Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Energieversorgungsgerät für eine Funkenerosionsmaschine zum Zuführen einer impulsförmigen, elektrischen Leistung an einen Bearbeitungsspalt zwischen einer Elektrode und einem Werkstück.
Eine Funkenerosionsmaschine führt einem Bearbeitungsspalt einen konstanten Entladungsstoss (Stromimpuls) zu, um ein Werkstück zu schmelzen und das geschmolzene Material von dort zu entfernen und das Werkstück durch die Energieentladung zu bearbeiten. Im Allgemeinen werden die folgenden vier herkömmlichen Stromversorgungsschaltungsanordnungen verwendet, um die Impulse mit konstantem Strom zuzuführen.
Eine bekannte Schaltungsanordnung für eine erste Stromversorgungsvorrichtung ist in Fig. 54 gezeigt. Diese Anordnung ist beispielsweise in der veröffentlichten japanischen Patentpublikation No. SHO62-27 928 als "Impulsgenerator zur Verwendung mit Funkenerosionsbearbeitungswerkzeug" offenbart.
In Fig. 54 bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine Elektrode, 2 ein Werkstück, 3 eine Steuerschaltung für eine Schaltvorrichtung, 4 eine Schaltvorrichtung, 5 eine Stromversorgung zur Zuführung eines Bearbeitungsstromes, 6 eine Diode zum Verursachen, dass ein restlicher Strom fliesst, 7 einen Stromerfassungswiderstand, 8a und 8b eine Streuinduktivität der Verdrahtung, 9 einen Komparator, 10 einen Umhüllungssignalgenerator und 18 eine Servovorrichtung zur Durchführung der Servosteuerung der Elektrode 1.
Die Funktion dieser Schaltung wird nun beschrieben. Bevor eine Funkenerosion stattfindet, wird die Schaltvorrichtung 4 leitend und eine Bearbeitungsspannung wird an den Bearbeitungsspalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 durch die Stromversorgung 5 angelegt. Nach dem Start der Entladung wird ein Impulsbefehl 16, entsprechend einer Bearbeitungsstromwellenform, die dem Bearbeitungsspalt zugeführt wird, von einer Steuervorrichtung (in Fig. 54 nicht gezeigt) zum Umhüllungssignalgenerator 10 abgegeben. Der Impulsbefehl 16 wird durch den Umhüllungssignalgenerator 10 als Umhüllungssignale 13 und 14 abgegeben. Fig. 55 zeigt die Formen der Umhüllungssignale 13 und 14.
Im Komparator 9 wird der im Bearbeitungsspalt fliessende Strom durch den Stromerfassungswiderstand 7 erfasst, um einen vorliegenden Bearbeitungsstromwert 15 zu erhalten, wobei die Umhüllungssignale 13 und 14 mit dem vorliegenden Bearbeitungsstromwert 15 verglichen werden und ein Steuersignal 12 zur Steuerschaltung 3 abgegeben wird. Die Steuerschaltung 3 schaltet das Schaltelement 4 an/ab unter der Steuerung des Steuersignales 12, um den Bearbeitungsstrom innerhalb eines vorbestimmten Wertes zu steuern. Wenn der vorliegende Bearbeitungsstromwert 15 das Umhüllungssignal 13 überschreitet, wird die Schaltungsvorrichtung 4 abgeschaltet. Umgekehrt, wenn der vorliegende Bearbeitungsstromwert 15 unterhalb des Umhüllungssignales 14 fällt, wird die Schaltvorrichtung 4 angestellt. Der Bearbeitungsstrom wird im obigen Verfahren gesteuert.
Bei diesem Verfahren wird die Anstiegsgeschwindigkeit der Bearbeitungsstromwellenform durch den Stromerfassungswiderstand 7 bestimmt und die Grösse der Induktivitäten 8a, 8b einer Bearbeitungsstromzuführung, d.h. der Widerstand und die Induktivitäten werden als Lasten verwendet, um die Schaltsteuerung durchzuführen.
Eine zweite herkömmliche Schaltungsanordnung für eine Stromversorgungsvorrichtung ist in Fig. 58 gezeigt, welche beispielsweise in der japanischen Gebrauchsmusterveröffentlichung SHO57-33 949 als "Impulserzeugungsschaltung gesteuert zur Bildung durch Intermittierende elektrische Entladungen" offenbart ist. Diese Stromversorgungsvorrichtung wurde für die Anstiegs- und Absinkgeschwindigkeiten des Bearbeitungsstromes verbessert im Vergleich zur ersten Stromversorgungsvorrichtung, um einen schnelleren Betrieb zu gewährleisten. In Fig. 58 bilden eine Hilfsstromversorgung 28, eine erste Schaltvorrichtung 4, ein Stromdetektor 24, ein Reaktor 22 sowie eine Diode 23 eine erste Hilfsschaltung.
Eine Stromversorgung 5, die Hilfsstromversorgung 28, die erste Schaltvorrichtung 4, der Stromdetektor 24, der Reaktor 22, eine Elektrode 1, ein Werkstück 2 und eine zweite Schaltvorrichtung bilden eine Hauptschaltung.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun beschrieben. In der ersten Hilfsschaltung wird die Schaltvorrichtung 4 durch eine Steuerschaltung 27 getrieben, durch Steuerung des Erfassungssignals des Stromdetektors 24. Die Steuerschaltung 24 führt die Schaltsteuerung der Schaltvorrichtung 4 durch, damit der im Stromdetektor 24 fliessende Strom konstant ist. In diesem Fall ermöglicht der in die Schaltung eingefügte Reaktor 22, dass der in der ersten Hilfsschaltung fliessende Strom konstant gehalten werden kann.
Diese zweite Stromversorgungsvorrichtung ist mit einer zweiten Schaltungsvorrichtung 20 ausgerüstet, welche ausschliesslich verwendet wird, um den Entladungsimpuls an-/abzuschalten. Wenn der Entladungsimpuls abgeschaltet ist, fliesst innerhalb eines vorbestimmten Bereiches ein Strom in der ersten Hilfsschaltung auf stationärer Basis und sobald die Entladung beginnt, wird der Bearbeitungsstrom von der ersten Hilfsschaltung zugeführt. Dies ermöglicht, dass der Strom extrem schnell ansteigt. Der Strom fliesst während der Entladung in der Hauptschaltung, welche aus der Stromversorgung 5, der Hilfsstromversorgung 28, der ersten Schaltvorrichtung 4, dem Stromdetektor 24, dem Reaktor 22, der Elektrode 1, dem Werkstück 2 und der zweiten Schaltvorrichtung 20 besteht.
Wenn die Entladung zu Ende ist, fliesst der Strom, welcher im Reaktor 22 der Hauptschaltung geflossen ist, zur zweiten Diode 23 in der Hilfsschaltung, wobei der Strom des Bearbeitungsspaltes schnell unterbrochen wird.
