entladung auftritt, wird durch die Widerstandswerte des festen Widerstandes 49 und des Halbleiterverstärkers 50 bestimmt. Wenn wie beispielsweise ein FET als Halbleiterverstärker 50 verwendet wird, kann er als variabler Widerstand betrieben werden.
Die Charakteristik des FET ist in Fig. 34 dargestellt. Wenn VGS beliebig bestimmt wird, wird ID konstant gehalten, wenn VDS leicht variiert. Der FET ist charakteristisch dafür, dass der Bearbeitungsstrom gesteuert wird, um konstant gehalten zu werden, unabhängig von einer kleinen Variation der Stromversorgungsspannung 5. Aus diesem Grund ist der Strom während der Entladung stabil und es ist unwahrscheinlich, dass eine so genannte Impulsunterbrechung, d.h. eine Entladung, die halb im Impuls aufhört, auftritt, wobei eine extrem stabile Bearbeitung erzeugt werden kann.
Das Ändern eines Signals zum Gate G des FET 50 innerhalb eines einzelnen Impulses ermöglicht eine beliebige Wellenform und stellt einem Sollwert G eine Konstant-Stromcharakteristik zur Verfügung, was speziell stabile Bearbeitung garantiert.
Die herkömmliche Stromversorgung für Funkenerosion, die wie oben beschrieben konstruiert ist, weist die folgenden Nachteile auf.
Da mit dem "Impulsgenerator, der mit dem Funkenerosionswerkzeug verwendet wird", offenbart in der offen gelegten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928, versucht wird, den Bearbeitungsstromwert innerhalb des spezifizierten Bereichs in Schaltsteuerung wesentlich zu steuern, weist die Bearbeitungsstromwellenform 47 eine Welligkeit auf, wie in Fig. 25 gezeigt. Diese Welligkeit weist im Allgemeinen eine Breite von einigen Ampere auf. Beispiele von Bearbeitungsstromimpulsen, welche unter verschiedenen Bedingungen erzeugt werden, sind in den Fig. 26 und 27 dargestellt. Fig. 26 zeigt eine breite Bearbeitungsstromwert-Einstellung, d.h. eine Stromeinstellung für ein so genanntes Schruppen.
In einer Stromwellenform 47b gemäss diesem Beispiel ist die Breite der Welligkeit (welche ungefähr dem Abstand zwischen den Sollwerten 13 und 14 entspricht) klein relativ zu einem Spitzenwert 13 des Bearbeitungsstrom-Sollwertes und bewirkt deshalb keine besonderen Fehler in der Bearbeitung. Wenn jedoch der Sollwert des Stromspitzenwertes reduziert wird, wie in Fig. 17 gezeigt, ist der untere Grenzwert 14 des Sollwertes nicht mehr signifikant und die ursprünglich rechteckig erwünschte Wellenform wird dreieckig, wie durch 17c angezeigt wird. Als Resultat davon kann der Impuls nicht für eine gewünschte Zeitperiode aufrechterhalten werden und wird diskontinuierlich. Diese Wellenform kann nicht das gewünschte Bearbeitungsresultat erzeugen.
Auf Grund der Welligkeit in der Stromwellenform ist die Stromwellenform, die durch Schaltsteuerung gesteuert werden soll, ungeeignet zur Steuerung einer Mikrostromwellenform, wie bei der Endbearbeitung und kann die gewünschte Bearbeitung nicht erzielen.
Auch die "Impulserzeugungsschaltung, gesteuert zur Gestaltung durch diskontinuierliche elektrische Entladungen", offenbart in der japanischen offen gelegten Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949, ist entwickelt, um die Nachteile der Technik, offenbart in der japanischen offen gelegten Patentpublikation SHO62-27 928, in gewissem Grade aufzuheben. Der Reaktor 22, der in die Schaltung gemäss Fig. 28 eingefügt ist, hält den Strom leichter konstant, wobei die Breite der Welligkeit der Stromwellenform beträchtlich kleiner sein kann als diejenige gemäss der Technik der Schaltung in Fig. 54. Im Allgemeinen ermöglicht die Einfügung eines Reaktors, dass der Strom leichter konstant gehalten werden kann, weist jedoch den Nachteil auf, dass steigende und fallende Geschwindigkeiten nicht vorgesehen werden können.
In der Schaltung gemäss Fig. 28 wird die erste Hilfsschaltung jedoch verwendet, um den Spitzenstromwert im Voraus zu sichern, wobei nach dem Start des Entladeimpulses die zweite Schaltvorrichtung 20 verwendet wird, um zu bewirken, dass die Entladeschaltung leitet oder nicht leitet, wobei die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten verbessert werden. Die Hilfsstromversorgung 28 wird zu diesem Zweck verwendet.
Diese Hilfsstromversorgung 28 weist eine beträchtlich grössere Ausgangskapazität auf als die Stromversorgung 5, welche als Hauptstromversorgung dient, da sie eine kleinere Ausgangsspannung aufweisen kann, wobei jedoch ihr Ausgangsstrom im Wesentlichen gleich dem Bearbeitungsstrom sein muss. Ein anderer Nachteil dieser Technik ist die Schwierigkeit, die Schaltung zu niedrigen Kosten bereitzustellen.
Im Weiteren hat die Technik, welche in der offen gelegten japanischen Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949 offenbart ist, einen Nachteil, dass es, verschieden von der Technik offenbart in der offen gelegten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928, schwierig ist, eine beliebige Entladeimpulswellenform zusammen mit der Steuerung der Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten derselben zur Verfügung zu stellen und nur die Rechteckwelle, wie in Fig. 29 gezeigt, kann zur Verfügung gestellt werden. Ebenfalls ist die im "Steuerverfahren für die Funkenerosionsstromversorgung" in der japanischen offen gelegten Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbarte Technik gebaut, um die Nachteile in der Technik, gemäss der japanischen offen gelegten Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 und der japanischen offen gelegten Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949, zu vermeiden.
Die in der japanischen offen gelegten Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbarte Technik verwendet die Konstanzspannungsstromversorgung und den darin eingefügten Widerstand zur Steuerung des Bearbeitungsstromwertes, ohne dass der Funkenerosionsstrom durch Schaltsteuerung gesteuert wird.
Die vorgesehene Entladestromwellenform weist jedoch fast keine Stromwelligkeit auf, wie in Fig. 31 gezeigt, und das Ein-/Ausschalten der Widerstände 33a bis d in der Schaltung bei hoher Geschwindigkeit ermöglicht, dass die Anstiegsgeschwindigkeit 48 und die Stromwellenform beliebig eingestellt werden können, wie in Fig. 32 gezeigt.
Der Nachteil dieser Technik ist jedoch, dass der Strom nicht direkt gesteuert wird, sondern entsprechend dem Widerstandswert, welcher den Strom begrenzt, gesteuert wird, wobei der Entladungsstromwert entsprechend der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 variiert. In anderen Worten, wenn ein gegebener Stromwert eingestellt wurde, kann der gleiche Bearbeitungszustand nicht vorgesehen werden, wenn die Spannung der Stromversorgung variiert.
Im Weiteren ist es bekannt, dass der Entladungsspalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 physikalisch als eine Konstantspannungslast von etwa 25 V wirkt. Aus diesem Grunde wird die Differenzspannung zwischen der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 und dem 25-V-Spannungsabfall des Entladespaltes meistens an die strombegrenzenden Widerstände 33 angelegt und als thermische Energie verbraucht. Als Stromversorgung der Funkenerosionsmaschine kann diese Technik eine Reduktion des Stromversorgungswirkungsgrades nicht vermeiden, im Vergleich zu den Techniken, die in der japanischen offen gelegten Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 und der japanischen offen gelegten Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949 offenbart sind.
Dies hindert die Verkleinerung der Grösse der Stromversorgungsvorrichtung und macht es schwierig, die gleichen Funktionen bei niedrigen Kosten zu erfüllen. Wie oben beschrieben, weist die Vorrichtung in Information 3 den Nachteil auf, dass der Bearbeitungsstrom nicht leicht konstant gehalten wird, dass der Wirkungsgrad der Stromversorgung schlecht ist und dass dieser schlechte Wirkungsgrad der Stromversorgung eine grosse Ausdehnung und einen hohen Preis der Vorrichtung zur Folge hatte.
Im Weiteren wurden gemäss der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 einige Nachteile der Technik, die in der offen gelegten japanischen Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbart sind, gelöst.
Die in der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbarte Technik verwendet einen Halbleiterverstärker an Stelle der Mehrzahl von strombegrenzenden Widerständen in der Technik, die in der offen gelegten japanischen Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbart ist. Da der FET als Halbleiterverstärker in dieser herkömmlichen Art verwendet wird, ergibt sich die Konstantstrom-Charakteristik, wie in Fig. 34 gezeigt. D.h. ein konstanter Strom kann aufrecht erhalten und relativ zur Variation in der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 gesteuert werden, wobei die Konstantstromsteuerung auch während der Dauer des Entladeimpulses durchgeführt werden und eine extrem stabile Bearbeitung erzielt werden kann.
Im Sinne, dass der Eingangsimpuls-Strom konstant gemacht werden kann, kann eine stabilere Bearbeitung erzielt werden im Vergleich zu den Schaltstromversorgungen in den Techniken, die in der offen gelegten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 und der offen gelegten japanischen Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949 offenbart sind. Da der Widerstandswert im Zeitpunkt, wo die Entladung beginnt, extrem klein ist im Vergleich zur offen gelegten japanischen Patentpublikation Nr. HEI2-34 732, kann der Entladestrom schneller angehoben werden.
Die Differenzspannung zwischen der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 und der Bearbeitungsspaltspannung wird jedoch vollständig an den Halbleiterverstärker 50 angelegt. Die durch den Halbleiterverstärker 50 verbrauchte thermische Energie ist gross. Im Vergleich zu gewöhnlichen elektrischen Teilen kann ein Halbleiter besonders leicht durch Hitze angegriffen werden, wobei die Wärme-Dissipation wichtig ist.
Die Technik, die in der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbart ist, erzeugt jedoch viel Hitze, da sie den Halbleiter nicht nur als Schaltvorrichtung, sondern auch als den variablen Widerstand in einem aktiven Bereich benützt, d.h., diese Technik erlaubt nicht, dass ein grosser Strom fliesst und es ist sehr schwierig, eine Schaltung zu entwickeln, mit welcher ein Funkenerosionsschruppen erzielt werden kann, welches einen Stromspitzenwert von einigen zehn Ampere oder höher erfordert.
Die Technik, die in der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbart ist, weist den Nachteil auf, dass ein für das Schruppen adäquater grosser Strom nicht gesteuert werden kann.
Es ist entsprechend eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese Nachteile zu vermeiden, indem eine Stromversorgung für eine Funkenerosionsmaschine geschaffen wird, welche eine geringe Welligkeit in einem Bearbeitungsstromimpuls aufweist, welche die leichte Bildung eines Mikrostromes bei der Endbearbeitung ermöglicht und infolge des extrem hohen Wirkungsgrades der Stromversorgung eine Stromversorgungsvorrichtung mit kleinen Abmessungen und geringen Kosten ermöglicht.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist das Energieversorgungsgerät für Funkenerosionsmaschinen gemäss der Definition im Anspruch 1. In Ergänzung zur vorliegenden Erfindung wird ausdrücklich auf das Stammpatent CH 690 754 A5 Bezug genommen, insbesondere zum besseren Verständnis der Erfindung.
Das Energieversorgungsgerät entsprechend der Erfindung setzt den Ausgangsstrompegel und die Ausgangsstromwelligkeit des Konstantstromquellenbereichs fest, definiert das Additionsresultat des gesetzten Ausgangsstrompegels und der Ausgangsstromwelligkeit als die Ausgangsstromführungsgrösse des Konstantstromquellenbereichs, vergleicht die Ausgangsstromführungsgrösse mit dem Ausgangsstrom des Konstantstromquellenbereichs und gibt das Signal ab, welches ein erstes Schaltmittel des Konstantstromquellenbereichs entsprechend dem Resultat dieses Vergleichs abschaltet, und weiter gibt ein Zeitgebermittel das Signal aus, welches das erste Schaltmittel des Konstantstromquellenbereichs einschaltet, wenn die vorbestimmte Zeitdauer verstreicht, nachdem das Vergleichsmittel das Signal ausgegeben hat, welches das erste Schaltmittel des Konstantstromquellenbereichs abschaltet.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen.
Fig. 1 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 2(a) bis (c) zeigen Wellenformdiagramme und eine Zeittafel, um den Betrieb des ersten Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 3 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema, welches ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 4 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches eine Steuerschaltung gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 5 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein Beispiel einer Zeitgeberschaltung gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig.
6 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein alternatives Beispiel der Zeitgeberschaltung gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 7 sind Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb der Zeitgeberschaltung gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 8 zeigen Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um einen Hauptbetrieb gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 9 sind Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb zur Zeit eines Bearbeitungsspalt-Kurzschlusses gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig.
10 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein alternatives Beispiel der Steuerschaltung gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 11 zeigt Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um einen effektiven Betrieb gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 12 zeigt Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um einen effektiven Betrieb gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 13 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema, welches ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 14 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches eine Steuerschaltung gemäss dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig.
15 sind Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um einen Hauptbetrieb gemäss dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 16 ist ein Hauptverdrahtungsschema, welches ein viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 17 ist ein Verdrahtungsschema, welches eine Steuerschaltung gemäss dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 18 zeigt Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um einen Hauptbetrieb gemäss dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu erläutern.
Fig. 19 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema zur Erläuterung eines fünften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Fig.
20 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches seine Steuerschaltung gemäss dem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert.
Fig. 21 zeigt Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Hauptbetrieb gemäss dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 22 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema zur Erläuterung eines sechsten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Fig. 23 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema zur Erläuterung eines siebenten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Fig. 24 zeigt ein Verdrahtungsschema zur Erläuterung eines ersten Beispieles gemäss dem Stand der Technik.
Fig. 25 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 54 erzeugt wird.
Fig.
26 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches verwendet wird, um die Nachteile des ersten Beispiels des Standes der Technik zu beschreiben.
Fig. 27 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches verwendet wird, um die Nachteile des ersten Beispiels des Standes der Technik zu beschreiben.
Fig. 28 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein zweites Beispiel des Standes der Technik erläutert.
Fig. 29 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 58 erzeugt wird.
Fig. 30 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein drittes Beispiel des Standes der Technik erläutert.
Fig. 31 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 60 erzeugt wird.
Fig. 32 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 60 erzeugt wird.
Fig.
33 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein viertes Beispiel des Standes der Technik erläutert.
Fig. 34 zeigt ein Stromdiagramm eines Halbleiterverstärkers, der in der Schaltung gemäss Fig. 63 verwendet wird.
Es wird nun eine erste Ausführungsform gemäss Fig. 1 und 2(a)-(c) beschrieben. In Fig. 1 gibt 400 einen Zeitgeber an, welcher ein Signal 401 erzeugt. Hier ist eine konstante Stromliefersektion 200 aufgebaut durch eine erste Schalteinrichtung 201, eine erste Diode 204 und eine Drosselspule 203 ist verbunden mit einer Stromliefereinheit E0 zur Lieferung einer Gleichstromspannung, welche einen Strom ausgibt an einen Ausgangsstromein-/ausschaltbereich 210.