Eine erste Diode 25 ist vorgesehen, um den Wirkungsgrad der Stromversorgung zu erhöhen, indem eine zweite Hilfsschaltung gebildet wird und bewirkt wird, dass der Strom, welcher im Reaktor 22 fliesst, zur Stromversorgung 5 zurückfliesst, wenn die erste Schaltvorrichtung 4 und die zweite Schaltvorrichtung 20 beide ausgeschaltet werden. Die zweite Hilfsschaltung wird durch die erste Diode 25, den Stromdetektor 24, den Reaktor 22, die zweite Diode 23 und die Hauptstromversorgung 5 gebildet. Fig. 59 zeigt eine Bearbeitungsstromwellenform, welche durch die zweite Stromversorgungsvorrichtung erzeugt wird.
Es existiert eine dritte herkömmliche Schaltungsanordnung für eine Stromversorgungsvorrichtung, die in Fig. 60 gezeigt ist und die beispielsweise in der offengelegten japanischen Patentveröffentlichung Nr. HEI2-34 732 als "Steuerverfahren für die Funkenerosionsmaschinenstromversorgung" offenbart ist. In Fig. 60 bezeichnen 30a bis 30e Treibervorrichtungen, welche bewirken, dass die Schaltvorrichtungen 32a bis 32e leiten und eine logische Schaltung 35 bilden. 33a bis 33e stellen Begrenzungswiderstände dar, welche einen Bearbeitungsstrom steuern und welche individuell verschiedene Werte aufweisen. Zwischen einer Elektrode 1 und einem Werkstück 2 ist ein Detektor 36 zur Erfassung des Entladungsbeginns angeordnet. Dieser Detektor 36 übermittelt ein Entladungserfassungssignal 37 zu der logischen Schaltung 35.
Die logische Schaltung 35 wählt die Schaltvorrichtung 32a bis 32e, um unter der Steuerung des Ausgangssignals eines Oszillators 34 und des Entladungserfassungssignals 37 getrieben zu werden.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun beschrieben. In der Schaltung ist eine Stromversorgung 5 vorgesehen, zur Zuführung eines Stromes und eine parallele Verbindung von Schaltungen, die jede Serieverbindungen der Schaltvorrichtungen 32a bis 32e und die strombegrenzenden Widerstände 33a bis 33e umfasst, ist in Serie mit der Stromversorgung 5 geschaltet. Die Widerstandswerte der strombegrenzenden Widerstände 33a bis 33e, die verschieden voneinander sind, sind derart ausgelegt, dass sie eine Potenz von zwei sind, d.h. ein-, zwei-, viermal usw. Wenn eine rechteckige Quelle mit einem konstanten Stromwert und einer Dauer tp, wie in Fig. 61 gezeigt, zugeführt wird, werden einige der Schaltvorrichtungen 32 durch ihre entsprechenden Treiberschaltungen 30 eingeschaltet und bewirken, dass ein Strom durch die entsprechenden strombegrenzenden Widerstände 33 fliesst.
Bei Beginn der Entladung wird ein Bearbeitungsstrom zum Bearbeitungsspalt durch ausgewählte Widerstände 33 zugeführt. Eine Differenzspannung zwischen der Ausgangsspannung der Hauptstromzuführung 5 und der Entladespannung, die am Bearbeitungsspalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 erzeugt wird, wird jedem strombegrenzenden Widerstand zugeführt und dabei wird der im strombegrenzenden Widerstand fliessende Strom bestimmt. Da die Entladespannung im Allgemeinen einen konstanten Wert aufweist, wird der Bearbeitungsstrom ausschliesslich durch die Auswahl der strombegrenzenden Widerstände bestimmt.
Weiterhin kann, wie in Fig. 62 gezeigt, die Anstiegsgeschwindigkeit einer Stromwellenform gesteuert werden. Indem die Schaltvorrichtungen 32 kontinuierlich ein- und ausgeschaltet werden, nachdem der Entladestrom bis zu einem mit 48 in Fig. 62 bezeichneten Punkt angestiegen ist, kann der Strom weiter erhöht werden, doch kann er nur mit weiter reduzierter Neigung erhöht werden. Eine solche absichtliche Steuerung der Entladestromwellenform wird oftmals durchgeführt, um eine feinere Steuerung des Bearbeitungsverfahrens zu erhalten.
Eine Schaltungsanordnung für eine vierte herkömmliche Stromversorgungsvorrichtung ist in Fig. 63 gezeigt, welche Vorrichtung beispielsweise in der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbart ist. In dieser Zeichnung bezeichnet das Bezugszeichen 49 einen festen strombegrenzenden Widerstand 50, einen Halbleiterverstärker, wie z. B. ein FET, 51 eine Schaltvorrichtung zum Ein- und Ausschalten des Halbleiterverstärkers 15, um einen Entladeimpuls an- und auszuschalten; 52 stellt ein digitales Signal dar, welches die Stromwellenform des Entladeimpulses spezifiziert, 53 einen Digital-Analog-Konverter, welcher das digitale Signal in ein analoges Signal umwandelt, 54 einen Verstärker zum Treiben des Verstärkers 50 und 55 einen Begrenzungswiderstand für den Verstärker 54.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun beschrieben. Für die Ein-Aus-Synchronisierung des Entladeimpulses wird vom Oszillator 21 ein Ausgangssignal erzeugt, um die Schaltvorrichtung 51 zu treiben. Der Strom, welcher zum Bearbeitungsspalt zwischen der Elektrode und dem Werkstück 2 zugeführt wird, nachdem die Entladung auftritt, wird durch die Widerstandswerte des festen Widerstandes 49 und des Halbleiterverstärkers 50 bestimmt. Wenn wie beispielsweise ein FET als Halbleiterverstärker 50 verwendet wird, kann er als variabler Widerstand betrieben werden.
Die Charakteristik des FET ist in Fig. 64 dargestellt. Wenn VGS beliebig bestimmt wird, wird ID konstant gehalten, wenn VDS leicht variiert. Der FET ist charakteristisch dafür, dass der Bearbeitungsstrom gesteuert wird, um konstant gehalten zu werden, unabhängig von einer kleinen Variation der Stromversorgungsspannung 5. Aus diesem Grund ist der Strom während der Entladung stabil und es ist unwahrscheinlich, dass eine sogenannte Impulsunterbrechung, d.h. eine Entladung, die halb im Impuls aufhört, auftritt, wobei eine extrem stabile Bearbeitung erzeugt werden kann.
Das Ändern eines Signals zum Gate G des FET 50 innerhalb eines einzelnen Impulses ermöglicht eine beliebige Wellenform und stellt einem Sollwert G eine Konstant-Stromcharakteristik zur Verfügung, was speziell stabile Bearbeitung garantiert.
Die herkömmliche Stromversorgung für Funkenerosion, die wie oben beschrieben konstruiert ist, weist die folgenden Nachteile auf.
Da mit dem "Impulsgenerator, der mit dem Funkenerosionswerkzeug verwendet wird", offenbart in der offengelegten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928, versucht wird, den Bearbeitungsstromwert innerhalb des spezifizierten Bereichs in Schaltsteuerung wesentlich zu steuern, weist die Bearbeitungsstromwellenform 47 eine Welligkeit auf, wie in Fig. 55 gezeigt. Diese Welligkeit weist im Allgemeinen eine Breite von einigen Ampère auf. Beispiele von Bearbeitungsstromimpulsen, welche unter verschiedenen Bedingungen erzeugt werden, sind in den Fig. 56 und 57 dargestellt. Fig. 56 zeigt eine breite Bearbeitungsstromwert-Einstellung, d.h. eine Stromeinstellung für ein sogenanntes Schruppen.
In einer Stromwellenform 47b gemäss diesem Beispiel ist die Breite der Welligkeit (welche ungefähr dem Abstand zwischen den Sollwerten 13 und 14 entspricht) klein relativ zu einem Spitzenwert 13 des Bearbeitungsstrom-Sollwertes und bewirkt deshalb keine besonderen Fehler in der Bearbeitung. Wenn jedoch der Sollwert des Stromspitzenwertes reduziert wird, wie in Fig. 47 gezeigt, ist der untere Grenzwert 14 des Sollwertes nicht mehr signifikant und die ursprünglich rechteckig erwünschte Wellenform wird dreieckig, wie durch 47c angezeigt wird. Als Resultat davon kann der Impuls nicht für eine gewünschte Zeitperiode aufrecht erhalten werden und wird diskontinuierlich. Diese Wellenform kann nicht das gewünschte Bearbeitungsresultat erzeugen.
Aufgrund der Welligkeit in der Stromwellenform ist die Stromwellenform, die durch Schaltsteuerung gesteuert werden soll, ungeeignet zur Steuerung einer Mikrostromwellenform, wie bei der Endbearbeitung und kann die gewünschte Bearbeitung nicht erzielen.
Auch die "Impulserzeugungsschaltung, gesteuert zur Gestaltung durch diskontinuierliche elektrische Entladungen", offenbart in der japanischen offengelegten Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO 57-33 949, ist entwickelt, um die Nachteile der Technik, offenbart in der japanischen offengelegten Patentpublikation SHO62-27 928, in gewissem Grade aufzuheben. Der Reaktor 22, der in die Schaltung gemäss Fig. 58 eingefügt ist, hält den Stromleichter konstant, wobei die Breite der Welligkeit der Stromwellenform beträchtlich kleiner sein kann als diejenige gemäss der Technik der Schaltung in Fig. 54. Im Allgemeinen ermöglicht die Einfügung eines Reaktors, dass der Strom leichter konstant gehalten werden kann, weist jedoch den Nachteil auf, dass steigende und fallende Geschwindigkeiten nicht vorgesehen werden können.
In der Schaltung gemäss Fig. 58 wird die erste Hilfsschaltung jedoch verwendet, um den Spitzenstromwert im Voraus zu sichern, wobei nach dem Start des Entladeimpulses die zweite Schaltvorrichtung 20 verwendet wird, um zu bewirken, dass die Entladeschaltung leitet oder nicht leitet, wobei die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten verbessert werden. Die Hilfsstromversorgung 28 wird zu diesem Zweck verwendet.
Diese Hilfsstromversorgung 28 weist eine beträchtlich grössere Ausgangskapazität auf als die Stromversorgung 5, welche als Hauptstromversorgung dient, da sie eine kleinere Ausgangsspannung aufweisen kann, wobei jedoch ihr Ausgangsstrom im Wesentlichen gleich dem Bearbeitungsstrom sein muss. Ein anderer Nachteil dieser Technik ist die Schwierigkeit, die Schaltung zu niedrigen Kosten bereit zu stellen.
Im Weiteren hat die Technik, welche in der offengelegten japanischen Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949 offenbart ist, einen Nachteil, dass es, verschieden von der Technik offenbart in der offengelegten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928, schwierig ist, eine beliebige Entladeimpulswellenform zusammen mit der Steuerung der Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten derselben zur Verfügung zu stellen und nur die Rechteckwelle, wie in Fig. 59 gezeigt, kann zur Verfügung gestellt werden.
Ebenfalls ist die im "Steuerverfahren für die Funkenerosionsstromversorgung" in der japanischen offengelegten Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbarte Technik gebaut, um die Nachteile in der Technik, gemäss der japanischen offengelegten Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 und der japanischen offengelegten Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33 949, zu vermeiden.
Die in der japanischen offengelegten Patentpublikation Nr. HEI234 732 offenbarte Technik verwendet die Konstanzspannungsstromversorgung und den darin eingefügten Widerstand zur Steuerung des Bearbeitungsstromwertes, ohne dass der Funkenerosionsstrom durch Schaltsteuerung gesteuert wird.
Die vorgesehene Entladestromwellenform weist jedoch fast keine Stromwelligkeit auf, wie in Fig. 61 gezeigt, und das Ein-/Ausschalten der Widerstände 33a bis d in der Schaltung bei hoher Geschwindigkeit ermöglicht, dass die Anstiegsgeschwindigkeit 48 und die Stromwellenform beliebig eingestellt werden können, wie in Fig. 62 gezeigt.
Der Nachteil dieser Technik ist jedoch, dass der Strom nicht direkt gesteuert wird, sondern entsprechend dem Widerstandswert, welcher den Strom begrenzt, gesteuert wird, wobei der Entladungsstromwert entsprechend der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 variiert. In anderen Worten, wenn ein gegebener Stromwert eingestellt wurde, kann der gleiche Bearbeitungszustand nicht vorgesehen werden, wenn die Spannung der Stromversorgung variiert.
Im Weiteren ist es bekannt, dass der Entladungsspalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 physikalisch als eine Konstantspannungslast von etwa 25 V wirkt. Aus diesem Grunde wird die Differenzspannung zwischen der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 und dem 25 V-Spannungsabfall des Entladespaltes meistens an die strombegrenzenden Widerstände 33 angelegt und als thermische Energie verbraucht. Als Stromversorgung der Funkenerosionsmaschine kann diese Technik eine Reduktion des Stromversorgungswirkungsgrades nicht vermeiden, im Vergleich zu den Techniken, die in der japanischen offengelegten Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 und der japanischen offengelegten Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO 57-33 949 offenbart sind. Dies hindert die Verkleinerung der Grösse der Stromversorgungsvorrichtung und macht es schwierig, die gleichen Funktionen bei niedrigen Kosten zu erfüllen.