Der Konstantstromlieferbereich 200 umfasst einen Zerhacker für einen Stromabfall, bestehend aus der ersten Stromschalteinrichtung 201, der ersten Diode 204 und der Drosselspule 203, und eine zweite Diode 202 ist zwischen deren Ausgang und Eingang geschaltet. Sie ist auch mit einem Stromüberwacher 205 versehen, welcher den Strom der Drosselspule 203 überwacht. Der Ausgangsstrom Ein-/Ausschaltbereich 210 umfasst einen Seriestromkreis einer zweiten Schalteinrichtung 211, einer dritten Diode 212 und eine Spannungsquelle 213 sowie eine vierte Diode 214. Der Ausgang des Ausgangsstromein-/ausschaltbereiches 210 liefert Bearbeitungsenergie zu der Elektrode 1 und dem Werkstück 2, die im Dielektrikum vorgesehen sind, zur Ausführung der Funkenerosionsbearbeitung.
Dieses Gerät besitzt auch einen Komparator 232, welcher ein Signal 208 eines Ausgangsstromsteuerbereiches mit dem Signal des Stromüberwachers 205 zu vergleichen, welcher den Strom der Drosselspule 203 im konstanten Stromlieferbereich 200 überwacht. Ferner hat dieses Gerät einen Ansteuerstromkreis 206, welcher die erste Schalteinrichtung 201 steuert, um den Ausgangsstrom des Konstantstromlieferbereiches 200 auf einem vorbestimmten Stromwert zu halten und der auch einen Ansteuerstromkreis 215 hat, welcher die zweite Schalteinrichtung 211 ein- und ausschaltet, um das Signal eines Entladungssteuerbereiches 240 ein- und auszuschalten, wodurch der Ausgangsstromein-/ausschaltbereich 210 gesteuert wird.
Der Betrieb der vorliegenden Ausführungsform wird nun gemäss den Zeitdiagrammen in Fig. 2(a)-(c) beschrieben. In Fig. 2(a) gibt 208 das Signal des Stromausgleichsabschnittes 320 an, was einen Output darstellt, der mit dem Entladungsstart synchronisiert ist. 401 in Fig. 2(b) bezeichnet den Output des Zeitgebers 400.
Wenn die Entladung beginnt, wird der Ausgangsstrom des konstanten Stromversorgungsabschnittes 200 mit der Zeitkonstante der Induktivität des Reaktors 203 im Stromkreis erhöht. Wenn das Nachweissignal 207 über das Signal 208 steigt, gibt der Komparator 232 ein Signal aus, welches das erste Schaltmittel 201 schaltet. Wenn eine vorgegebene Zeitperiode danach abgelaufen ist, gibt der Zeitgeber 400 ein Signal aus, das das erste Schaltgerät 201 schaltet. Dann steigt das Nachweissignal 207 über das Signal 208 und der Komparator 232 gibt das Signal aus, welches das erste Schaltmittel 201 ausschaltet. Als Resultat erhält man einen Stromnachweiswert, wie er durch das Signal 207 in Fig. 2(c) dargestellt ist.
Wenn der Induktivitätswert des Reaktors 203 und die Ein/Aus-Zeit des Zeitgebers 400 gut ausgewählt sind, stellt dieses Stromkreissystem ebenfalls einen Strom mit niederer Welligkeit zur Verfügung und gibt einen Entladungsstrom ab, der praktisch dem Niveau der Steuerspannung entspricht.
Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann nun mittels der Fig. 3 bis 12 beschrieben werden. Fig. 3 ist ein Hauptstromkreisdiagramm, welches die zweite Ausführungsform betrifft, worin E1 ein erstes Direktstromversorgungsmittel und 201 ein erstes Schaltmittel darstellt, welches durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 206 ein-/ausgeschaltet wird. Der Reaktor 203 ist zwischen dem ersten Schaltmittel 201 und dem zweiten Schaltmittel 211 verbunden und die Elektrode 1 und das Werkstück 2 sind mit dem zweiten Schaltmittel 211 und der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden.
Die erste Diode 202 ist verbunden mit dem Verbindungspunkt des ersten Schaltmittels 201 und dem Reaktor 203 und der ersten Direktstromversorgung E1, und die zweite Diode 204 ist verbunden mit dem Verbindungspunkt der ersten Stromversorgung E1 und dem ersten Schaltmittel 201 und dem Verbindungspunkt des Reaktors 203 und dem zweiten Schaltmittel 211 in einer Richtung, in welcher der Strom zur ersten Direktstromversorgung E1 führt.
Eine serielle Verbindung der dritten Diode 212 und der Direktstromversorgung 213 ist mit der Elektrode 1 auf der Seite des zweiten Schaltmittels 211 und der Seite mit der negativen Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden. Der Stromdetektor 205 ist so verbunden, dass er den Stromfluss im Reaktor 203 nachweisen kann. Eine serielle Verbindung der zweiten Direktstromversorgung E2 besitzt eine Spannung, die fähig ist, den Bearbeitungsspalt mit einer Spannung zu versorgen, die im Wesentlichen gleich oder kleiner ist als eine elektrische Entladungsspannung, ein drittes Schaltmittel 501 und eine Diode 502 sind parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses dritte Schaltmittel 501 wird durch einen Gatekreis 503 ein-/ausgeschaltet.
Es wird darauf hingewiesen, dass in dieser Ausführungsform das erste Schaltmittel 201, die erste Diode 202 und der Reaktor 203 den Abschnitt 200 für die Versorgung mit einem konstanten Strom bilden und der Ausgangsspannung Ein-/Aus-Abschnitt 210 aus einem zweiten Schaltmittel 211 und einem seriellen Stromkreis der dritten Diode 212 und dem Direktstromkreis 213 besteht.
Fig. 4 zeigt einen Steuerstromkreis mit den Gate-Ansteuerungsstromkreisen 503, 206, 215, dargestellt in Fig. 3, worin ein erster Komparator 504 einen Stromsteuerwert S1 mit einem Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 vergleicht und ein Signal zum Inputterminal des Zeitgeberstromkreises 512 ausgibt. Ein zweiter Komparator 505 vergleicht einen Überstromwert 507, welcher durch die Verbindung einer Direktspannung 506 in Serie mit einem Stromsteuerwert S1 mit einem Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 vergleicht und ein Signal ausgibt, um den Terminal R eines ersten Flip-Flop 508 zurückzusetzen. Das Ausgabesignal des genannten ersten Komparators 504 wird durch einen Inverter 509 invertiert und das Resultat der Inversion wird zum Einstellterminal S des ersten Flip-Flop 508 geführt.
In der Zwischenzeit schaltet ein elektrisches Entladungssignal H1 von einem NC-Apparat das zweite Schaltmittel 211 EIN/AUS, unter Kontrolle des Gate-Stromkreises 215. Ebenfalls wird die AND-Bedingung des elektrischen Entladungssignales H1, das Ausgangssignal des Zeitgeberstromkreises 512 und das Ausgangssignal des ersten Flip-Flop durch einen AND-Stromkreis ausgewertet, um das erste Schaltmittel 201, gesteuert vom Gate-Stromkreis 206, auszuschalten. Ebenso wird die AND-Bedingung des elektrischen Entladungssignales H1 und des Ausgangssignales des ersten Flip-Flop 508 durch den AND-Stromkreis 510 ausgewertet, um ein drittes Schaltmittel 501 ein-/auszuschalten, unter Kontrolle des Gate-Ansteuerungsstromkreises 503.
Fig. 5 und 6 zeigen spezifische Beispiele eines Zeitgeberstromkreises 512 in Fig. 4. Im Beispiel des Zeitgeberstromkreises 512 in Fig. 5 ist der erste Komparator 504 mit dem Input-Terminal IN verbunden. Ein MOSFET 512A schliesst/öffnet einen Kondensator 512C mit einem zeitkonstanten Stromkreis, welcher aus einem Widerstand 512B und einem Kondensator 512C zusammengesetzt ist. In Fig. 37, worin ein Inputsignal (a) und ein Ausgangssignal (b) gezeigt sind, wird, wenn die Ausgabe des ersten Komparators 504 auf einen Punkt 600 beim Eingang (a) hochgeschaltet wird, das MOSFET 512A eingeschaltet, um den Kondensator 512C zu schliessen, wobei die Ausgabe (b) hinuntergeschaltet wird.
Ebenfalls, wenn die Ausgabe (b) des ersten Komparators 504 auf einen Punkt 601 des Input (a) tief geschaltet wird, schaltet das MOSFET 512A aus, um den Kondensator 512C zu öffnen, wobei der Output (b) die Schwellenspannung des Puffers 512D überschreitet und auf einen Punkt 602 hochschaltet, nach einer gewissen Zeitdauer 603, durch den zeitkonstanten Stromkreis, der aus einem Widerstand 512B und einem Kondensator 512C besteht. D.h., der Output OUT wird tiefgeschaltet, wenn der Output des ersten Komparators 504 hochgeschaltet wird und der Output OUT wird hochgeschaltet nach einer gewissen Zeitdauer, nachdem der Output des ersten Komparators tiefgeschaltet ist. Der Zeitgeberstromkreis 512 arbeitet wie oben beschrieben.
Im Beispiel des Zeitgeberstromkreises 512 in Fig. 6, der als logischer Stromkreis eines monostabilen Multivibrators 512E und eines Flip-Flop 512F zusammengesetzt ist, wird der Betrieb des Outputs OUT hochgeschaltet, nachdem die Zeiteinstellung des monostabilen Vibrators 512E identisch mit derjenigen in Fig. 7 ist.
Die Zeitdiagramme und Wellenformdiagramme, die in Fig. 8 dargestellt sind, zeigen den Betrieb dieser zweiten Ausführungsform. In Fig. 8 zeigt (a) zeigt ein elektrisches Entladungssignal H1, (b) eine Ausgangswellenform, (c) zeigt die Wellenform des Stromsteuerwertes S1, der von einem Steuerapparat (nicht dargestellt) der elektrischen Entladungsmaschine ausgegeben wird, (d) zeigt eine Ausgangswellenform, (e) zeigt den EIN-/AUS-Status des ersten Schaltmittels 201, (f) zeigt den EIN-/AUS-Status des dritten Schaltmittels 501, (g) zeigt den Stromdurchgangsstatus der Diode 202, (h) zeigt den Stormdurchgangsstatus der Diode 502, (i) zeigt den Ausgangsstatus des ersten Komparators 504, (k) zeigt den Ausgangsstatus des Zeitgeberstromkreises 512, (l) zeigt den Ausgangsstatus des ersten Flip-Flop 508 und (m) zeigt den Ausgangsstatus des zweiten Komparators 505.
Wenn das elektrische Entladungssignal H1 bei einem Punkt 700 in Wellenform (a) eingeschaltet ist, wird das zweite Schaltmittel 211 durch den Gate-Stromkreis 215 eingeschaltet. Da das erste Schaltmittel 201 in Fig. 3 gleichzeitig wie in (e) eingeschaltet wird, wird die Spannung des ersten Direktstromversorgungsgerätes E1 zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 wie in (b) dargestellt angelegt. Der Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 wird mit dem dielektrischen Fluidum gefüllt, wie mit \l oder Wasser, und wird extrem präzise durch einen Servomechanismus, einen numerischen Steuerapparat usw. (nicht dargestellt) gesteuert. Wenn ein dielektrischer Zusammenbruch in dieser aussergewöhnlich kleinen Spalte stattfindet, wird eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 gebildet.
Dies ist durch 701 in der Wellenform (a) angegeben und die Ausgangsspannung in (b) wirkt als elektrische Entladungsspannung 702. Diese elektrische Entladungsspannung ist zwischen 25 und 30 Volt nahezu konstant. Sobald die elektrische Entladung stattfindet, beginnt der Strom zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 zu fliessen. Der Strom, welcher durch 703 (d) angegeben wird, fliesst durch die erste Direktstromversorgung E1, das erste Schaltmittel 201, den Reaktor 203 und das zweite Schaltmittel 211 und steigt schnell an, da die Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 ungefähr 80 Volt höher ist als die elektrische Entladungsspannung 702.
Hat der Ausgangsstrom, d.h. der Strom des Reaktors 203, den Stromsteuerwert S1 erreicht, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 auf einen Punkt 704, wie in (i) dargestellt, hochgeschaltet. Demzufolge wird der Output des Zeitgeberstromkreises 512, der in (k) dargestellt ist, tiefgeschaltet, und das erste Schaltmittel 201 wird, wie in (e) dargestellt, ausgeschaltet. Wird der Output des ersten Komparators 504 hochgeschaltet, wird der Output des Zeitgeberstromkreises 512 nur während einer vorgegebenen Zeitdauer tiefgeschaltet, angegeben durch 705 (k), und dann hochgeschaltet, wobei das erste Schaltmittel 201 wiederum eingeschaltet wird.
Während dieser vorgegebenen Zeit des Zeitgeberstromkreises 512, d.h. der Periode 705, wenn das erste Schaltmittel 201 ausgeschaltet wird, wird eine Spannung vom zweiten Direktstromversorgungsgerät E2 zwischen die Elektrode 1 und dem Werkstück 2 angelegt, durch ein drittes Schaltmittel 501, welches schon eingeschaltet ist, die Diode 502 und den Reaktor 203. Da die zweite Direktstromversorgung E2 auf eine Spannung eingestellt ist, die gleich oder leicht kleiner ist als die elektrische Entladungsspannung 702, wird der Ausgangstrom wie in 707 in (d) angegeben, leicht reduziert. Dies wegen der leichten Variation des Stromes auf Grund der Reduktion der terminalen Spannung des Reaktors 203. Dies wird wiederholt, um zu bewirken, dass die Ausgangsspannung dem Wert der Steuerspannung S1, wie in (d) dargestellt, folgt.
Wenn der Stromsteuerwert S1 einen gewissen Wert erreicht, wie bei 703 in (c) dargestellt, vermindert sich der Ausgangsstrom schwach, wie durch 709 in (d) angegeben, erhöht sich jedoch schnell wie angegeben bei 710 in (d). Da die Zeit der Abnahme bei 709 die Einstellzeit des Zeitgeberstromkreises 512 gemäss 707 darstellt, fällt die Schaltfrequenz des ersten Schaltmittels 201 nicht unterhalb die Periodenzeit von 709, wenn 710 sich der Null nähert. Da der Strom, der durch 709 dargestellt ist, langsam abnimmt, werden die Welligkeiten des Ausgangsstromes klein.
Demzufolge kann durch Verbindung der zweiten Direktstromverbindung E2, währenddem das erste Schaltmittel 201 während einer gewissen Zeitdauer ausgeschaltet ist, ein Stromversorgungsapparat für eine elektrische Entladungsmaschine angeordnet werden, welche eine Ausgangswellenform aufweist, die niedere Welligkeiten besitzt.
Fig. 9 stellt ein Wellenformdiagramm und ein Zeitdiagramm dar, welche verwendet werden, um den Betrieb zu beschreiben, wenn ein Kurzschluss zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 während der Bildung einer Funkenentladung stattfindet. Wenn am Punkt 711 ein Kurzschluss stattfindet, wenn der elektrische Entladungsstrom wie in Fig. 8 dargestellt fliesst, fällt die Ausgangsspannung (b) unterhalb die Spannung des zweiten Direktversorgungsgerätes E2, wobei der Ausgangsstrom in (d) wie durch 712 angegeben, zunimmt.
Wenn dieser Strom, welcher ebenfalls den Strom des Reaktors 203 darstellt, gegen den Überstromnachweiswert 507 strebt und diesen erreicht, welcher durch 713 in (d) dargestellt ist, wird der Ausgang des zweiten Komparators 505, welcher den Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 505 mit dem Überstromsteuerwert 507 vergleicht, welcher von der Addition der Spannung einer Direktspannungsversorgung 506 zum Steuerstromwert S1 stammt, hochgeschaltet.