Wie oben beschrieben, weist die Vorrichtung in Information 3 den Nachteil auf, dass der Bearbeitungsstrom nicht leicht konstant gehalten wird, dass der Wirkungsgrad der Stromversorgung schlecht ist und dass dieser schlechte Wirkungsgrad der Stromversorgung eine grosse Ausdehnung und einen hohen Preis der Vorrichtung zur Folge hatte.
Im Weiteren wurden gemäss der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 einige Nachteile der Technik, die in der offengelegten japanischen Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbart sind, gelöst.
Die in der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbarte Technik verwendet einen Halbleiterverstärker anstelle der Mehrzahl von strombegrenzenden Widerständen in der Technik, die in der offengelegten japanischen Patentpublikation Nr. HEI2-34 732 offenbart ist. Da der FET als Halbleiterverstärker in dieser herkömmlichen Art verwendet wird, ergibt sich die Konstantstrom-Charakteristik, wie in Fig. 64 gezeigt. D.h. ein konstanter Strom kann aufrecht erhalten und relativ zur Variation in der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 gesteuert werden, wobei die Konstantstromsteuerung auch während der Dauer des Entladeimpulses durchgeführt werden und eine extrem stabile Bearbeitung erzielt werden kann.
Im Sinne, dass der Eingangsimpuls-Strom konstant gemacht werden kann, kann eine stabilere Bearbeitung erzielt werden im Vergleich zu den Schaltstromversorgungen in den Techniken, die in der offengelegten japanischen Patentpublikation Nr. SHO62-27 928 und der offengelegten japanischen Gebrauchsmusterpublikation Nr. SHO57-33949 offenbart sind. Da der Widerstandswert im Zeitpunkt, wo die Entladung beginnt, extrem klein ist im Vergleich zur offengelegten japanischen Patentpublikation Nr. HEI2-34 732, kann der Entladestrom schneller angehoben werden.
Die Differenzspannung zwischen der Ausgangsspannung der Stromversorgung 5 und der Bearbeitungsspaltspannung wird jedoch vollständig an den Halbleiterverstärker 50 angelegt. Die durch den Halbleiterverstärker 50 verbrauchte thermische Energie ist gross. Im Vergleich zu gewöhnlichen elektrischen Teilen kann ein Halbleiter besonders leicht durch Hitze angegriffen werden, wobei die Wärme-Dissipation wichtig ist.
Die Technik, die in der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbart ist, erzeugt jedoch viel Hitze, da sie den Halbleiter nicht nur als Schaltvorrichtung, sondern auch als den variablen Widerstand in einem aktiven Bereich benützt, d.h., diese Technik erlaubt nicht, dass ein grosser Strom fliesst und es ist sehr schwierig, eine Schaltung zu entwickeln, mit welcher ein Funkenerosionsschruppen erzielt werden kann, welches einen Stromspitzenwert von einigen zehn Ampere oder höher erfordert.
Die Technik, die in der Beschreibung der US-Patentschrift Nr. 4 306 135 offenbart ist, weist den Nachteil auf, dass ein für Schruppenadäquater grosser Strom nicht gesteuert werden kann.
Es ist entsprechend eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese Nachteile zu vermeiden, indem eine Stromversorgung für eine Funkenerosionsmaschine geschaffen wird, welche eine geringe Welligkeit in einem Bearbeitungsstromimpuls aufweist, welche die leichte Bildung eines Mikrostromes bei der Endbearbeitung ermöglicht und infolge des extrem hohen Wirkungsgrades der Stromversorgung eine Stromversorgungsvorrichtung mit kleinen Abmessungen und geringen Kosten ermöglicht.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist das Energieversorgungsgerät für Funkenerosionsmaschinen gemäss der Definition im Anspruch 1.
Die Vorrichtung zur Steuerung der Stromversorgung für die Funkenerosionsmaschine gemäss der Erfindung schaltet die Schaltvorrichtungen in einem beliebigen Zyklus an/ab, unter der Steuerung des Stromsollwertsignales entsprechend der Wellenform des Stromimpulses, der zum Bearbeitungsspalt zugeführt wird, wobei eine beliebige Form des Stromimpulses zum Bearbeitungsspalt zugeführt wird und die Stromkomponente zur Kompensation der Welligkeitskomponente, die durch das Schalten bei der Zuführzeit des Stromes erzeugt wird, der beliebigen Form des Stromes überlagert und zum Bearbeitungsspalt zugeführt wird.
Die zweite Bearbeitungsschaltung entsprechend der Erfindung überlagert den Strom äquivalent der Differenz zwischen dem Stromsollwertsignal und dem Strom von der ersten Bearbeitungsschaltung, d.h., die sogenannte Stromkomponente zur Kompensation der Welligkeitskomponente, welche durch die Schaltung der ersten Bearbeitungsschaltung gebildet wird, mit dem Strom von der ersten Bearbeitungsschaltung und führt den resultierenden Strom dem Bearbeitungsspalt zu.
Die erste Gleichstromquelle der Erfindung führt dem Bearbeitungsspalt den Strom zu, der auf dem Signal basiert, welches durch Subtraktion des vorbestimmten Wertes vom Stromsollwertsignal erhalten wird, und die zweite Gleichstromquelle überlagert den Strom entsprechend der Differenz zwischen dem Stromsollwertsignal und dem Strom von der ersten Gleichstromquelle mit dem Strom von der ersten Gleichstromquelle und führt den resultierenden Strom dem Bearbeitungsspalt zu.
Die erste Gleichstromquelle der Erfindung führt dem Bearbeitungsspalt den Strom zu, welcher auf dem Stromsollwertsignal basiert, und die zweite Stromquelle überlagert den Strom äquivalent der positiven Differenz zwischen dem Stromwert von der ersten Gleichstromquelle und dem Stromsollwertsignal mit dem Strom von der ersten Gleichstromquelle und führt den resultierenden Strom dem Bearbeitungsspalt zu.
Die dritte Stromquelle überlagert den Strom äquivalent der negativen Differenz zwischen dem Stromwert von der ersten Gleichstromquelle mit dem Stromsollwertsignal auf dem Strom von der ersten Gleichstromquelle und führt den resultierenden Strom dem Bearbeitungsspalt zu.
Die verwendete Stromversorgungssteuertechnik setzt den Ausgangsstrompegel und die Ausgangsstromwelligkeit des Konstantstromzuführabschnittes fest, definiert das Additionsresultat des fest gesetzten Ausgangsstrompegels und der Ausgangsstromwelligkeit als die Ausgangsstromführungsgrösse des Konstantstromzuführabschnittes, vergleicht die Ausgangsstromführungsgrösse mit dem Ausgangsstrom des Konstantstromzuführabschnittes und steuert die Schaltvorrichtung des Konstantstromzuführabschnittes entsprechend dem Resultat dieses Vergleiches.