Demzufolge wird der Output Q des ersten Flip-Flop 508 tiefgeschaltet und das dritte Schaltmittel 501 wird ausgeschaltet durch den AND-Stromkreis 510. Es ist zu beachten, dass zu dieser Zeit das erste Schaltmittel 201 schon ausgeschaltet ist. Demzufolge wird der Ausgangsstrom durch die zweite Diode 202, den Reaktor 203 und das zweite Schaltmittel 201 geleitet und vermindert, wie in 714 angegeben. Wenn der Ausgangsstrom weiter abnimmt auf den Stromschaltwert S1, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 tief geschaltet in (i) auf einen Punkt 715, wobei das durch den Inverter 509 invertierte Signal den Flip-Flop 508 derart setzt, dass der Ausgang Q hochgeschaltet wird. Damit wird das dritte Schaltmittel 501 eingeschaltet, um den Ausgangsstrom zu erhöhen.
Demzufolge wird, wenn ein Kurzschluss zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 stattfindet, der Ausgangsstrom zwischen dem Stromsteuerwert S1 und dem Überstromsteuerwert 507 erhöht und vermindert, und nicht so schnell ansteigt wie der Kurzschlussstromkreis, wobei verhindert wird, dass die Elektrode 1 oder das Werkstück 2 durch einen hohen Stromwert beschädigt wird.
Wenn der Kurzschlusszustand aus irgendwelchen Gründen überwunden wird, kehrt die Ausgangsspannung auf den elektrischen Entladungsstrom beim Punkt 716 zurück, wie durch 717 in (b) angegeben. Demzufolge nimmt der Ausgangsstrom in (d) scharf ab, und wenn er bis zum Stromsteuerwert S1, welcher durch 718 angegeben ist, abnimmt, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 tiefgeschaltet und der erste Flip-Flop 508 wird durch den Inverter 509 gesetzt, wobei sein Ausgang Q hochgeschaltet wird, das dritte Schaltmittel 501 eingeschaltet wird und der Ausgangsstrom, wie durch 719 angegeben, schwach abnimmt. Der Zeitgeberstromkreis gibt ein 1 schwaches Signal ab, nachdem der Output des ersten Komparators 504 tiefgeschaltet ist und zu seinem normalen Betrieb zurückkehrt.
Fig. 10 zeigt eine Modifikation des Steuerstromkreises für die Gate-Ansteuerungsstromkreise 206, 215, 503, die in Fig. 4 dargestellt sind, und erläutert ein Verfahren der Zugabe der Direktspannung 506 des Stromkreises in Fig. 4 zum Stromsteuerwert S1 mittels des Additors 513, um den Überstromsteuerwert 507 zu finden. Diese Modifikation kann einen Betrieb durchführen, welcher mit demjenigen des Stromkreises 34 identisch ist.
Fig. 11 gibt ein Wellenformdiagramm wieder, worin die aktuellen Ausgangsströme gemessen wurden, wenn der Spitzenwert des Stromsteuerwertes S1, im Apparat, welche die zweite Ausführungsform darstellt, 35A ist. (a) zeigt die Änderungen der Steuerstromwerte S1, deren Spitzenwert 35A ist. (b) zeigt eine Wellenform zu der Zeit, wenn die Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 80V ist und die Spannung der zweiten Direktstromversorgung E2 0V ist, (c) zeigt eine Wellenform zum Zeitpunkt, wenn die Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 80V ist und die Spannung der zweiten Direktstromversorgung E2 15V ist und (d) zeigt eine Wellenform zum Zeitpunkt, wenn die Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 80V ist und die Spannung der zweiten Direktstromversorgung E2 30V ist.
Diese Diagramme zeigen an, dass, wenn Welligkeiten 604 von nahezu 16A vorhanden sind, wenn die Spannung der zweiten Direktstromversorgung 0 ist, d.h. bei einem konventionellen Apparat, wo die zweite Direktstromversorgung E2 abwesend war, die Welligkeiten extrem kleiner sind als in (c), wo die Welligkeiten 605 7A sind, wenn die Spannung der zweiten Direktstromversorgung E2 15V ist und, wie in (d), wo die Welligkeiten 606 2A sind, wenn die Spannung der zweiten Stromversorgung E2 30V ist.
In Fig. 12 sind ebenfalls Wellenformdiagramme dargestellt, worin die aktuellen Ausgangsströme gemessen werden, wenn der Spitzenwert des Stromsteuerwertes S1 10A ist, im Apparat, welcher die zweite Ausführungsform darstellt. (a) zeigt die Änderungen beim Steuerstromwert S1, dessen Spitzenwert CA ist. (b) zeigt eine Wellenform zum Zeitpunkt, wenn die erste Direktstromversorgung E1 eine Spannung von 80V abgibt und die zweite Direktstromversorgung E2 eine Spannung von 0V abgibt, (c) zeigt eine Wellenform zum Zeitpunkt, wenn die erste Direktstromversorgung E1 eine Spannung von 80V abgibt und die zweite Direktstromversorgung E2 eine Spannung von 15V abgibt und (d) zeigt eine Wellenform zum Zeitpunkt, wenn die erste Direktstromversorgung E1 eine Spannung von 80V abgibt und die zweite Direktstromversorgung E2 eine Spannung von 30V abgibt.
Diese Diagramme zeigen, dass dort Welligkeiten 604 von nahezu 10A vorhanden waren, wenn die Spannung der zweiten Stromversorgung E2 0 war, waren die Welligkeiten in extremer Weise kleiner als in (c), wo die Welligkeiten 605 5A sind, wenn die Spannung der zweiten Direktstromversorgung E2 15V ist und in (d), wo die Welligkeiten 606 nahezu schwinden, wenn die Spannung der zweiten Direktstromversorgung E2 von 30V annimmt.
Insbesondere in (b), wo der Ausgangsstromwert 0 ist, findet auf einer Führungskante 607 des Stromes die elektrische Funkenentladungsbearbeitung statt, mit einer solchen Wellenform, welche die gebildete elektrische Entladung stoppt, was die Stromwellenform des Steuerwertes (a) von seiner Ausgabe behindert. Mittlerweile, wenn die zweite Direktstromversorgung E2 30V ist, kann eine Stromwellenform gebildet werden, die ähnlich derjenigen des Steuerwertes ist, wie es in 608 angegeben ist und die Welligkeiten sind nahezu null, wie dies durch 606 gezeigt ist.
Während 30V für die zweite Direktstromversorgung E2 ausgewählt wurde, sind ein drittes Schaltmittel 501, die Diode 502, der Direktstromwiderstandswert des Reaktors 203 und die EIN-Spannung des zweiten Schaltmittels 211 vorhanden und demzufolge wird eine Spannung, welche einen Wert besitzt, die durch Subtraktion der genannten EIN-Spannung von den 30V der zweiten Direktstromversorgung E2 erhalten wurde, die resultierende Direktstromspannungsquelle sein, welche bewirkt, dass der Strom zur Spannung über der Elektrode und dem Werkstück 2 fliesst. D.h., dass das vorausgesagte Ziel erreicht werden kann, wenn die Spannung, welche auf dem Bearbeitungsspalt angelegt wird, durch die zweite Direktstromversorgung E2, etwa 1 bis 2V grösser ist als die elektrische Entladungsspannung.
Eine 14. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 13 bis 15 beschrieben. Fig. 13 ist das Hauptstromdiagramm, welches die dritte Ausführungsform betrifft, wobei E1 eine erste Direktstromversorgung angibt, 201 ein erstes Schaltmittel bedeutet, welches durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 206 ein-/ausgeschaltet wird. Der Reaktor 203 ist zwischen dem ersten Schaltmittel 201 und dem zweiten Schaltmittel 211 verbunden und die Elektrode 1 und das Werkstück 2 sind mit dem zweiten Schaltmittel 211 und der ersten Direktstromenergieversorgung E1 verbunden.
Die erste Diode 202 ist zwischen dem Verbindungspunkt des ersten Schaltmittels 201 und dem Reaktor 203 und der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden und die zweite Diode ist zwischen dem Verbindungspunkt der ersten Direktstromkraftversorgung E1 und dem ersten Schaltmittel 201 und dem Verbindungspunkt des Reaktors 203 und dem zweiten Schaltmittel 211 in einer Richtung verbunden, in welcher der Strom zur ersten Direktstromversorgung E1 fliesst.
Eine serielle Verbindung der dritten Diode 212 und der Direktstromversorgung 213 wird zwischen der Elektrodenseite des zweiten Schaltmittels 211 und der negativen Spannungsseite der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden. Der Stromdetektor 205 ist derart verbunden, um den in den Reaktor 203 fliessenden Strom nachzuweisen. Eine serielle Verbindung der zweiten Direktstromversorgung E2, die eine Spannung besitzt, die fähig ist, den Bearbeitungsspalt mit einer Spannung zu versorgen, die im Wesentlichen gleich oder kleiner ist als die elektrische Entladungsspannung, das dritte Schaltmittel 501 und die Diode 502 ist parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses dritte Schaltmittel 501 wird durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 503 ein-/ausgeschaltet.
Eine serielle Verbindung einer dritten Direktstromversorgung E2, die eine Spannung aufweist, die fähig ist, die Bearbeitungsspalte mit einer Spannung zu versorgen, welche höher ist als die elektrische Entladungsspannung und kleiner ist als die Spannung, welche durch die genannte erste Direktstromversorgung abgegeben wird, ein viertes Schaltmittel 514 und eine Diode 515 sind parallel mit der genannten ersten Diode 502 verbunden. Dieses vierte Schaltmittel 514 wird ein-/ausgeschaltet durch einen Gate-Ansteuerungsstromkreis 516.
Fig. 14 zeigt einen Steuerstromkreis, die Gate-Steuerungsstromkreise 503, 516, 206, 215 gemäss Fig. 13 wo der erste Komparator 504 den Stromsteuerwert S1 mit dem Steuernachweiswert I1 des Stromdetektors 205 vergleicht und ein Signal zum Terminal-lnput des Zeitgeberstromkreises 512 ausgibt. Der zweite Komparator 505 vergleicht den Überstromsteuerwert 507, der durch die serielle Verbindung der Direktstromsteuerspannung 506 mit dem Stromsteuerwert S1 abgegeben wird, mit dem Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 und gibt ein Signal an den Reset-Terminal R des ersten Flip-Flop 508 ab. Das Ausgangssignal des genannten ersten Komparators 504 wird durch den Inverter 509 invertiert und das Resultat der Inversion wird mit dem Set-Terminal S des ersten Flip-Flop 508 verbunden.
In der Zwischenzeit schaltet das elektrische Entladungssignal H1 des zweiten Schaltmittels 201 unter Kontrolle des Gate Betriebskreises 215 ein/aus. Die AND-Bedingung eines Stromverstärkungssignals H2, der Ausgang des Zeitgeberstromkreises 512 und des elektrischen Entladungssignals H1 wird durch einen AND-Stromkreis 509 ausgewertet, um das erste Schaltmittel 201 unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 206 ein-/auszuschalten. Die AND-Bedingung des Outputs eines OR-Kreises 507, welcher die OR-Bedingung des Stromverstärkungssignals H2 abgibt, und der Output des Zeitgeberstromkreises 512, das elektrische Entladungssignal H1 und der Output des ersten Flip-Flop 508 werden durch einen AND-Stromkreis 518 ausgewertet, um das vierte Schaltmittel 514 unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 516 ein-/auszuschalten.
Auch die AND-Bedingung des elektrischen Entladungssignals H1 und der Output des ersten Flip-Flop 508 werden durch den AND-Stromkreis 510 verwendet, um das dritte Schaltmittel 501, unter Kontrolle des Gate-Ansteuerungsstromkreises 503, ein/auszuschalten.
Die Zeit- und Wellenformdiagramme, die in Fig. 15 dargestellt sind, zeigen den Betrieb dieser dritten Ausführungsform. In Fig. 15 zeigt (a) das elektrische Entladungssignal H1, zeigt (b) die Ausgangsspannungswellenform, zeigt (c) die Wellenform des Stromsteuerwertes S1, der vom Steuergerät (nicht dargestellt) der elektrischen Entladungsmaschine ausgeht, zeigt (d) die Ausgangsstromwellenform, zeigt (e) den Ein-/Ausstatus des ersten Schaltmittels 201, zeigt (f) den Ein-/Ausstatus des dritten Schaltmittels 501, zeigt (g) den Stromdurchgangsstatus der Diode 202, zeigt (h) den Stromdurchgangsstatus der Diode 502, zeigt (i) den Ausgangsstatus des ersten Komparators 504, zeigt (j) das Ausgangsverstärkungssignal H2, zeigt (k) den Ausgangsstatus des Zeitgeberstromkreises 512, zeigt (m) den Ein-/Ausstatus des vierten Schaltmittels 514 und (o) zeigt den Stromdurchgangsstatus der Diode 515.
Wenn das elektrische Entladungssignal H1 beim Punkt 700 in Fig. 15 (a) eingeschaltet wird, wird das zweite Schaltmittel 211 durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 215 eingeschaltet. Der Strom zwischen Signal H2 wird ebenfalls am Punkt 700 eingeschaltet. Da das erste Schaltmittel 201 in Fig. 13 zu diesem Zeitpunkt ausgeschaltet ist, wie in (e) dargestellt, wird die Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 zwischen Elektrode 1 und dem Werkstück 2 als Nicht-Ladungsspannung angelegt, wie in (b) dargestellt. Die Spalte zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 wird mit dem dielektrischen Fluidum, wie \l oder Wasser gefüllt, und wird aussergewöhnlich präzise durch einen Servomechanismus, einen numerischen Steuerapparat usw. (nicht dargestellt) gesteuert.
Der elektrische Zusammenbruch erfolgt in dieser aussergewöhnlich kleinen Spalte, wobei eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 gebildet wird. Dies wird durch 701 in Fig. 15 (a) dargestellt und die Ausgangsspannung (b) dient als elektrische Entladungsspannung 702. Diese elektrische Entladungsspannung ist nahezu zwischen 25 bis 30 V konstant. Sobald die elektrische Ladung stattfindet, beginnt der Strom zwischen Elektrode 1 und Werkstück 2 zu fliessen. Der Strom, der durch 701 in (d) angegeben ist, fliesst durch die erste Direktstromversorgung E1, das erste Schaltmittel 201, den Reaktor 203 und das zweite Schaltmittel 211 und erhöht sich schnell, da die erste Direktstromversorgung E1 von ungefähr 80V höher ist als die elektrische Entladungsspannung 702.
Wenn der Ausgangsstrom, d.h. der Strom des Reaktors 203, den Stromsteuerwert S1 erreicht hat, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 auf einen Punkt 704, wie in (i) dargestellt, hochgeschaltet. Demzufolge wird die Ausgabe des Zeitgeberstromkreises 512, dargestellt in (k), tiefgeschaltet und das erste Schaltmittel 201 wird, wie in (e) dargestellt, ausgeschaltet. Wenn die Ausgabe des ersten Komparators 504 tiefgeschaltet ist, wird der Zeitgeberstromkreis 512 nur während vorbestimmter Zeitdauer, wie durch 705 in (k) dargestellt, tiefgeschaltet und wird dann hochgeschaltet, wobei das erste Schaltmittel 201 wiederum eingeschaltet wird.
Während dieser vorgegebenen Zeit des Zeitgeberstromkreises 512, d.h. dieser Periode 705, wenn das erste Schaltmittel 201 ausgeschaltet wird, ist das vierte Schaltmittel 514, das in Fig. 15 (n) dargestellt ist, schon eingeschaltet, wobei der Strom, welcher von der dritten Direktstromversorgung E3 zwischen Elektrode 1 und dem Werkstück 2 durch das dritte Schaltmittel 514, welches schon eingeschaltet wird, die Diode 515, den Reaktor 203 und das zweite Schaltmittel 211 fliesst. Da die dritte Direktstromversorgung E3 eine Spannung erhält, die um keine Werte höher ist als die elektrische Entladungsspannung 702, wird der Ausgangsstrom, wie durch 707 in (d) angegeben, leicht erhöht. Dies findet wegen der leichten Zunahme des Stromes statt, da die terminale Spannung des Reaktors 203 leicht höher ist.
Dies wird wiederholt, um zu verursachen, dass der Ausgangsstrom dem Stromsteuerwert S1, wie in (d) dargestellt, folgt.
Wenn das Stromverstärkungssignal H2 in (j) bei einem Punkt 720 in (c) von Fig. 15, wo der Stromsteuerwert S1, welcher anstieg, einen gewissen Wert erreicht, tiefgeschaltet wird, vermindert sich der Anfangsstrom langsam wie durch 709 angegeben, da das dritte Schaltmittel 501 eingeschaltet ist, da aber die dritte Direktstromversorgung E3 verbunden ist, während das vierte Schaltmittel 514 eingeschaltet ist, erhöht sich der Ausgangsstrom ebenfalls langsam, wie durch 721 angegeben. Da die Abschwächungszeit zu diesem Zeitpunkt gemäss 709 die Basiszeit des Zeitgeberstromkreises 512 darstellt, wie bei 707, und der Strom schwach erhöht wird, wobei die Schaltfrequenz etwa zweimal so gross ist, wie die Periode bei 709. Die Welligkeit des Ausgangsstroms ist schmal und die Schaltfrequenz ist tief.
Demzufolge kann ein Stromversorgungsapparat für eine elektrische Entladungsmaschine angeordnet werden, welche eine Ausgangsstromwellenform aufweist, welche eine schwache Welligkeit besitzt, wenn der Induktivitätswert des Reaktors 203 klein ist. Insbesondere wenn das Stromverstärkungssignal H2 eingeschaltet wird, um den Stromsteuerwert zu erhöhen, wird durch die dritte Direktstromversorgung E3 ein Strom ausgegeben, um die Stromerhöhung beizubehalten, wenn das erste Schaltmittel 201 ausgeschaltet wird, wobei ein Stromversorgungsapparat für eine elektrische Entladungsmaschine gebildet wird, die eine Ausgangswellenform besitzt, die eine schwache Welligkeit aufweist.
Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 16 bis 18 beschrieben. Fig. 16 ist ein Hauptstromdiagramm, welches die vierte Ausführungsform betrifft, wobei E1 eine erste Direktstromversorgung bedeutet, 201 ein erstes Schaltmittel darstellt, welches ein-/ausgeschaltet wird durch den Gate-Versorgungsstromkreis 206. Der Reaktor 203 ist zwischen dem ersten Schaltmittel 201 und dem zweiten Schaltmittel 211 verbunden und die Elektrode 1 und das Werkstück 2 sind mit einem zweiten Schaltmittel 211 und der ersten Direktstromversorgung verbunden.
Die erste Diode 202 ist mit dem Verbindungspunkt eines ersten Schaltmittels 201 und dem Reaktor 203 und der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden und die zweite Diode 204 ist zwischen dem Verbindungspunkt der ersten Direktstromversorgung E1 und dem ersten Schaltmittel 201 und dem Verbindungspunkt des Reaktors 203 und dem zweiten Schaltmittel 211 in einer Richtung verbunden, worin der Strom zur ersten Direktstromversorgung E1 fliesst.
Eine serielle Verbindung der ersten Diode 212 und der Direktstromversorgung wird zwischen der Elektrode 1 auf der Seite des zweiten Schaltmittels 211 und der Seite mit negativer Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden. Der Stromdetektor 205 wird verbunden, um den Strom nachzuweisen, welcher in den Reaktor 203 fliesst. Eine serielle Verbindung einer zweiten Direktstromversorgung E1, welche eine Spannung aufweist, welche fähig ist, den Bearbeitungsspalt mit einer Spannung zu versorgen, die im Wesentlichen gleich oder kleiner ist als die elektrische Entladungsspannung, wird mit dem dritten Schaltmittel 501 und der Diode 502 parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses dritte Schaltmittel 501 wird durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 503 ein-/ausgeschaltet.
Eine serielle Verbindung einer variablen vierten Direktstromversorgung E1, eines fünften Schaltmittels 521 und einer Diode 522 wird parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses fünfte Schaltmittel 521 wird durch einen Gate-Ansteuerungsstromkreis 520 ein-/ausgeschaltet.
Fig. 17 zeigt einen Steuerstromkreis der Gate-Ansteuerungsstromkreise 503, 520, 206, 215, dargestellt in Fig. 16, wobei der erste Komparator 504 den Steuerstromwert S1 und den Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 vergleicht und ein Signal auf den Eingangsterminal des Zeitgeberstromkreises 512 ausgibt. Der zweite Komparator 505 vergleicht den Überstromsteuerwert 507, welcher durch die Verbindung der Direktspannung 506 in Serie mit dem Stromsteuerwert S1 erhalten wird, mit dem Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 und gibt ein Signal ab, um den Terminal R des ersten Flip-Flop 508 zurückzustellen. Das Ausgangssignal des ersten Komparators 504 wird durch einen Inverter 509 invertiert und das Resultat der Inversion wird zur Einstellung des Terminals S des ersten Flip-Flop 508 verwendet.
In der Zwischenzeit schaltet das elektrische Entladungssignal H1 das zweite Schaltmittel 211 EIN/AUS unter der Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 215. Die AND-Bedingung eines Nichtladungsspannungssignales H3 und des elektrischen Entladungssignales H1 wird durch einen AND-Stromkreis 514 verwendet, um das erste Schaltmittel 201 ein-/auszuschalten unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 206. Die AND-Bedingung der Ausgabe des Zeitgeberstromkreises 512, das elektrische Entladungssignal H1 und die Ausgabe des ersten Flip-Flop 508 werden durch einen AND-Stromkreis 523 verarbeitet, um das fünfte Schaltmittel 521 ein-/auszuschalten, unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 520.
Ebenso wird die AND-Bedingung des elektrischen Entladungssignales H1 und der Ausgabe des ersten Flip-Flop 508 durch den AND-Stromkreis 510 verwendet, um das dritte Schaltmittel 501 unter Kontrolle des Gate-Betriebsstromkreises 503 ein-/auszuschalten.
Zeittabellen und Wellenformdiagramme, die in der Fig. 18 gezeigt sind, zeigen den Betrieb dieser vierten Ausführungsform. In der Fig. 18 zeigt (a) das elektrische Entladesignal H1, (b) die Wellenform der Ausgangsspannung, (c) die Wellenform des Stromführungswertes S1, ausgegeben von einem Steuergerät (nicht gezeigt) der Funkenerosionsmaschine, (d) die Wellenform des Ausgangsstromes, (e) zeigt den Ein-/Ausstatus der ersten Schalteinrichtung 201, (f) zeigt den Ein-/Ausstatus der dritten Schalteinrichtung 501, (g) zeigt den Stromdurchgangsstatus der Diode 202, (h) den Stromdurchgangsstatus der Diode 502, (i) den Ausgangsstatus des ersten Komparators 504, (j) zeigt das unbelastete Spannungssignal H3, (k) zeigt den Ausgangsstatus des Zeitkreises 512, (n) zeigt den Ein-/Ausstatus der fünften Schalteinrichtung 521 und (o) den Stromdurchgangsstatus der Diode 522.
Wenn das elektrische Entladesignal H1 bei einem Punkt 700 in der Fig. 18 (a) eingeschaltet wird, dann wird die zweite Schalteinrichtung 211 durch den Tortreiberstromkreis 215 eingeschaltet. Das nicht belastete Spannungssignal H3 wird ebenfalls beim Punkt 700 eingeschaltet. Seitdem die erste Schalteinrichtung 201 in der Fig. 16 zu diesem Zeitpunkt, wie in (e) gezeigt, eingeschaltet ist, ist die Spannung der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit E1 zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 als eine unbelastete Spannung angelegt, wie in (b) gezeigt. Der Stromführungswert S1 in der vorliegenden Ausführung kann eine Wellenform aufweisen, welche nur den Spitzenwert des elektrischen Entladestromes gemäss (c) betätigt.
Der Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 ist mit der dielektrischen Flüssigkeit, wie \l oder Wasser, gefüllt, und ist durch einen Servomechanismus durch ein numerisch gesteuertes Gerät etc. (nicht gezeigt) extrem präzise gesteuert. Wenn ein dielektrischer Durchschlag am extrem kleinen Spalt auftrifft, wird eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 erzeugt. Dies ist in der Fig. 18 durch das Bezugszeichen 701 angegeben, wobei die Ausgangsspannung (b) als die elektrische Entladespannung 702 agiert. Diese elektrische Entladespannung ist zwischen 25 und 30 Volt annähernd konstant. Sobald die elektrische Entladung auftritt, beginnt der Strom zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 zu fliessen und das nicht belastete Spannungssignal H3 wird, wie in (j) gezeigt, tief geschaltet.
Dadurch wird die erste Schalteinrichtung 201, wie in (e) gezeigt, ausgeschaltet.
Da der Ausgangsstrom, wie durch das Bezugszeichen 722 in (d) angegeben, durch die vierte Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 fliesst, liegen die fünfte Schalteinrichtung 521, die Drossel 203 und die zweite Schalteinrichtung 211 sowie die vierte Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 an der voreingestellten Spannung (ungefähr 25 bis 100 Volt), wobei der Ausgangsstrom an der Anstiegsflanke des Ausgangsstromes, die durch das Bezugszeichen 722 (d) angegeben ist, zunimmt, was durch eine Differenzialspannung zwischen der Spannung der vierten Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 und der Spannung über der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 sowie dem Induktionswert der Drossel 203 bestimmt wird.
Beim Bezugszeichen 723 in (d), welches angibt, dass die Spannung der vierten Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 zugenommen hat, bewirkt das Ändern der Spannung der vierten Gleichstromenergieversorgungseinheit E4, eine gewünschte Neigung der Anstiegsflanke des Ausgangsstromes. Da die Anstiegsflanke des Ausgangsstromes keine Welligkeit hat, braucht ein glatter Niedrigpegelausgangsstrom nicht auf Null gesetzt zu werden, um stabile Funkenerosionsverhältnisse zu gewährleisten.
Später, wenn der Ausgangsstrom, beispielsweise der Strom in der Drosselspule 203, den Wert der Stromführungsgrösse S1 erreicht hat, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 bei einem Punkt 724, wie in (i) gezeigt, hoch geschaltet. Dementsprechend wird der Ausgang des Zeitkreises 512, gezeigt in (k), tief geschaltet und die fünfte Schalteinrichtung 521 wird, wie in (n) gezeigt, ausgeschaltet. Wenn der Ausgang des ersten Komparators 504 tief geschaltet wird, wird der Ausgang des Zeitkreises 512 nur für eine voreingestellte Zeitdauer, wie dies durch 705 in (k) angegeben ist, tief geschaltet.
Während dieser voreingestellten Zeit des Zeitkreises 512, beispielsweise dem Zeitintervall 705, wenn die fünfte Schalteinrichtung 521 ausgeschaltet ist, die dritte Schalteinrichtung 501 gemäss (f) schon eingeschaltet ist, wird der Strom von der zweiten Gleichstromenergieversorgungseinheit durch die dritte Schalteinrichtung 501, die Diode 502 und die Drosselspule 203 an den Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 geliefert. Da die Spannung der zweiten Gleichstromenergieversorgungseinheit E2 leicht tiefer als die elektrische Entladespannung 702 eingestellt wird, nimmt der Ausgangsstrom, wie durch 727 in (d) gezeigt, langsam ab. Dann wird der Ausgang des Zeitkreises 512 beim Punkt 726 hoch geschaltet, wobei die fünfte Schalteinrichtung 521 zum Erhöhen des Stromes ebenfalls eingeschaltet wird.
Dies wird wiederholt, um den Ausgangsstrom zu veranlassen, dem Stromführungswert S1, wie in (d) gezeigt, zu folgen.
Gemäss dieser vierten Ausführungsform nimmt der Ausgangsstrom mit einer gewissen Neigung, wie durch 722 und 723 zu, wobei während der Zunahme des Stromes keine Welligkeit erzeugt wird, und die fünfte Schalteinrichtung 521 während dieser Zeitdauer eingeschaltet bleibt, weil kein Schalten erforderlich ist. Nachdem der Wert der Führungsgrösse erreicht worden ist, nimmt der Ausgangsstrom, wie durch 727 angegeben, langsam ab, wobei die Abnahmezeit, die durch 727 gekennzeichnet ist, der gesetzten Zeit des Zeitkreises 512, gekennzeichnet durch 705, entspricht und wobei die Schaltfrequenz ungefähr der Zeitdauer von 705 entspricht und die Wenigkeit des Ausgangsstromes klein und die Schaltfrequenz tief ist.
Dadurch kann ein Energieversorgungsgerät für eine Funkenerosionsmaschine festgelegt werden, welches eine Ausgangsstromwellenform mit wenigen Wellen liefert, wenn der Induktionswert der Drosselspule 203 klein ist.
Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 19 bis 21 beschrieben. Die Fig. 19 ist ein Schaltplan eines Hauptstromkreises, der die fünfte Ausführungsform betrifft, wobei eine Serieschaltung von einer fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5, einer sechsten Schalteinrichtung 526 und einem Widerstand 529 zum Bearbeitungsspalt, gebildet durch die Elektrode 1 und das Werkstück 2 gemäss der zweiten Ausführungsform, parallel geschaltet ist. Die zweite Schalteinrichtung 211 umfasst eine Diode 527, um einen inversen Stromfluss zu verhüten. Die fünfte Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 sollte eine Spannung haben, die befähigt ist, den Bearbeitungsspalt mit einer höheren Spannung als derjenigen der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit zu beliefern.
Es sei vermerkt, dass das Bezugszeichen 525 einen Gate-Antriebsstromkreis für die Schalteinrichtung 526 kennzeichnet.
Die Fig. 20 zeigt einen Steuerstromkreis, der Gatetreiberstromkreise 503, 206, 215 und 525, die in der Fig. 19 gezeigt sind, umfasst, wobei der UND-Zustand eines Hochspannungsimpulssignales H4 und des elektrischen Entladesignales H1 durch ein UND-Gate 528 ausgelesen wird, um die sechste Steuereinrichtung 526 unter der Kontrolle des Gatetreiberstromkreises 525 im Steuerstromkreis, der in der Fig. 4 mit der zweiten Ausführungsform gezeigt ist, ein- und auszuschalten. Es sei vermerkt, dass die übrige Anordnung identisch mit derjenigen des Steuerstromkreises, die in der Fig. 4 mit der zweiten Ausführungsform gezeigt ist, und hier nicht beschrieben wird.
Die Zeittabellen und Wellenformdiagramme, die in der Fig. 21 gezeigt sind, zeigen den Betrieb dieser fünften Ausführungsform. In der Fig. 21 zeigt (a) das elektrische Entladesignal H1, (b) die Ausgangsspannung, (d) den Ausgangsstrom, (e) den Ein-/Ausstatus der ersten Schalteinrichtung 201, (f) das Hochspannungsimpulssignal und (g) den Ein-/Ausstatus der sechsten Schalteinrichtung 526. Wenn das elektrische Entladesignal H1 zu einem Zeitpunkt 700 in der Fig. 21 (a) eingeschaltet wird, wird die Schalteinrichtung 211 durch den Gatetreiberstromkreis 215 eingeschaltet.
Da die Schalteinrichtung 201 in der Fig. 19 zu diesem Zeitpunkt, wie in (e) gezeigt, eingeschaltet ist, wird die Spannung der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit E1 an den Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2, wie durch das Bezugszeichen 728 in (b) gekennzeichnet, als unbelastete Spannung angelegt.