Die Stromversorgungsvorrichtung entsprechend der Erfindung umfasst das Welligkeitsstromeinstellmittel, welches die Modulationsmittel umfasst zur Modulierung der Einstellsignalfrequenz des Welligkeitsstromeinstellwertes entsprechend des Einstellwertes des Ausgangsstrompegels-Einstellmittels, um die Einstellsignalfrequenz des Welligkeitsstromeinstellwertes zu reduzieren, wenn der Einstellpegel des Ausgangsstrompegel-Einstellmittels hoch ist und um die Einstellsignalfrequenz des Welligkeitstromeinstellwertes zu erhöhen, wenn der Einstellpegel des Ausgangsstrompegels-Einstellmittels tief ist.
Die Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung setzt den Ausgangsstrompegel und die Ausgangsstromwelligkeit des Konstantstromquellenbereichs, definiert das Additionsresultat des festgesetzten Ausgangsstrompegels und der Ausgangsstromwelligkeit als die Ausgangsstromführungsgrösse des Konstantstromquellenbereichs, vergleicht die Ausgangsstromführungsgrösse mit dem Ausgangsstrom des Konstantstromquellenbereiches und steuert die Schalteinrichtung des Konstantstromquellenbereichs entsprechend dem Resultat dieses Vergleichs. Das Gatemittel eliminiert Rauschen, welches vom EIN/AUS des ersten Schaltmittels im Konstantstromquellenbereichs resultiert.
Die Stromversorgungsvorrichtung entsprechend der Erfindung setzt die Ausgangsstrompegel der Konstantstromquellenbereiche, die erste Ausgangsstromwelligkeit und die zweite Ausgangsstromwelligkeit 180 DEG aus der Phase mit der ersten Ausgangsstromwelligkeit fest, definiert das Additionsresultat des gesetzten Ausgangsstrompegels und der ersten Ausgangsstromwelligkeit als erste Ausgangsstromführungsgrösse des ersten Konstantstromquellenbereichs, definiert das Additionsresultat des gesetzten Ausgangsstrompegels und der zweiten Ausgangsstromwelligkeit als die zweite Ausgangsstromführungsgrösse des zweiten Konstantstromquellenbereichs,
vergleicht die erste Ausgangsstromführungsgrösse des ersten Konstantstromquellenbereichs und steuert die Schaltvorrichtung des ersten Konstantstromquellenbereichs entsprechend des Resultates dieses Vergleichs und vergleicht die zweite Ausgangsstromführungsgrösse mit dem Ausgangsstrom des zweiten Konstantstromquellenbereichs und steuert die Schaltvorrichtung des zweiten Konstantstromquellenbereichs entsprechend dem Resultat dieses Vergleichs.
Die Stromversorgungsvorrichtung entsprechend der Erfindung setzt den Ausgangsstrompegel und die Ausgangsstromwelligkeit des Konstantstromquellenbereichs fest, definiert das Additionsresultat des gesetzten Ausgangsstrompegels und der Ausgangsstromwelligkeit als die Ausgangsstromführungsgrösse des Konstantstromquellenbereichs, vergleicht die Ausgangsstromführungsgrösse mit dem Ausgangsstrom des Konstantstromquellenbereichs und gibt das Signal ab, welches die erste Schaltvorrichtung des Konstantstromquellenbereichs entsprechend dem Resultat dieses Vergleichs abschaltet, und weiter gibt das Zeitgebermittel das Signal aus, welches die erste Schaltvorrichtung des Konstantstromquellenbereichs einschaltet, wenn die vorbestimmte Zeitdauer verstreicht, nachdem das Vergleichsmittel das Signal ausgegeben hat, welches die erste Schaltvorrichtung des Konstantstromquellenbereichs abschaltet.
Das verwendete Steuerverfahren der Stromversorgung bewirkt, dass der Strom, welcher die Reduktion des Ausgangstromes, die im ausgeschalteten Zustand der ersten Schaltvorrichtung auftritt, unterdrückt, wenn der Strom zugeführt wird, um durch Addition zu vermeiden, damit der Strom unter gleichzeitiger Reduktion der Welligkeit abrupt reduziert wird.
Die Serieverbindung der zweiten Gleichstromversorgung, welche eine gleiche oder eine etwas kleinere Spannung als die Funkenerosionsspannung aufweist, die dritte Schaltvorrichtung und die Diode in der Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung bewirken, dass der Strom, welcher die Reduktion des Ausgangsstromes, die während der Ausschaltzeit der ersten Schaltvorrichtung auftritt, verhindert, wenn der Strom zugeführt wird, um durch Addition zu vermeiden, dass der Strom unter gleichzeitiger Reduktion der Welligkeit abrupt reduziert wird.
In der Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung steigt der Ausgangsstrom an/fällt der Ausgangsstrom ab zwischen dem Stromsollwert und dem Oberstromsollwert, wenn infolge eines Kurzschlusses oder Ähnlichem ein Oberstrom zwischen der Elektrode und dem Werkstück fliesst und dabei das Fliessen eines Kurzschlussstromes verhindert wird.
Das Stromversorgungssteuerverfahren entsprechend der Erfindung verhindert ein plötzliches Ansteigen des Stromes, wenn der Ausgangsstrom bei einem gegebenen Strompegel gesteuert wird, wobei die Welligkeit reduziert wird.
Die Serieverbindung der dritten Gleichstromversorgung ist befähigt, dem Bearbeitungsspalt eine Spannung zuzuführen, die höher ist als die elektrische Entladungsspannung und tiefer als die Spannung, die durch die erste Gleichstromversorgung geliefert wird, wobei die vierte Schaltvorrichtung und die Diode in der Stromversorgung gemäss der Erfindung verhindern, dass der Strom abrupt ansteigt, wenn der Ausgangsstrom bei einem gegebenen Strompegel gesteuert wird, wobei die Welligkeit reduziert wird.
Die Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung verwendet die erste Schaltvorrichtung und die vierte Schaltvorrichtung zur Steuerung des Ausgangsstromes und verwendet, nachdem der Ausgangsstrom den gegebenen Wert erreicht hat, die vierte Schaltvorrichtung zur Steuerung des Ausgangsstromes, wobei die Stromsteuerung mit wenig Welligkeit durchgeführt wird.
Die Serieverbindung der vierten Gleichstromversorgung mit der Spannung, welche der Neigung der Anstiegsflanke des Stromes in der Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung entspricht, reduziert Welligkeit, wenn der Ausgangsstrom erhöht wird, wobei die gewünschte Anstiegsflanke des Stromes erzielt wird. Die Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung arbeitet, um die Welligkeit des Stromes vom Auftreten der elektrischen Entladung, bis dass der Strom den Sollwert erreicht, zu eliminieren.
Die Serieverbindung der fünften Gleichstromversorgung, mit welcher dem Bearbeitungsspalt eine Spannung zugeführt werden kann, welche höher ist als die Spannung, die durch die erste Gleichstromversorgung und die sechste Schaltvorrichtung in der Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung zugeführt wird, arbeitet, um die elektrische Entladung zuverlässig zu erzeugen.