Der Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 ist mit einer dielektrischen Flüssigkeit, wie \l oder Wasser, gefüllt und ist durch einen Servomechanismus durch ein nummerisch gesteuertes Gerät etc. (nicht gezeigt) sehr präzise gesteuert. Wenn ein dielektrischer Durchbruch bei diesem sehr kleinen Spalt auftritt, wird eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 erzeugt. Selten setzt die elektrische Entladung nicht ohne weiteres ein, was in einem unstabilen Funkenerosionszustand resultiert.
Um dies zu verhindern, wenn die elektrische Entladung nicht innerhalb der Zeit 729, nachdem das elektrische Entladesignal H1 eingeschaltet worden ist, auftritt, wird mit dem Hochspannungsimpulssignal H4, wie in (f) zu einem Zeitpunkt 730 vorgesehen, die sechste Schalteinrichtung 526 in (g) eingeschaltet und dabei die Spannung der fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 ausgegeben. Diese Spannung ist durch das Bezugszeichen 731 in (b) gekennzeichnet. Die Spannung der fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 liegt zwischen 100 und 300 Volt.
Wenn die elektrische Ladung erzeugt wird, wird der Hochspannungsimpuls H4 zu einem Zeitpunkt 701 tief geschaltet, um die sechste Schalteinrichtung 526 auszuschalten, wobei die Spannung der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit E1 durch die erste Schalteinrichtung 201, welche bereits eingeschaltet ist, zwischen die Elektrode 1 und das Werkstück 2 geschaltet wird, und der Ausgangsstrom zunimmt. Im Moment, wo diese elektrische Entladung auftritt, fliesst ein Strom im Widerstand 529, aber der Widerstand 529 verbraucht praktisch keine Leistung, weil die sechste Schalteinrichtung 526 sofort ausschaltet. Da die Spannung von 150 bis 350 Volt dieser Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 höher ist als diejenige der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit von 80 Volt, erfolgt die elektrische Entladung zuverlässig.
Es sei vermerkt, dass die anderen Operationen identisch zu denjenigen in der zweiten Ausführungsform sind und demzufolge hier nicht mehr beschrieben sind.
Während die vorliegende fünfte Ausführungsform, unter Verwendung des Gerätes, worin die Serieschaltung der fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 der sechsten Schalteinrichtung 526 und des Widerstandes 529 mit dem Bearbeitungsspalt, gebildet durch die Elektrode 1 und durch das Werkstück 2 in der zweiten Ausführungsform parallel geschaltet ist, beschrieben worden ist, könnte die Serieschaltung der fünften Gleichstromenergieversorgung E5 der sechsten Schalteinrichtung 526 und des Widerstandes 529 ebenfalls mit dem Bearbeitungsspalt, gebildet durch die Elektrode 1 und das Werkstück 2, der dritten oder vierten Ausführungsform parallel geschaltet werden, um die gleichen Wirkungen zu erzielen.
In diesem Fall ist es unnötig zu erwähnen, dass die fünfte Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 eine Spannung aufweist, die höher ist als diejenige der anderen Gleichstromenergieversorgungseinheiten E1, E2, E3, E4.
Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 22 beschrieben. Fig. 22 ist ein Schema des Hauptstromkreises, welches sich auf die sechste Ausführungsform bezieht, wobei die zweite Gleichstromenergieversorgungseinheit E2, eine sechste Gleichstromenergieversorgungseinheit E6, eine siebente Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 und eine achte Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 in Serie geschaltet sind, wobei ein Ende der Serieschaltung der dritten Schalteinrichtung 501 und der Diode 502 mit dem Verbindungspunkt der zweiten Gleichstromenergieversorgungseinheit E2 und der sechsten Gleichstromenergieversorgungseinheit E6 verbunden ist und der andere Punkt dieser Serieschaltung mit dem Verbindungspunkt der Drosselspule 203 und der Diode 202 verbunden ist.
Ein Ende der Serieschaltung der vierten Schalteinrichtung 514 und der Diode 515 ist mit dem Verbindungspunkt der sechsten Gleichstromenergieversorgungseinheit E6 und der siebenten Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 verbunden und das andere Ende dieser Serieschaltung ist an den Verbindungspunkt der Drosselspule 203 und der Diode 202 geschaltet. Ein Ende der ersten Schalteinrichtung 201 ist an den Verbindungspunkt der siebenten Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 und der achten Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 geschaltet und das andere Ende dieser Serieschaltung ist mit dem Verbindungspunkt der Drosselspule 203 und der Diode 202 verbunden.
Im Weiteren ist ein Ende der Serieschaltung der sechsten Schalteinrichtung 526 und des Widerstandes 529 mit einem Ende der achten Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 verbunden und das andere Ende der Serieschaltung ist an die Elektrode 1 (oder an das Werkstück 2) geschaltet. Es sei bemerkt, dass das Bezugszeichen 527 in der Fig. 22 eine Diode bezeichnet.
Entsprechend der zweiten, der dritten und der vierten Ausführungsform, wo für die Beziehung der Spannungen der ersten, zweiten, dritten und fünften Gleichstromenergieversorgungseinheiten E1, E2, E3, E5 zu der elektrischen Entladespannung gilt: E5 > E1 > E3 >/= elektrische Entladespannung >/= E2, kann die Spannung der sechsten Gleichstromenergieversorgungsseinheit E6 definiert werden als E3-E2, diejenige der siebenten Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 als E1-E6-E2 und diejenige der achten Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 als E5-E7-E6-E2=E5-E1. Insbesondere sind die Gleichspannungen von E2, E6, E7 und E8 ungefähr 20 bis 30 Volt bzw. 5 bis 15 Volt bzw. 40 bis 60 Volt und bzw. 70 bis 230 Volt, wobei die verwendeten Gleichstromenergieversorgungseinheiten kleine Spannungen haben und wirksam verwendet werden können.
Wenn gewünscht wird, den Betrieb der zweiten Ausführungsform mit der vorliegenden Ausführung durchzuführen, können die vierte Schalteinrichtung 514 und die sechste Schalteinrichtung 526 ausgeschaltet und die erste Schalteinrichtung 201 und die dritte Schalteinrichtung 501, wie in der zweiten Ausführungsform, gesteuert ein- und ausgeschaltet werden. Wenn gewünscht wird, den Betrieb der dritten Ausführungsform auszuführen, kann die sechste Schalteinrichtung 526 ausgeschaltet werden und die erste Schalteinrichtung 201, die dritte Schalteinrichtung 501 und die vierte Schalteinrichtung 514 können, wie in der dritten Ausführungsform, gesteuert ein- und ausgeschaltet werden.
Im Weiteren, wenn gewünscht wird, den Betrieb der fünften Ausführung auszuführen, kann die vierte Schalteinrichtung 514 ausgeschaltet werden und die erste Schalteinrichtung 201, die dritte Schalteinrichtung 501 und die sechste Schalteinrichtung 526 können, wie in der fünften Ausführungsform, gesteuert ein- und ausgeschaltet werden. Da die Details dieser Betriebsverhältnisse in der bereits gegebenen Betriebserklärung leicht zu verstehen sind, werden sie hier nicht beschrieben.
Eine siebente Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 23 beschrieben. Die Fig. 23 ist ein Schema eines Hauptstromkreises, welches sich auf die siebente Ausführungsform bezieht, wobei diese Ausführungsform eine Kombination der dritten Ausführungsform und der fünften Ausführungsform ist. Der Seriestromkreis ist nämlich der dritten Gleichstromenergieversorgungseinheit E3, der vierten Schalteinrichtung 514 und der Diode 515 in der dritten Ausführungsform parallel geschaltet mit der ersten Diode 202 in der fünften Ausführungsform. Ihre Funktionsweise ist in der bereits gegebenen Betriebserklärung leicht zu verstehen und demzufolge hier nicht beschrieben.
Die verwendeten Transistoren sowie die Schalteinrichtungen in der zweiten bis zur siebten Ausführungsform können irgendwelche Einrichtungen sein, die elektrisch ein- und ausgeschaltet werden können, und können durch solche Schalteinrichtungen wie MOSFETs, IGBTs und SITs ersetzt werden, wobei die Wirkungen erhalten bleiben.
Die Komparatoren, Zeitstromkreise, Flip-Flops, Führungsgrössen, UND-Gates und Inverter, die in den Steuerstromkreisen der achten bis sechsten Ausführungsform auf analoger Basis angeordnet sind, können durch digitale Signalprozessoren, Mikroprozessoren etc., welche auf einer digitalen Basis arbeiten, ersetzt werden, wobei auch hier die Wirkungen erhalten bleiben.
Es ist ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung, wie vorgängig beschrieben, ein Energieversorgungsgerät hervorbringt, welches eine hohe Leistungsfähigkeit aufweist, welches einen gewünschten elektrischen Entladestrom erzeugt, welches eine hohe Ansprechgeschwindigkeit aufweist und welches extrem wenig Stromwelligkeiten vorsieht. Mit der vorliegenden Erfindung wird ein kompaktes kostengünstiges Energieversorgungsgerät zur Verfügung gestellt, welches eine stabile Bearbeitung gewährleistet.
Es wird ausdrücklich auf den gesamten Inhalt der ausländischen Patentanmeldungen Bezug genommen, für welche die Priorität der vorliegenden Anmeldung beansprucht worden ist.
Obschon die vorliegende Erfindung durch bevorzugte Ausführungsformen mit einem gewissen Grad von Besonderheiten erläutert worden ist, sollen die bevorzugten Ausführungsformen lediglich als Beispiele verstanden werden. Es können zahlreiche Modifikationen von Einzelheiten und Kombinationen von Komponenten vorgenommen werden, ohne dass vom Geist und Ausmass der vorliegenden Erfindung gemäss der Definition im Anspruchsteil abgewichen wird.
The present invention relates to an energy supply device for supplying power to a spark erosion machine for applying a pulsed electrical power to a machining gap between an electrode and a workpiece.
A spark erosion machine supplies a machining gap with a constant discharge pulse (current pulse) in order to melt a workpiece and to remove the molten material from there and to machine the workpiece by means of the energy discharge. In general, the following four conventional power supply circuitry are used to supply the constant current pulses.
A known circuit arrangement for a first power supply device is shown in FIG. 24 shown. This arrangement is described in, for example, Japanese Patent Publication No. SHO62-27 928 as "pulse generator for use with spark erosion machining tool".
In Fig. 24, reference numeral 1 denotes an electrode, 2 a workpiece, 3 a control circuit for a switching device, 4 a switching device, 5 a power supply for supplying a machining current, 6 a diode for causing a residual current to flow, 7 a current detection resistor, 8a and 8b a leakage inductance of the wiring, 9 a comparator, 10 a cladding signal generator and 18 a servo device for performing the servo control of the electrode 1.
The function of this circuit will now be described. Before spark erosion takes place, the switching device 4 becomes conductive and a machining voltage is applied to the machining gap between the electrode 1 and the workpiece 2 by the power supply 5. After the start of the discharge, a pulse command 16 corresponding to a machining current waveform that is supplied to the machining gap is issued by a control device (in FIG. 24 not shown) to the envelope signal generator 10. The pulse command 16 is output by the envelope signal generator 10 as envelope signals 13 and 14. 55 shows the shapes of the envelope signals 13 and 14.
In the comparator 9, the current flowing in the machining gap is detected by the current detection resistor 7 in order to obtain an existing machining current value 15, the enveloping signals 13 and 14 being compared with the existing machining current value 15 and a control signal 12 being output to the control circuit 3. The control circuit 3 turns the switching element 4 on / off under the control of the control signal 12 to control the machining current within a predetermined value. When the present machining current value 15 exceeds the cladding signal 13, the switching device 4 is switched off. Conversely, when the present machining current value 15 falls below the enveloping signal 14, the switching device 4 is turned on. The machining stream is controlled in the above procedure.
In this method, the slew rate of the machining current waveform is determined by the current detection resistor 7 and the size of the inductors 8a, 8b of a machining current supply, i. H. the resistance and inductors are used as loads to perform the switching control.
A second conventional circuit arrangement for a power supply device is shown in FIG. 28, which is disclosed, for example, in Japanese Utility Model Publication SHO57-33 949 as "pulse generation circuit controlled to be formed by intermittent electric discharge". This power supply device has been improved for the rising and falling speeds of the machining current compared to the first power supply device to ensure faster operation. In Fig. 28 form an auxiliary power supply 28, a first switching device 4, a current detector 24, a reactor 22 and a diode 23 form a first auxiliary circuit.
A power supply 5, the auxiliary power supply 28, the first switching device 4, the current detector 24, the reactor 22, an electrode 1, a workpiece 2 and a second switching device form a main circuit.
The operation of this circuit will now be described. In the first auxiliary circuit, the switching device 4 is driven by a control circuit 27 by controlling the detection signal of the current detector 24. The control circuit 24 carries out the switching control of the switching device 4 so that the current flowing in the current detector 24 is constant. In this case, the reactor 22 inserted into the circuit enables the current flowing in the first auxiliary circuit to be kept constant.
This second power supply device is equipped with a second circuit device 20 which is used exclusively to switch the discharge pulse on / off. When the discharge pulse is turned off, a current flows in the first auxiliary circuit on a stationary basis within a predetermined range, and as soon as the discharge begins, the machining current is supplied from the first auxiliary circuit. This enables the current to rise extremely quickly. The current flows during the discharge in the main circuit, which consists of the power supply 5, the auxiliary power supply 28, the first switching device 4, the current detector 24, the reactor 22, the electrode 1, the workpiece 2 and the second switching device 20.
When the discharge has ended, the current which has flowed in the reactor 22 of the main circuit flows to the second diode 23 in the auxiliary circuit, the current of the processing gap being quickly interrupted.
A first diode 25 is provided to increase the efficiency of the power supply by forming a second auxiliary circuit and causing the current flowing in the reactor 22 to flow back to the power supply 5 when the first switching device 4 and the second switching device 20 both be turned off. The second auxiliary circuit is formed by the first diode 25, the current detector 24, the reactor 22, the second diode 23 and the main power supply 5. FIG. 59 shows a machining current waveform generated by the second power supply device.
There is a third conventional circuit arrangement for a power supply device, which is shown in FIG. 30 and shown in, for example, Japanese Patent Laid-Open Publication No. HEI2-34 732 as "EDM machine power control method" is disclosed. In Fig. 60 denotes 30a to 30e driver devices which cause the switching devices 32a to 32e to conduct and form a logic circuit 35. 33a to 33e represent limiting resistors which control a machining current and which have individually different values. A detector 36 for detecting the start of the discharge is arranged between an electrode 1 and a workpiece 2. This detector 36 transmits a discharge detection signal 37 to the logic circuit 35.
The logic circuit 35 selects the switching device 32a to 32e to be driven under the control of the output signal of an oscillator 34 and the discharge detection signal 37.
The operation of this circuit will now be described. A power supply 5 is provided in the circuit, for supplying a current and a parallel connection of circuits, which comprises each series connection of the switching devices 32a to 32e and the current-limiting resistors 33a to 33e, is connected in series with the power supply 5. The resistance values of the current-limiting resistors 33a to 33e, which are different from each other, are designed to be a power of two, i. H. one, two, four times, etc. If a rectangular source with a constant current value and a duration tp, as in Fig. 31, some of the switching devices 32 are turned on by their corresponding driver circuits 30 and cause a current to flow through the corresponding current limiting resistors 33.
At the start of the discharge, a machining current is supplied to the machining gap through selected resistors 33. A differential voltage between the output voltage of the main power supply 5 and the discharge voltage, which is generated at the machining gap between the electrode 1 and the workpiece 2, is supplied to each current-limiting resistor and the current flowing in the current-limiting resistor is determined. Since the discharge voltage generally has a constant value, the machining current is determined exclusively by the selection of the current-limiting resistors.