Die Stromversorgungsvorrichtung gemäss der Erfindung schaltet die sechste Schaltvorrichtung unter Steuerung des Hochspannungsimpulssignales, wenn die elektrische Entladung verzögert wurde, damit die elektrische Entladung zuverlässig erzeugt wird.
Die Stromversorgungsvorrichtungen gemäss den verschiedenen Ausführungsbeispielen der Erfindung können Niederspannungsstromversorgungen als Gleichstromversorgungen verwenden, wie die erste Gleichstromversorgung die vierte Gleichstromversorgung etc., wobei die Stromversorgungen wirkungsvoll verwendet werden können.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen.
Fig. 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2(a) bis (d) zeigen Stromwellenformen gemäss dem ersten Ausführungsbeispiel.
Fig. 3 zeigt eine Stromwellenform gemäss dem ersten Ausführunpbeispiel.
Fig. 4(a) bis (e) sind Betriebszeittafeln, welche den Betrieb der Schaltung des ersten Ausführungsbeispieles erläutern.
Fig. 5 zeigt ein Stromwellenformdiagramm gemäss dem ersten Ausführungsbeispiel.
Fig. 6 zeigt ein Stromdiagramm, welches ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 7 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 8 zeigt ein Rechteckstromwellenformdiagramm gemäss dem dritten Ausführungsbeispiel.
Fig.
9 zeigt ein Dreieckstromwellenformdiagramm gemäss dem dritten Ausführungsbeispiel.
Fig. 10 zeigt ein Verdrahtungsschema gemäss einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 11 zeigt ein Rechteckstromwellenformdiagramm gemäss dem vierten Ausführungsbeispiel.
Fig. 12 zeigt ein Dreieckstromwellenformdiagramm gemäss dem vierten Ausführungsbeispiel.
Fig. 13 zeigt ein Dreieckstromwellenformdiagramm gemäss dem vierten Ausführungsbeispiel.
Fig. 14 zeigt ein Verdrahtungsschema eines fünften Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Fig. 15 zeigt ein Verdrahtungsschema eines sechsten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Fig. 16 zeigt ein Verdrahtungsschema eines siebenten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Fig. 17 zeigt ein Stromwellenformdiagramm gemäss dem fünften Ausführungsbeispiel.
Fig.
18 zeigt ein Stromwellenformdiagramm gemäss dem sechsten Ausführungsbeispiel.
Fig. 19 zeigt ein Stromwellenformdiagramm gemäss dem siebenten Ausführungsbeispiel.
Fig. 20 zeigt ein Verdrahtungsschema gemäss einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 21(a) bis (e) zeigen Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb des achten Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 22(a) bis (c) zeigen Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um die Modifikation des achten Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 23 zeigt ein Verdrahtungsschema zur Erläuterung eines neunten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Fig. 24 zeigt ein V-f-Diagramm, welches verwendet wird, um den Betrieb des neunten Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig.
25(a) bis (d) zeigt Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb des neunten Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 26 zeigt ein Verdrahtungsschema gemäss einem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 27(a) bis (g) zeigen Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb des zehnten Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 28 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein elftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 29(a) bis (d) zeigen Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um den Betrieb des elften Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 30(a) bis (c) zeigen Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um den Betrieb des elften Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig.
31 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein zwölftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 32(a) bis (c) zeigen Wellenformdiagramme und eine Zeittafel, um den Betrieb des zwölften Ausführungsbeispiels zu beschreiben.
Fig. 33 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema, welches ein dreizehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 34 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches eine Steuerschaltung gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 35 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein Beispiel einer Zeitgeberschaltung gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 36 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein alternatives Beispiel der Zeitgeberschaltung gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig.
37 sind Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb der Zeitgeberschaltung gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 38 zeigen Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um einen Hauptbetrieb gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 39 sind Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Betrieb zur Zeit eines Bearbeitungsspalt-Kurzschlusses gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 40 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein alternatives Beispiel der Steuerschaltung gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig.
41 zeigt Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um einen effektiven Betrieb gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 42 zeigt Wellenformdiagramme, welche verwendet werden, um einen effektiven Betrieb gemäss dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 43 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema, welches ein vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 44 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches eine Steuerschaltung gemäss dem vierzehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 45 sind Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um ein Hauptbetrieb gemäss dem vierzehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig.
46 ist ein Hauptverdrahtungsschema, welches sein fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 47 ist ein Verdrahtungsschema, welches eine Steuerschaltung gemäss dem fünfzehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 48 zeigt Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um einen Hauptbetrieb gemäss dem fünfzehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu erläutern.
Fig. 49 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema zur Erläuterung eines sechzehnten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Fig. 50 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches seine Steuerschaltung gemäss dem sechzehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert.
Fig.
51 zeigt Wellenformdiagramme und Zeittafeln, welche verwendet werden, um den Hauptbetrieb gemäss dem sechzehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu beschreiben.
Fig. 52 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema zur Erläuterung eines siebzehnten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Fig. 53 zeigt ein Hauptverdrahtungsschema zur Erläuterung eines achtzehnten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
Fig. 54 zeigt ein Verdrahtungsschema zur Erläuterung eines ersten Beispieles gemäss dem Stand der Technik.
Fig. 55 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 54 erzeugt wird.
Fig. 56 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches verwendet wird, um die Nachteile des ersten Beispiels des Standes der Technik zu beschreiben.
Fig.
57 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches verwendet wird, um die Nachteile des ersten Beispiels des Standes der Technik zu beschreiben.
Fig. 58 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein zweites Beispiel des Standes der Technik erläutert.
Fig. 59 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 58 erzeugt wird.
Fig. 60 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein drittes Beispiel des Standes der Technik erläutert.
Fig. 61 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 60 erzeugt wird.
Fig. 62 zeigt ein Stromwellenformdiagramm, welches durch die Schaltung gemäss Fig. 60 erzeugt wird.
Fig. 63 zeigt ein Verdrahtungsschema, welches ein viertes Beispiel des Standes der Technik erläutert.
Fig. 64 zeigt ein Stromdiagramm eines Halbleiterverstärkers, der in der Schaltung gemäss Fig. 63 verwendet wird.
Ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun anhand der Fig. 1 bis 5 beschrieben. Fig. 1 zeigt ein Verdrahtungsschema einer Stromversorgung für eine Funkenerosionsmaschine gemäss dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In Fig. 1 bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine Elektrode, 2 ein Werkstück, 4 eine erste Schaltvorrichtung 5, eine Stromversorgung, 6 eine Diode, welche bewirkt, dass ein Reststrom fliesst, 7 einen Stromdetektor, 100a bis 100c zweite Schaltvorrichtungen, 101a bis 101c strombegrenzende Widerstände, welche ein Widerstandsverhältnis gemäss der Potenz von zwei aufweisen, d.h. 1:2:
4, 102 bezeichnet eine Stromsollwertsignal-Einstelleinheit, welche verwendet wird, um den Spitzenwert, die Dauer, die Stopp-Zeit, die Form etc. einer Stromwellenform zu einem Stromsollwert-Signalgenerator 103 einzustellen, 103 stellt einen Stromsollwertgenerator dar, welcher ein Stromsollwertsignal erzeugt, welches durch die Stromsollwertsignal-Einstelleinheit 102 eingestellt wird und 104 bezeichnet ein Ausgangssignal derselben.
105 bezeichnet einen Signalkonverter, welcher einen gegebenen Wert zum/vom Ausgang 104 addiert/subtrahiert oder den Ausgang mit einem gegebenen Betrag multipliziert, 106 bezeichnet ein Ausgangssignal desselben, 107 bezeichnet einen ersten Signaladdierer/-subtrahierer, welcher auf der Differenz zwischen dem Ausgangssignal 106 und dem vorliegenden Wert eines Detektionssignals 112, welches durch den Stromdetektor 7 erfasst wurde, arbeitet, 108 stellt ein Ausgangssignal desselben dar, 109 bezeichnet eine Logikschaltung, welche ein logisches Signal ausgibt zur Ein-/Ausschaltung der ersten Schaltvorrichtung 4 unter Steuerung des Aussignals 108, 110 bezeichnet ein Ausgangssignal desselben und 111 bezeichnet einen Verstärker zum Treiben der ersten Schaltvorrichtung 4 unter der Steuerung des Ausgangssignales 110.
112 bezeichnet ein Erfassungssignal, welches den momentanen Wert eines Stromes repräsentiert, der durch den Stromdetektor 7 geliefert wird, 113 stellt einen zweiten Signaladdierer/-subtrahierer dar, welcher auf einer Differenz zwischen einem Sollwert vom Stromsollwert-Signalgenerator 103 und dem momentanen Wert des Erfassungssignals 112 vom Stromdetektor 7 arbeitet, und 14 bezeichnet einen Analog-Digital-Konverter, welcher die Ausgangsgrösse des zweiten Signaladdierers/-subtrahierers 113 in ein Digitalsignal umwandelt, 115a bis 115c bezeichnen Verstärker, welche jedes Bit des Digitalsignales des Analog-Digital-Konverters 115 verstärken, um die Schaltvorrichtungen 100a bis 100c zu treiben, 116 stellt ein Bearbeitungsspaltspannungssignal zur Erfassung eines Entladungsbeginnes dar und 117 stellt einen Widerstand dar.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Stromversorgung 5, die erste Schaltvorrichtung 4, der Stromdetektor 7, der Widerstand 117 und der Bearbeitungsspalt in Serie geschaltet, um eine erste Bearbeitungsschaltung zu bilden. Ebenfalls bilden eine Mehrzahl von Serieverbindungen der strombegrenzenden Widerstände 101a bis 101c und die zweiten Schaltvorrichtungen 100a bis 100c eine zweite Bearbeitungsschaltung, welche parallel mit der ersten Bearbeitungsschaltung verbunden ist, um dem Bearbeitungsspalt ein Strom zuzuführen, welcher dem Strom von der ersten Bearbeitungsschaltung überlagert ist. Im Weiteren bilden die logische Schaltung 109 und der Verstärker 111 eine erste Steuerschaltung und der Analog-Digital-Konverter 114 und die Verstärker 115a bis 115c bilden eine zweite Steuerschaltung.
Der Betrieb dieser Schaltung wird nun mit Bezug auf die Fig. 2(a)-(d) bis 5 beschrieben. Zuerst, vor dem Start der Maschine, stellt ein Operateur, welcher die elektrische Funkenerosionsmaschine bedient, die Formdauer, Anhaltezeit etc. einer Stromwellenform von der Einstelleinheit 102 zum Sollwert-Signalgenerator 103 ein. Diese Werte können durch ein Programm von einer NC-Steuervorrichtung oder Ähnlichem vorgegeben werden. Der Stromsollwert-Signalgenerator 103 erzeugt Signale, die für die Stromversorgungsvorrichtung bei der tatsächlichen Bearbeitung benötigt werden, z.B. die Zeitberechnung der Anwendung einer Spannung an dem Bearbeitungsspalt unter den Bedingungen der Einstelleinheit 102.
In anderen Worten erzeugt der Stromsollwert-Signalgenerator 103 ein Stromsollwertsignal, welches Arbeitsvorgänge festsetzt, z.B. wird, wenn eine Entladung begonnen hat, eine Bearbeitungsstromwellenform ausgegeben, nachdem eine Spannung an den Bearbeitungsspalt angelegt worden ist, und erneut eine Spannung angelegt wird, wenn eine vorbestimmte Anhaltezeitperiode nach dem Ende einer Bearbeitungsstromwellenform vergangen ist.
Das Signal 104, welches vom Stromsollwert-Signalgenerator 103 abgegeben wird, wird in das Ausgangssignal 106 durch den Signalkonverter 105 umgewandelt. Das Ausgangssignal 106 wird umgewandelt, sodass es äquivalent im Pegel zum Ausgangssignal 104 oder etwas kleiner im Signalpegel ist. Auf eine Differenz zwischen diesem Ausgangssignal 106 und dem Signal 112, welche durch den Stromdetektor erfasst wird (Strom, der in der ersten Bearbeitungsschaltung fliesst), wirkt dann die erste Signaladditionsschaltung 107 und dient als Ausgangssignal 108. Das Ausgangssignal 108 wird weiter an die logische Schaltung 109 geleitet.
Diese logische Schaltung 109 ist bestimmt, die Betriebszeitberechnung der ersten Schaltvorrichtung 4 unter Steuerung des Ausgangssignals 108 auszugeben, d.h. als Ausgangssignal 110 liefert die logische Schaltung 109 den Ausgang "1", um die erste Schaltvorrichtung 4 einzuschalten, wenn der durch den Stromdetektor 7 erfasste Stromwert kleiner ist als der durch das Signal 106 gegebene Sollwert, und liefert den Ausgang "0", um die erste Schaltvorrichtung 4 auszuschalten, wenn der durch den Stromdetektor 7 erfasste Stromwert grösser ist als der durch das Signal 106 gegebene Sollwert. Der Verstärker 111 treibt die erste Schaltvorrichtung 4 unter der Steuerung des Ausgangssignales 110.
Fig. 2(a) illustriert die obige Beschreibung im Format einer Betriebsstromwellenform. Eine Form, umschlossen durch 104a bis 104c, stellt den Sollwert der Stromwellenform dar, welche dem Ausgangssignal 104 in Fig. 1 entspricht. Wenn angenommen wird, dass der Signalkonverter 104 keine Signalumwandlung ausübt, passt das Ausgangssignal 106 zum Ausgangssignal 104. Wenn die erste Schaltvorrichtung 4 leitend ist, beginnt eine Entladung unter Entladungsstrom zu fliessen, wobei der von der ersten Schaltvorrichtung 4 zugeführte Strom ansteigt, wie durch 121 in Fig. 2(a) angezeigt.