Furthermore, as shown in Fig. 32, the slew rate of a current waveform can be controlled. By continuously switching the switching devices 32 on and off after the discharge current has reached up to 48 in FIG. 62 point has risen, the current can be increased further, but it can only be increased with a further reduced inclination. Such deliberate control of the discharge current waveform is often performed to obtain finer control over the machining process.
A circuit arrangement for a fourth conventional power supply device is shown in Fig. 33 which device is shown, for example, in US Pat. 4,306,135. In this drawing, reference numeral 49 denotes a fixed current limiting resistor 50, a semiconductor amplifier, such as. B. an FET, 51 a switching device for switching the semiconductor amplifier 15 on and off in order to switch a discharge pulse on and off; 52 represents a digital signal specifying the current waveform of the discharge pulse, 53 a digital-to-analog converter which converts the digital signal to an analog signal, 54 an amplifier for driving the amplifier 50 and 55 a limiting resistor for the amplifier 54.
The operation of this circuit will now be described. For the on-off synchronization of the discharge pulse, an output signal is generated by the oscillator 21 in order to drive the switching device 51. The current that is supplied to the machining gap between the electrode and the workpiece 2 after the discharge occurs is determined by the resistance values of the fixed resistor 49 and the semiconductor amplifier 50. If, for example, an FET is used as the semiconductor amplifier 50, it can be operated as a variable resistor.
The characteristic of the FET is shown in Fig. 34 shown. If VGS is arbitrarily determined, ID is kept constant if VDS varies slightly. The FET is characteristic of the machining current being controlled to be kept constant regardless of a small variation in the power supply voltage 5. For this reason, the current is stable during discharge and it is unlikely that a so-called pulse interruption, i.e. H. a discharge that stops halfway in the pulse occurs, whereby extremely stable machining can be produced.
Changing a signal to the gate G of the FET 50 within a single pulse enables any waveform and provides a setpoint G with a constant current characteristic, which guarantees especially stable processing.
The conventional electrical discharge machining power supply constructed as described above has the following disadvantages.
Since the "pulse generator used with the spark erosion tool" disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. SHO62-27 928, if an attempt is made to substantially control the machining current value within the specified range in switching control, the machining current waveform 47 has a ripple as shown in FIG. 25 shown. This ripple is generally a few amps wide. Examples of machining current pulses that are generated under various conditions are shown in FIGS. 26 and 27. FIG. 26 shows a wide machining current value setting, i. H. a current setting for a so-called roughing.
In a current waveform 47b according to this example, the width of the ripple (which approximately corresponds to the distance between the setpoints 13 and 14) is small relative to a peak value 13 of the machining current setpoint and therefore does not cause any particular errors in the machining. However, if the current peak setpoint is reduced as shown in Fig. 17, the lower limit value 14 of the target value is no longer significant and the originally rectangular waveform becomes triangular, as indicated by 17c. As a result, the pulse cannot be sustained for a desired period of time and becomes discontinuous. This waveform cannot produce the desired machining result.
Because of the ripple in the current waveform, the current waveform to be controlled by switching control is unsuitable for controlling a micro current waveform as in the finishing, and cannot achieve the desired processing.
Also, the "pulse generation circuit controlled for design by discontinuous electrical discharges" disclosed in Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949 is designed to overcome to some extent the disadvantages of the technique disclosed in Japanese Laid-Open Patent Publication SHO62-27 928. The reactor 22, which is in the circuit of FIG. 28, keeps the current constant more easily, and the width of the ripple of the current waveform can be considerably smaller than that according to the technique of the circuit in FIG. 54th In general, the insertion of a reactor enables the stream to be kept constant more easily, but has the disadvantage that rising and falling speeds cannot be provided.
In the circuit according to Fig. 28, however, the first auxiliary circuit is used to secure the peak current value in advance, and after the start of the discharge pulse, the second switching device 20 is used to cause the discharge circuit to conduct or not conduct, improving the rate of rise and fall. The auxiliary power supply 28 is used for this purpose.
This auxiliary power supply 28 has a considerably larger output capacity than the power supply 5, which serves as the main power supply, since it can have a smaller output voltage, but its output current must be substantially equal to the machining current. Another disadvantage of this technique is the difficulty in providing the circuit at low cost.
Furthermore, the technology, which is disclosed in Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949, a disadvantage that, unlike the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. SHO62-27 928, is difficult to provide any discharge pulse waveform along with the control of its rise and fall speeds and only the square wave as shown in Fig. 29 can be provided. Also, the "EDM power control method" in Japanese Patent Laid-Open No. HEI2-34 732 disclosed technology built to overcome the disadvantages in the technology, according to Japanese Patent Laid-Open Publication No. SHO62-27 928 and Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949 to avoid.
Japanese Patent Laid-Open Publication No. The technique disclosed in HEI2-34 732 uses the constant voltage power supply and the resistor inserted therein to control the machining current value without the spark erosion current being controlled by switching control.
However, the intended discharge current waveform has almost no current ripple, as shown in Fig. 31, and turning on / off the resistors 33a-d in the high speed circuit enables the slew rate 48 and current waveform to be arbitrarily set as shown in FIG. 32 shown.
The disadvantage of this technique, however, is that the current is not controlled directly, but is controlled according to the resistance value that limits the current, the discharge current value varying according to the output voltage of the power supply 5. In other words, if a given current value has been set, the same processing state cannot be provided if the voltage of the power supply varies.
Furthermore, it is known that the discharge gap between the electrode 1 and the workpiece 2 physically acts as a constant voltage load of approximately 25 V. For this reason, the differential voltage between the output voltage of the power supply 5 and the 25 V voltage drop in the discharge gap is mostly applied to the current-limiting resistors 33 and consumed as thermal energy. As a power supply for the electric discharge machine, this technique cannot avoid a reduction in power efficiency compared to the techniques disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. SHO62-27 928 and Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949 are disclosed.
This prevents the downsizing of the power supply device and makes it difficult to perform the same functions at a low cost. As described above, the device in Information 3 has the disadvantage that the machining current is not easily kept constant, that the efficiency of the power supply is poor and that this poor efficiency of the power supply has resulted in a large expansion and a high price of the device.
Furthermore, according to the description of US Pat. No. 4,306,135 some disadvantages of the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. HEI2-34 732 are disclosed.
The in the description of U.S. Patent No. The technique disclosed in U.S. Patent No. 4,306,135 uses a semiconductor amplifier in place of the plurality of current-limiting resistors in the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. HEI2-34 732. Since the FET is used as a semiconductor amplifier in this conventional manner, the constant current characteristic results as shown in Fig. 34 shown. D. H. a constant current can be maintained and controlled relative to the variation in the output voltage of the power supply 5, the constant current control can also be carried out during the duration of the discharge pulse and extremely stable processing can be achieved.
In the sense that the input pulse current can be made constant, more stable processing can be achieved compared to the switching power supplies in the techniques disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. SHO62-27 928 and Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949 are disclosed. Since the resistance value at the time of discharge starts is extremely small compared to Japanese Patent Laid-Open No. HEI2-34 732, the discharge current can be increased more quickly.
However, the differential voltage between the output voltage of the power supply 5 and the machining gap voltage is completely applied to the semiconductor amplifier 50. The thermal energy consumed by the semiconductor amplifier 50 is large. Compared to ordinary electrical parts, a semiconductor can be attacked particularly easily by heat, whereby heat dissipation is important.
The technique described in the specification of U.S. Patent No. 4,306,135, however, generates a lot of heat since it uses the semiconductor not only as a switching device but also as the variable resistor in an active area, i. H. , this technique does not allow a large current to flow and it is very difficult to develop a circuit with which spark erosion roughing can be achieved which requires a current peak of a few tens of amperes or higher.
The technique described in the specification of U.S. Patent No. 4,306,135 has the disadvantage that a large current adequate for roughing cannot be controlled.
It is accordingly an object of the present invention to avoid these drawbacks by providing a power supply for a spark erosion machine which has a low ripple in a machining current pulse, which enables the easy formation of a microcurrent during finishing and due to the extremely high efficiency of the power supply enables a power supply device with small dimensions and low cost.
The present invention relates to the energy supply device for spark erosion machines as defined in claim 1. In addition to the present invention, reference is expressly made to the parent patent CH 690 754 A5, in particular for a better understanding of the invention.
The power supply device according to the invention sets the output current level and the output current ripple of the constant current source area, defines the addition result of the set output current level and the output current ripple as the output current command of the constant current source area, compares the output current command with the output current of the constant current source area, and outputs the signal which is a first switching means of the constant current source area turns off in accordance with the result of this comparison, and further, timer means outputs the signal that turns on the first switching means of the constant current source area when the predetermined period of time passes after the comparison means outputs the signal that turns off the first switching means of the constant current source area.
Brief description of the drawings.
FIG. 1 shows a wiring diagram explaining a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 (a) to (c) show waveform diagrams and a timing chart to describe the operation of the first embodiment.
FIG. 3 shows a main wiring diagram explaining a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 shows a wiring diagram that explains a control circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 shows a wiring diagram explaining an example of a timer circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG.
6 shows a wiring diagram explaining an alternative example of the timer circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 are timing charts used to describe the operation of the timer circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 show waveform diagrams and timing charts used to describe a main operation according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 9 are waveform diagrams and timing charts used to describe the operation at the time of a machining gap short according to the second embodiment of the present invention.
FIG.
10 shows a wiring diagram explaining an alternative example of the control circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 11 shows waveform diagrams used to describe effective operation according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 shows waveform diagrams used to describe effective operation according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 13 shows a main wiring diagram explaining a third embodiment of the present invention.
FIG. 14 shows a wiring diagram explaining a control circuit according to the third embodiment of the present invention.
FIG.
15 are waveform diagrams and timing charts used to describe a main operation according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a main wiring diagram explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a wiring diagram explaining a control circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 18 shows waveform diagrams and timing charts used to explain a main operation according to the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 19 shows a main wiring diagram for explaining a fifth embodiment of the present invention.
FIG.
20 shows a wiring diagram explaining its control circuit according to the fifth embodiment of the invention.
FIG. Fig. 21 shows waveform diagrams and timing charts used to describe the main operation according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 22 shows a main wiring diagram for explaining a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 23 shows a main wiring diagram for explaining a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 24 shows a wiring diagram for explaining a first example according to the prior art.
FIG. 25 shows a current waveform diagram, which is shown by the circuit according to FIG. 54 is generated.
FIG.
26 shows a current waveform diagram used to describe the disadvantages of the first example of the prior art.
FIG. Figure 27 shows a current waveform diagram used to describe the disadvantages of the first prior art example.
FIG. 28 shows a wiring diagram which explains a second example of the prior art.
FIG. 29 shows a current waveform diagram, which is shown by the circuit according to FIG. 58 is generated.
FIG. 30 shows a wiring diagram explaining a third example of the prior art.
FIG. 31 shows a current waveform diagram which is shown by the circuit according to FIG. 60 is generated.
FIG. 32 shows a current waveform diagram which is shown by the circuit according to FIG. 60 is generated.
FIG.
33 shows a wiring diagram explaining a fourth example of the prior art.
FIG. 34 shows a current diagram of a semiconductor amplifier which is used in the circuit according to FIG. 63 is used.
A first embodiment according to FIG. 1 and 2 (a) - (c). In Fig. 1 indicates 400 a timer that generates a signal 401. Here, a constant current supply section 200 is constructed by a first switching device 201, a first diode 204 and a choke coil 203 is connected to a current supply unit E0 for supplying a direct current voltage which outputs a current to an output current on / off area 210.
The constant current supply region 200 comprises a chopper for a current drop, consisting of the first current switching device 201, the first diode 204 and the choke coil 203, and a second diode 202 is connected between the output and the input thereof. It is also provided with a current monitor 205, which monitors the current of the choke coil 203. The output current on / off switch region 210 comprises a series circuit of a second switching device 211, a third diode 212 and a voltage source 213 as well as a fourth diode 214. The output of the output current on / off section 210 supplies machining energy to the electrode 1 and the workpiece 2, which are provided in the dielectric, for performing the EDM machining.
This device also has a comparator 232 which compares a signal 208 of an output current control area with the signal of the current monitor 205 which monitors the current of the choke coil 203 in the constant current supply area 200. Furthermore, this device has a drive circuit 206 which controls the first switching device 201 in order to keep the output current of the constant current supply area 200 at a predetermined current value and which also has a drive circuit 215 which switches the second switching device 211 on and off in order to signal a discharge control area 240 on and off, whereby the output current on / off area 210 is controlled.
Operation of the present embodiment will now be according to the timing diagrams in Fig. 2 (a) - (c). In Fig. 2 (a) indicates 208 the signal of the current equalization section 320, which represents an output which is synchronized with the discharge start. 401 in Fig. 2 (b) denotes the output of the timer 400.
When the discharge begins, the output current of the constant power supply section 200 is increased with the time constant of the inductance of the reactor 203 in the circuit. If the detection signal 207 rises above the signal 208, the comparator 232 outputs a signal which switches the first switching means 201. When a predetermined period of time has elapsed thereafter, the timer 400 outputs a signal that switches the first switching device 201. Then the detection signal 207 rises above the signal 208 and the comparator 232 outputs the signal which switches off the first switching means 201. As a result, a current detection value as obtained by signal 207 in Fig. 2 (c) is shown.
If the inductance value of the reactor 203 and the on / off time of the timer 400 are well selected, this circuit system also provides a low ripple current and emits a discharge current which practically corresponds to the level of the control voltage.
A second embodiment of the present invention can now be carried out using FIG. 3 to 12 are described. FIG. 3 is a main circuit diagram relating to the second embodiment, wherein E1 is a first direct power supply means and 201 is a first switching means that is turned on / off by the gate drive circuit 206. The reactor 203 is connected between the first switching means 201 and the second switching means 211 and the electrode 1 and the workpiece 2 are connected to the second switching means 211 and the first direct current supply E1.
The first diode 202 is connected to the connection point of the first switching means 201 and the reactor 203 and the first direct power supply E1, and the second diode 204 is connected to the connection point of the first power supply E1 and the first switching means 201 and the connection point of the reactor 203 and the second switching means 211 in a direction in which the current leads to the first direct current supply E1.
A serial connection of the third diode 212 and the direct current supply 213 is connected to the electrode 1 on the side of the second switching means 211 and the side with the negative voltage of the first direct current supply E1. The current detector 205 is connected in such a way that it can detect the current flow in the reactor 203. A serial connection of the second direct power supply E2 has a voltage which is capable of supplying the machining gap with a voltage which is substantially equal to or less than an electrical discharge voltage, a third switching means 501 and a diode 502 are in parallel with said first diode 202 connected. This third switching means 501 is switched on / off by a gate circuit 503.
It is pointed out that in this embodiment the first switching means 201, the first diode 202 and the reactor 203 form the section 200 for the supply with a constant current and the output voltage on / off section 210 consists of a second switching means 211 and a serial circuit of the third diode 212 and the direct circuit 213.
FIG. FIG. 4 shows a control circuit with the gate drive circuits 503, 206, 215 shown in FIG. 3, wherein a first comparator 504 compares a current control value S1 with a current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to the input terminal of the timer circuit 512. A second comparator 505 compares an overcurrent value 507 which, by connecting a direct voltage 506 in series with a current control value S1, compares it with a current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal in order to reset the terminal R of a first flip-flop 508. The output signal of said first comparator 504 is inverted by an inverter 509 and the result of the inversion is led to the setting terminal S of the first flip-flop 508.
In the meantime, an electric discharge signal H1 from an NC apparatus switches the second switching means 211 ON / OFF under the control of the gate circuit 215. The AND condition of the electrical discharge signal H1, the output signal of the timer circuit 512 and the output signal of the first flip-flop are also evaluated by an AND circuit in order to switch off the first switching means 201, controlled by the gate circuit 206. Likewise, the AND condition of the electrical discharge signal H1 and the output signal of the first flip-flop 508 is evaluated by the AND circuit 510 in order to switch a third switching means 501 on / off, under the control of the gate drive circuit 503.
FIG. 5 and 6 show specific examples of a timer circuit 512 in FIG. 4th In the example of the timer circuit 512 in FIG. 5, the first comparator 504 is connected to the input terminal IN. A MOSFET 512A closes / opens a capacitor 512C with a time-constant circuit, which is composed of a resistor 512B and a capacitor 512C. In Fig. 37, which shows an input signal (a) and an output signal (b), when the output of the first comparator 504 is stepped up to a point 600 at input (a), the MOSFET 512A is turned on to close the capacitor 512C, whereby the output (b) is switched down.
Also, when the output (b) of the first comparator 504 is lowered to a point 601 of the input (a), the MOSFET 512A turns off to open the capacitor 512C, and the output (b) exceeds the threshold voltage of the buffer 512D and switches up to a point 602, after a certain period of time 603, through the constant-time circuit, which consists of a resistor 512B and a capacitor 512C. D. H. , the output OUT is latched when the output of the first comparator 504 is latched up and the output OUT is latched up after a certain period of time after the output of the first comparator is latched. The timer circuit 512 operates as described above.
In the example of the timer circuit 512 in FIG. 6, which is composed as a logic circuit of a monostable multivibrator 512E and a flip-flop 512F, the operation of the output OUT is stepped up after the time setting of the monostable vibrator 512E is identical to that in FIG. 7 is.
The timing diagrams and waveform diagrams shown in Fig. 8 and 8 show the operation of this second embodiment. In Fig. 8 shows (a) shows an electric discharge signal H1, (b) shows an output waveform, (c) shows the waveform of the current control value S1 output from a controller (not shown) of the electric discharge machine, (d) shows an output waveform, (e ) shows the ON / OFF status of the first switching means 201, (f) shows the ON / OFF status of the third switching means 501, (g) shows the current passage status of the diode 202, (h) shows the current passage status of the diode 502, (i) shows the output status of the first comparator 504, (k) shows the output status of the timer circuit 512, (l) shows the output status of the first flip-flop 508 and (m) shows the output status of the second comparator 505.
When the electrical discharge signal H1 is turned on at a point 700 in waveform (a), the second switching means 211 is turned on by the gate circuit 215. Since the first switching means 201 in FIG. 3 is turned on simultaneously as in (e), the voltage of the first direct power supply device E1 is applied between the electrode 1 and the workpiece 2 as shown in (b). The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with the dielectric fluid, such as \ l or water, and is extremely precise by a servomechanism, a numerical control device, etc. (not shown) controlled. When a dielectric breakdown occurs in this exceptionally small gap, an electrical discharge is formed between the electrode 1 and the workpiece 2.
This is indicated by 701 in waveform (a) and the output voltage in (b) acts as an electrical discharge voltage 702. This electrical discharge voltage is almost constant between 25 and 30 volts. As soon as the electrical discharge takes place, the current begins to flow between the electrode 1 and the workpiece 2. The current indicated by 703 (d) flows through the first direct power supply E1, the first switching means 201, the reactor 203 and the second switching means 211 and increases rapidly since the voltage of the first direct power supply E1 is approximately 80 volts higher than the electrical discharge voltage 702.
Does the output current, i.e. H. When the current of the reactor 203 reaches the current control value S1, the output of the first comparator 504 is switched up to a point 704 as shown in (i). As a result, the output of the timer circuit 512 shown in (k) is latched, and the first switching means 201 is turned off as shown in (e). When the output of the first comparator 504 is stepped up, the output of the timer circuit 512 is only stepped down for a predetermined period of time, indicated by 705 (k), and then switched up, the first switching means 201 being switched on again.
During this predetermined time of the timer circuit 512, i. H. In the period 705, when the first switching means 201 is switched off, a voltage is applied from the second direct power supply device E2 between the electrode 1 and the workpiece 2 by a third switching means 501, which is already switched on, the diode 502 and the reactor 203. Since the second direct power supply E2 is set to a voltage equal to or slightly less than the electrical discharge voltage 702, the output current is slightly reduced as indicated in 707 in (d). This is due to the slight variation in the current due to the reduction in the terminal voltage of the reactor 203. This is repeated to cause the output voltage to follow the value of the control voltage S1 as shown in (d).
When the current control value S1 reaches a certain value, as shown at 703 in (c), the output current decreases slightly as indicated by 709 in (d), but increases rapidly as indicated at 710 in (d). Since the time of the decrease at 709 represents the response time of the timer circuit 512 according to 707, the switching frequency of the first switching means 201 does not fall below the period time of 709 when 710 approaches zero. As the current represented by 709 slowly decreases, the ripples in the output current become small.
Accordingly, by connecting the second direct current connection E2 while the first switching means 201 is turned off for a certain period of time, a power supply apparatus for an electric discharge machine can be arranged which has an output waveform having low ripples.
FIG. 9 illustrates a waveform diagram and a timing diagram used to describe the operation when a short circuit between the electrode 1 and the workpiece 2 occurs during the formation of a spark discharge. If there is a short circuit at point 711 when the electrical discharge current is as shown in FIG. 8 flows, the output voltage (b) falls below the voltage of the second direct supply device E2, the output current in (d) increasing as indicated by 712.
When this current, which also represents the current of the reactor 203, tends towards and reaches the overcurrent detection value 507, which is represented by 713 in (d), the output of the second comparator 505 becomes the current detection value I1 of the current detector 505 with the overcurrent control value 507 compares which comes from the addition of the voltage of a direct voltage supply 506 to the control current value S1.
As a result, the output Q of the first flip-flop 508 is stepped down and the third switching means 501 is switched off by the AND circuit 510. It should be noted that the first switching means 201 is already switched off at this time. As a result, the output current is passed and reduced through the second diode 202, the reactor 203 and the second switching means 201, as indicated in 714. If the output current continues to decrease to the current switching value S1, the output of the first comparator 504 is lowered in (i) to a point 715, and the signal inverted by the inverter 509 sets the flip-flop 508 such that the output Q is switched up , The third switching means 501 is thus switched on in order to increase the output current.
As a result, when there is a short circuit between the electrode 1 and the workpiece 2, the output current between the current control value S1 and the overcurrent control value 507 is increased and decreased and does not increase as quickly as the short circuit, preventing the electrode 1 or the workpiece 2 is damaged by a high current value.
If the short circuit condition is overcome for any reason, the output voltage returns to the discharge electric current at point 716 as indicated by 717 in (b). As a result, the output current in (d) decreases sharply, and when it decreases to the current control value S1 indicated by 718, the output of the first comparator 504 is stepped down and the first flip-flop 508 is set by the inverter 509, where its output Q is switched up, the third switching means 501 is switched on and the output current, as indicated by 719, decreases slightly. The timer circuit emits a 1 weak signal after the output of the first comparator 504 is low and returns to normal operation.
FIG. 10 shows a modification of the control circuit for the gate drive circuits 206, 215, 503 shown in FIG. 4 and illustrates a method of adding the direct voltage 506 of the circuit in FIG. 4 to the current control value S1 using the adder 513 to find the overcurrent control value 507. This modification can perform an operation that is identical to that of the circuit 34.
FIG. Fig. 11 shows a waveform diagram in which the current output currents were measured when the peak value of the current control value S1 in the apparatus which is the second embodiment is 35A. (a) shows the changes in the control current values S1, the peak value of which is 35A. (b) shows a waveform at the time when the voltage of the first direct power supply E1 is 80V and the voltage of the second direct power supply E2 is 0V, (c) shows a waveform at the time when the voltage of the first direct power supply E1 is 80V and the voltage of the second direct power supply E2 is 15V, and (d) shows a waveform at the time when the voltage of the first direct power supply E1 is 80V and the voltage of the second direct power supply E2 is 30V.
These graphs indicate that when ripples 604 of nearly 16A are present, when the voltage of the second direct power supply is 0, i. H. in a conventional apparatus where the second direct power supply E2 was absent, the ripples are extremely less than in (c) where the ripples are 605 7A when the voltage of the second direct power supply E2 is 15V and, as in (d) where the Ripples 606 2A are when the voltage of the second power supply E2 is 30V.
In Fig. 12 are also shown waveform diagrams in which the actual output currents are measured when the peak value of the current control value S1 is 10A in the apparatus which is the second embodiment. (a) shows the changes in the control current value S1, the peak value of which is CA. (b) shows a waveform at the time when the first direct power supply E1 outputs a voltage of 80V and the second direct power supply E2 outputs a voltage of 0V, (c) shows a waveform at the time when the first direct power supply E1 outputs a voltage of 80V and the second direct power supply E2 outputs a voltage of 15V and (d) shows a waveform at the time when the first direct power supply E1 outputs a voltage of 80V and the second direct power supply E2 outputs a voltage of 30V.
These graphs show that there were ripples 604 of nearly 10A when the voltage of the second power supply E2 was 0, the ripples were extremely less than in (c) where the ripples 605 are 5A when the voltage of the second direct power supply E2 is 15V and in (d) where the ripples 606 almost disappear when the voltage of the second direct power supply E2 becomes 30V.
Particularly in (b), where the output current value is 0, electrical discharge machining takes place on a leading edge 607 of the current with such a waveform that stops the electrical discharge formed, which hinders the current waveform of the control value (a) from being output. Meanwhile, when the second direct power supply E2 is 30V, a current waveform similar to that of the control value as shown in 608 can be formed and the ripples are almost zero as shown by 606.
While 30V has been selected for the second direct power supply E2, a third switching means 501, the diode 502, the direct current resistance value of the reactor 203 and the ON voltage of the second switching means 211 are present, and consequently a voltage having a value obtained by subtracting the mentioned ON voltage was obtained from the 30V of the second direct power supply E2, the resultant direct current voltage source, which causes the current to flow across the electrode and the workpiece 2 to the voltage. D. H. that the predicted goal can be achieved if the voltage which is applied to the machining gap by the second direct current supply E2 is approximately 1 to 2V greater than the electrical discharge voltage.
A 14th Embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG. 13 to 15. FIG. 13 is the main current diagram relating to the third embodiment, wherein E1 indicates a first direct power supply, 201 denotes a first switching means which is turned on / off by the gate drive circuit 206. The reactor 203 is connected between the first switching means 201 and the second switching means 211 and the electrode 1 and the workpiece 2 are connected to the second switching means 211 and the first direct power supply E1.
The first diode 202 is connected between the connection point of the first switching means 201 and the reactor 203 and the first direct power supply E1 and the second diode is between the connection point of the first direct current power supply E1 and the first switching means 201 and the connection point of the reactor 203 and the second switching means 211 connected in a direction in which the current flows to the first direct power supply E1.
A serial connection of the third diode 212 and the direct current supply 213 is connected between the electrode side of the second switching means 211 and the negative voltage side of the first direct current supply E1. The current detector 205 is connected in such a way to detect the current flowing into the reactor 203. A serial connection of the second direct power supply E2 having a voltage capable of supplying the machining gap with a voltage substantially equal to or less than the electrical discharge voltage, the third switching means 501 and the diode 502 are in parallel with the said one first diode 202 connected. This third switching means 501 is switched on / off by the gate drive circuit 503.
A serial connection of a third direct power supply E2, which has a voltage capable of supplying the machining column with a voltage which is higher than the electrical discharge voltage and less than the voltage which is output by said first direct power supply, a fourth Switching means 514 and a diode 515 are connected in parallel to said first diode 502. This fourth switching means 514 is turned on / off by a gate drive circuit 516.
FIG. 14 shows a control circuit, the gate control circuits 503, 516, 206, 215 according to FIG. 13 where the first comparator 504 compares the current control value S1 with the control detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal for the terminal input of the timer circuit 512. The second comparator 505 compares the overcurrent control value 507, which is output by the serial connection of the direct current control voltage 506 with the current control value S1, with the current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to the reset terminal R of the first flip-flop 508. The output signal of said first comparator 504 is inverted by inverter 509 and the result of the inversion is connected to set terminal S of first flip-flop 508.
In the meantime, the electrical discharge signal H1 of the second switching means 201 switches on / off under the control of the gate operating circuit 215. The AND condition of a current amplification signal H2, the output of the timer circuit 512 and the electrical discharge signal H1 is evaluated by an AND circuit 509 in order to switch the first switching means 201 on / off under the control of the gate drive circuit 206. The AND condition of the output of an OR circuit 507, which outputs the OR condition of the current amplification signal H2, and the output of the timer circuit 512, the electrical discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 are evaluated by an AND circuit 518 to turn on / off the fourth switching means 514 under the control of the gate drive circuit 516.
The AND condition of the electrical discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 are also used by the AND circuit 510 to switch the third switching means 501 on / off under the control of the gate drive circuit 503.
The time and waveform diagrams shown in Fig. 15 show the operation of this third embodiment. In Fig. 15 shows (a) the electrical discharge signal H1, shows (b) the output voltage waveform, (c) shows the waveform of the current control value S1 coming from the controller (not shown) of the electric discharge machine, (d) shows the output current waveform, shows (e) the on / off status of the first switching means 201, shows (f) the on / off status of the third switching means 501, shows (g) the current continuity status of the diode 202, (h) shows the current continuity status of the diode 502, (i) the output status of the first comparator 504, (j) shows the output gain signal H2, (k) shows the output status of the timer circuit 512, (m) shows the on / off status of the fourth switching means 514 and (o) shows the current passing status of the diode 515.
When the electrical discharge signal H1 at point 700 in FIG. 15 (a) is turned on, the second switching means 211 is turned on by the gate drive circuit 215. The current between signal H2 is also turned on at point 700. Since the first switching means 201 in FIG. 13 is turned off at this time, as shown in (e), the voltage of the first direct power supply E1 between the electrode 1 and the workpiece 2 is applied as a non-charging voltage, as shown in (b). The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with the dielectric fluid, such as water or water, and is extraordinarily precise by a servomechanism, a numerical control device, etc. (not shown) controlled.
The electrical breakdown takes place in this exceptionally small gap, an electrical discharge being formed between the electrode 1 and the workpiece 2. This is indicated by 701 in Fig. 15 (a) and the output voltage (b) serves as the electrical discharge voltage 702. This electrical discharge voltage is almost constant between 25 to 30 V. As soon as the electrical charge takes place, the current begins to flow between electrode 1 and workpiece 2. The current indicated by 701 in (d) flows through the first direct power supply E1, the first switching means 201, the reactor 203 and the second switching means 211 and increases rapidly since the first direct power supply E1 is about 80V higher than that electrical discharge voltage 702.
If the output current, i.e. H. If the current of the reactor 203 has reached the current control value S1, the output of the first comparator 504 is switched up to a point 704, as shown in (i). Accordingly, the output of the timer circuit 512 shown in (k) is step-down and the first switching means 201 is turned off as shown in (e). When the output of the first comparator 504 is latched, the timer circuit 512 is latched only for a predetermined period of time, as shown by 705 in (k), and is then latched up, again switching the first switching means 201 on.
During this predetermined time of the timer circuit 512, i. H. of this period 705, when the first switching means 201 is switched off, is the fourth switching means 514, which is shown in FIG. 15 (n) is already switched on, the current which is supplied from the third direct current supply E3 between the electrode 1 and the workpiece 2 by the third switching means 514, which is already switched on, the diode 515, the reactor 203 and the second switching means 211 flows. Since the third direct power supply E3 receives a voltage that is not higher than the discharge electric voltage 702 by any values, the output current is slightly increased as indicated by 707 in (d). This takes place because of the slight increase in current since the terminal voltage of reactor 203 is slightly higher.
This is repeated to cause the output current to follow the current control value S1 as shown in (d).
When the current gain signal H2 in (j) at a point 720 in (c) of FIG. 15, where the current control value S1, which increases to a certain value, is lowered, the initial current slowly decreases as indicated by 709, since the third switching means 501 is switched on, but because the third direct current supply E3 is connected, while the fourth switching means 514 is turned on, the output current also increases slowly, as indicated by 721. Since the attenuation time at this time, according to 709, represents the base time of the timer circuit 512, as at 707, and the current is increased slightly, the switching frequency being about twice as large as the period at 709. The ripple of the output current is narrow and the switching frequency is low.
Accordingly, a power supply apparatus for an electric discharge machine can be arranged which has an output current waveform which has a weak ripple when the inductance value of the reactor 203 is small. In particular, when the current amplification signal H2 is turned on to increase the current control value, a current is output from the third direct power supply E3 to maintain the current increase when the first switching means 201 is turned off, thereby forming a power supply apparatus for an electric discharge machine that has an output waveform has a slight ripple.
A fourth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 16 to 18. FIG. 16 is a main current diagram relating to the fourth embodiment, wherein E1 means a first direct power supply, 201 represents a first switching means that is turned on / off by the gate supply circuit 206. The reactor 203 is connected between the first switching means 201 and the second switching means 211 and the electrode 1 and the workpiece 2 are connected to a second switching means 211 and the first direct power supply.
The first diode 202 is connected to the connection point of a first switching means 201 and the reactor 203 and the first direct power supply E1 and the second diode 204 is between the connection point of the first direct power supply E1 and the first switching means 201 and the connection point of the reactor 203 and the second switching means 211 connected in a direction in which the current flows to the first direct power supply E1.
A serial connection of the first diode 212 and the direct power supply is connected between the electrode 1 on the side of the second switching means 211 and the negative voltage side of the first direct power supply E1. The current detector 205 is connected to detect the current flowing into the reactor 203. A serial connection of a second direct power supply E1, which has a voltage which is capable of supplying the machining gap with a voltage which is substantially equal to or less than the electrical discharge voltage, is connected in parallel with the third switching means 501 and the diode 502 mentioned first diode 202 connected. This third switching means 501 is switched on / off by the gate drive circuit 503.
A serial connection of a variable fourth direct current supply E1, a fifth switching means 521 and a diode 522 is connected in parallel to the said first diode 202. This fifth switching means 521 is switched on / off by a gate drive circuit 520.
FIG. 17 shows a control circuit of the gate drive circuits 503, 520, 206, 215 shown in FIG. 16, wherein the first comparator 504 compares the control current value S1 and the current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to the input terminal of the timer circuit 512. The second comparator 505 compares the overcurrent control value 507, which is obtained by connecting the direct voltage 506 in series with the current control value S1, with the current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to reset the terminal R of the first flip-flop 508. The output signal of the first comparator 504 is inverted by an inverter 509 and the result of the inversion is used to set the terminal S of the first flip-flop 508.
In the meantime, the electric discharge signal H1 turns the second switching means 211 ON / OFF under the control of the gate drive circuit 215. The AND condition of a non-charge voltage signal H3 and the electrical discharge signal H1 is used by an AND circuit 514 to turn on / off the first switching means 201 under the control of the gate drive circuit 206. The AND condition of the output of the timer circuit 512, the electric discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 are processed by an AND circuit 523 to turn on / off the fifth switching means 521 under the control of the gate drive circuit 520.
Likewise, the AND condition of the electrical discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 by the AND circuit 510 is used to switch the third switching means 501 on / off under the control of the gate operating circuit 503.
Time tables and waveform diagrams shown in Fig. 18 show the operation of this fourth embodiment. In the Fig. 18 shows (a) the electrical discharge signal H1, (b) the waveform of the output voltage, (c) the waveform of the current carrying value S1 output from a controller (not shown) of the spark erosion machine, (d) the waveform of the output current, (e) the on / off status of the first switching device 201, (f) shows the on / off status of the third switching device 501, (g) shows the current passage status of the diode 202, (h) the current passage status of the diode 502, (i) the output status of the first Comparator 504, (j) shows the unloaded voltage signal H3, (k) shows the output status of the timing circuit 512, (n) shows the on / off status of the fifth switching device 521 and (o) the current passage status of the diode 522.
When the electrical discharge signal H1 at a point 700 in FIG. 18 (a) is turned on, then the second switching device 211 is turned on by the gate driver circuit 215. The unloaded voltage signal H3 is also switched on at point 700. Since then the first switching device 201 in FIG. 16 at this time, as shown in (e), the voltage of the first DC power supply unit E1 between the electrode 1 and the workpiece 2 is applied as an unloaded voltage as shown in (b). The current carrying value S1 in the present embodiment can have a waveform which actuates only the peak value of the electrical discharge current according to (c).
The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with the dielectric liquid, such as water or water, and is by a servomechanism by a numerically controlled device, etc. (not shown) controlled extremely precisely. When a dielectric breakdown hits the extremely small gap, an electrical discharge is generated between the electrode 1 and the workpiece 2. This is shown in Fig. 18 indicated by reference numeral 701, the output voltage (b) acting as the electrical discharge voltage 702. This electrical discharge voltage is approximately constant between 25 and 30 volts. As soon as the electrical discharge occurs, the current begins to flow between the electrode 1 and the workpiece 2 and the unloaded voltage signal H3 is switched low, as shown in (j).
As a result, the first switching device 201 is switched off, as shown in (e).
Since the output current flows through the fourth DC power supply unit E4 as indicated by reference numeral 722 in (d), the fifth switching device 521, the choke 203 and the second switching device 211 and the fourth DC power supply unit E4 are at the preset voltage (approximately 25 to 100 Volts), where the output current increases on the rising edge of the output current indicated by reference numeral 722 (d), which is indicated by a differential voltage between the voltage of the fourth DC power supply unit E4 and the voltage across the electrode 1 and the workpiece 2 and the induction value the throttle 203 is determined.
At reference numeral 723 in (d), which indicates that the voltage of the fourth DC power supply unit E4 has increased, changing the voltage of the fourth DC power supply unit E4 causes a desired slope of the rising edge of the output current. Since the rising edge of the output current has no ripple, a smooth, low-level output current need not be set to zero to ensure stable spark erosion conditions.
Later, when the output current, for example the current in the choke coil 203, has reached the value of the current command S1, the output of the first comparator 504 is switched up at a point 724, as shown in (i). Accordingly, the output of the timing circuit 512 shown in (k) is switched low and the fifth switching device 521 is switched off as shown in (n). When the output of the first comparator 504 is low, the output of the timing circuit 512 is only low for a preset period of time, as indicated by 705 in (k).
During this preset time of the time circuit 512, for example the time interval 705, when the fifth switching device 521 is switched off, the third switching device 501 according to (f) is already switched on, the current from the second DC power supply unit through the third switching device 501, the diode 502 and the choke coil 203 is supplied to the gap between the electrode 1 and the workpiece 2. Since the voltage of the second DC power supply unit E2 is set slightly lower than the discharge electric voltage 702, the output current slowly decreases as shown by 727 in (d). Then the output of the time circuit 512 is switched up at point 726, the fifth switching device 521 for increasing the current also being switched on.
This is repeated to cause the output current to follow the current command value S1 as shown in (d).
According to this fourth embodiment, the output current increases with a certain slope, such as through 722 and 723, with no ripple being generated as the current increases, and the fifth switching device 521 remains on during this period because no switching is required. After the command value has been reached, the output current slowly decreases as indicated by 727, the decrease time, indicated by 727, corresponding to the set time of the time circuit 512, indicated by 705, and the switching frequency approximately the duration corresponds to 705 and the frequency of the output current is low and the switching frequency is low.
Thereby, a power supply device for an electric discharge machine can be determined, which delivers an output current waveform with few waves when the induction value of the inductor 203 is small.
A fifth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 19 to 21 described. The Fig. 19 is a circuit diagram of a main circuit relating to the fifth embodiment, wherein a series circuit of a fifth DC power supply unit E5, a sixth switching device 526 and a resistor 529 to the machining gap formed by the electrode 1 and the workpiece 2 according to the second embodiment are connected in parallel , The second switching device 211 comprises a diode 527 in order to prevent an inverse current flow. The fifth DC power supply unit E5 should have a voltage that is capable of supplying the machining gap with a higher voltage than that of the first DC power supply unit.
It should be noted that reference numeral 525 denotes a gate drive circuit for the switching device 526.
The Fig. 20 shows a control circuit, the gate drive circuits 503, 206, 215 and 525 shown in FIG. 19, wherein the AND state of a high voltage pulse signal H4 and the electrical discharge signal H1 is read out by an AND gate 528 to the sixth controller 526 under the control of the gate driver circuit 525 in the control circuit shown in FIG. 4 with the second embodiment is shown to switch on and off. It should be noted that the remaining arrangement is identical to that of the control circuit, which is shown in FIG. 4 is shown with the second embodiment and is not described here.
The time tables and waveform diagrams shown in Fig. 21 show the operation of this fifth embodiment. In the Fig. 21 shows (a) the electrical discharge signal H1, (b) the output voltage, (d) the output current, (e) the on / off status of the first switching device 201, (f) the high voltage pulse signal and (g) the on / off status of the sixth switching device 526. If the electrical discharge signal H1 at a time 700 in FIG. 21 (a) is turned on, the switching device 211 is turned on by the gate drive circuit 215.
Since the switching device 201 in FIG. 19 is turned on at this time, as shown in (e), the voltage of the first DC power supply unit E1 is applied to the gap between the electrode 1 and the workpiece 2, as indicated by reference numeral 728 in (b), as an unloaded voltage.
The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with a dielectric liquid such as water or water and is controlled by a servomechanism by a numerically controlled device etc. (not shown) controlled very precisely. When a dielectric breakdown occurs in this very small gap, an electrical discharge is generated between the electrode 1 and the workpiece 2. Rarely, electrical discharge does not start easily, resulting in an unstable spark erosion condition.
In order to prevent this, if the electrical discharge does not occur within the time 729 after the electrical discharge signal H1 has been switched on, the high-voltage pulse signal H4 as provided in (f) at a time 730, the sixth switching device 526 in (g ) turned on and the voltage of the fifth DC power supply unit E5 is output. This voltage is identified by reference number 731 in (b). The voltage of the fifth DC power supply unit E5 is between 100 and 300 volts.
When the electrical charge is generated, the high voltage pulse H4 is switched low at a time 701 to switch off the sixth switching device 526, the voltage of the first direct current power supply unit E1 by the first switching device 201, which is already switched on, between the electrode 1 and the workpiece 2 is switched, and the output current increases. At the moment this electrical discharge occurs, a current flows in resistor 529, but resistor 529 consumes practically no power because the sixth switching device 526 switches off immediately. Since the voltage of 150 to 350 volts of this DC power supply unit E5 is higher than that of the first DC power supply unit of 80 volts, the electrical discharge takes place reliably.
It should be noted that the other operations are identical to those in the second embodiment and therefore are not described here.
While the present fifth embodiment has been described using the apparatus in which the series connection of the fifth DC power supply unit E5, the sixth switching device 526 and the resistor 529 with the machining gap formed by the electrode 1 and by the workpiece 2 in the second embodiment is connected in parallel , the series circuit of the fifth DC power supply E5, the sixth switching device 526 and the resistor 529 could also be connected in parallel with the machining gap formed by the electrode 1 and the workpiece 2 of the third or fourth embodiment in order to achieve the same effects.
In this case, it is needless to say that the fifth DC power supply unit E5 has a voltage higher than that of the other DC power supply units E1, E2, E3, E4.
A sixth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 22 described. FIG. 22 is a schematic of the main circuit relating to the sixth embodiment, wherein the second DC power supply unit E2, a sixth DC power supply unit E6, a seventh DC power supply unit E7 and an eighth DC power supply unit E8 are connected in series, with one end of the series connection of the third switching device 501 and the diode 502 is connected to the connection point of the second DC power supply unit E2 and the sixth DC power supply unit E6 and the other point of this series circuit is connected to the connection point of the inductor 203 and the diode 202.
One end of the series circuit of the fourth switching device 514 and the diode 515 is connected to the connection point of the sixth DC power supply unit E6 and the seventh DC power supply unit E7, and the other end of this series circuit is connected to the connection point of the choke coil 203 and the diode 202. One end of the first switching device 201 is connected to the connection point of the seventh DC power supply unit E7 and the eighth DC power supply unit E8, and the other end of this series circuit is connected to the connection point of the choke coil 203 and the diode 202.
Furthermore, one end of the series circuit of the sixth switching device 526 and the resistor 529 is connected to one end of the eighth DC power supply unit E8 and the other end of the series circuit is connected to the electrode 1 (or to the workpiece 2). It should be noted that reference numeral 527 in FIG. 22 denotes a diode.
According to the second, third and fourth embodiment, where the relationship of the voltages of the first, second, third and fifth direct current power supply units E1, E2, E3, E5 to the electrical discharge voltage applies: E5> E1> E3> / = electrical discharge voltage> / = E2, the voltage of the sixth DC power supply unit E6 can be defined as E3-E2, that of the seventh DC power supply unit E7 as E1-E6-E2 and that of the eighth DC power supply unit E8 as E5-E7-E6-E2 = E5-E1. In particular, the DC voltages of E2, E6, E7 and E8 are approximately 20 to 30 volts or 5 to 15 volts or 40 to 60 volts and or 70 to 230 volts, the DC power supply units used have low voltages and can be used effectively.
If it is desired to operate the second embodiment with the present embodiment, the fourth switching device 514 and the sixth switching device 526 can be switched off and the first switching device 201 and the third switching device 501 can be switched on and off in a controlled manner, as in the second embodiment. If it is desired to carry out the operation of the third embodiment, the sixth switching device 526 can be switched off and the first switching device 201, the third switching device 501 and the fourth switching device 514 can be switched on and off in a controlled manner, as in the third embodiment.
Furthermore, if it is desired to carry out the operation of the fifth embodiment, the fourth switching device 514 can be switched off and the first switching device 201, the third switching device 501 and the sixth switching device 526 can be switched on and off in a controlled manner, as in the fifth embodiment , Since the details of these operating relationships are easy to understand in the operating declaration already given, they are not described here.
A seventh embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 23 described. The Fig. 23 is a circuit diagram of a main circuit relating to the seventh embodiment, which embodiment is a combination of the third embodiment and the fifth embodiment. Namely, the series circuit is connected in parallel with the third DC power supply unit E3, the fourth switching device 514 and the diode 515 in the third embodiment with the first diode 202 in the fifth embodiment. The way they work is easy to understand in the operating declaration already given and is therefore not described here.
The transistors used, as well as the switching devices in the second to seventh embodiments, can be any devices that can be electrically turned on and off, and can be replaced with such switching devices as MOSFETs, IGBTs and SITs while maintaining the effects.
The comparators, time circuits, flip-flops, command variables, AND gates and inverters, which are arranged on an analog basis in the control circuits of the eighth to sixth embodiments, can be implemented by digital signal processors, microprocessors etc. , which work on a digital basis, are replaced, whereby the effects are retained.
It can be seen that the present invention, as described above, produces an energy supply device which has a high performance, which generates a desired electrical discharge current, which has a high response speed and which provides extremely little current ripple. The present invention provides a compact, inexpensive energy supply device which ensures stable processing.
Reference is expressly made to the entire content of the foreign patent applications for which the priority of the present application has been claimed.
Although the present invention has been explained by preferred embodiments with a certain degree of special features, the preferred embodiments are only to be understood as examples. Numerous modifications of details and combinations of components can be made without departing from the spirit and scope of the present invention as defined in the claims.