Ein vorgewählter oberer Schwellenwert 118a existiert in der logischen Schaltung 109, deren Ausgang sich von "1" zu "0" verschiebt, um die erste Schaltvorrichtung 4 auszuschalten (Zeitberechnung 119 in Fig. 2(a)), wenn das Differenzsignal 108 auf "0" geschaltet wird, und deren Ausgang sich von "0" zu "1" verschiebt, um die erste Schaltvorrichtung 4 anzuschalten (Zeitberechnung 120 in Fig. 2(a)), wenn das Differenzsignal 108 einen tieferen Schwellenwert 118b erreicht. Der Strom, dessen Fliessen durch die erste Schaltvorrichtung 4 bewirkt wird, geht nach oben und unten zwischen 118a und 118b in Fig. 2(a). Eine Differenz zwischen 118a und 118b definiert einen Schwellenbereich. Wenn die Impulsdauer ändert, fällt der Strom gegen Null, wie durch 122 angezeigt ist.
Wie oben beschrieben, ist die Stromwellenform, welche durch die erste Schaltvorrichtung 4 zugeführt wird, gewählt, wie durch 121, 119, 120, 122, etc. in Fig. 2(a) angezeigt wird. Dies ist eine Stromwelligkeit.
Um diese Stromwelligkeitskomponente zu kompensieren, sodass sie fast in das ursprüngliche Ausgangssignal 104 zurückgeführt wird, d.h. der Stromwellenformsollwert, ist das vorliegende Ausführungsbeispiel zusätzlich zur ersten Bearbeitungsschaltung, welche die erste Schaltvorrichtung 4 etc. umfasst, mit der zweiten Bearbeitungsschaltung versehen, welche aus den Serieverbindungen der zweiten Schaltvorrichtungen 100a bis 100c und den Widerständen 101a bis 101c besteht, parallel mit der ersten Bearbeitungsschaltung.
Ein Unterschied zwischen dem Ausgangssignal 104, als Stromsteuerwert wirkend, und dem Überwachungssignal 112 als vorliegender Stromwert wirkend, wegen der Stromwelligkeit oder einer Verzögerung im Ansteigen des Stromes von der ersten Schalteinrichtung 4 her, wird durch das zweite Addier-/Subtrahierglied 113 überwacht und an den Analog-Digital-Umwandler 114 übermittelt. Der Unterschied wird nämlich durch den Analog-Digital-Umwandler 114 in ein Digitalsignal umgewandelt. In der vorliegenden Ausführungsform sind die Widerstände 101a bis 101c so ausgelegt, dass sie ein Verhältnis von 1:2:4 haben. Daher sind die in den Widerständen 101a bis 101c fliessenden Stromwerte entsprechend 4:2:1.
Weil die Widerstandswerte der Widerstände 101a bis 101c, wie oben beschrieben, in der Zweierpotenz ausgelegt sind, können acht verschiedene Stromwerte eingestellt werden, abhängig von der Kombination der drei Ausgänge des Analog-Digital-Umwandlers 114, d.h. den Logiksignalen, gesendet zu den zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c. Durch Ändern dieser Kombination wird der Strom, äquivalent zum Unterschied zwischen dem Stromsteuerwert und dem vorliegenden Stromwert, durch die Widerstände 101a bis 101c geliefert.
Die Fig. 4a bis 4e zeigen die Zeitabläufe des oben genannten, worin Fig. 4a die Spannungswellenform des Bearbeitungsspaltes zeigt, Fig. 4b die Stromwellenform des Bearbeitungsspaltes zeigt, und der schraffierte Bereich 129 durch den Strom kompensiert wird, der durch den zweiten Bearbeitungskreislauf geliefert wird. Fig. 4c zeigt den Zeitablauf der ersten Schalteinrichtung 4 und Fig. 4d zeigt die Zeitabläufe der zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c. Fig. 4e zeigt das EIN-/AUS-Diagramm der zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c, welche ein-/ausgeschaltet werden unter der Kontrolle der Signale, ausgehend von den Logikschaltkreisen 115a bis 155c, worin "1" bedeutet, dass die Schalteinrichtung eingeschaltet und "0" bedeutet, dass die Schalteinrichtung ausgeschaltet ist.
Zuerst, in einem Status, in welchem die Spannung an den Bearbeitungsspalt vor dem Beginn der Entladung angelegt ist, sind die erste Schalteinrichtung 4 und die zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c alle eingeschaltet.
Wenn der Entladungsbeginn gemäss Fig. 4a bei 124 festgestellt wird, beginnt die Stromwellenform, wie in Fig. 4b dargestellt, anzusteigen. Zur selben Zeit wird der Strom, durch die Widerstände 101a bis 101c reduziert. Daher werden erforderlichenfalls die zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c ein-/ausgeschaltet (sodass die Stromkomponente, die gleich dem Unterschied zwischen dem Stromsteuerwert und dem vorliegenden Stromwert ist, wegen der Verzögerung im Anstieg des Stromes von der ersten Schalteinrichtung 4 kompensiert wird), z. B. um den Strom, der von den Widerständen 101a bis 101c geliefert wird, wie in Fig. 4e dargestellt, zu reduzieren. Wenn der Stromwert den Steuerwert fast erreicht hat, überschreitet der Strom von der ersten Schalteinrichtung 4 den oberen Schwellwert 118a, wodurch die erste Schalteinrichtung 4 ausgeschaltet wird (Zeitpunkt 131 in Fig. 4c).
Dann beginnt der Strom von der ersten Schalteinrichtung 4 gegen den unteren Schwellwert 118b zu fallen.
Die hier erzeugte Stromwelligkeit wird durch das zweite Addier/Subtrahierglied 113 in Fig. 1 überwacht und die zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c werden selektiv durch den Analog-Digital-Umwandler 114 eingeschaltet, was bewirkt, dass die Widerstände 101a bis 101c den Strom liefern, welcher die Stromwelligkeit kompensiert. Obwohl Fig. 4d ein Beispiel zeigt, in welchem nur die Schalteinrichtung 100a ein-/ausgeschaltet wird, um die Welligkeit zu kompensieren, ist es natürlich so, dass die anderen Widerstände ebenfalls ausgewählt werden, wenn die Welligkeit grösser ist.
Wenn eine zweite Schalteinrichtung und ein Widerstand, wobei der Widerstand einen Quotient des Widerstandswertes äquivalent zu 0, 5 von 101a bis 101c hat, vorgesehen sind, um eine kleinere Stromkompensation zu machen, wird die Stromkompensation durch eine Mehrzahl von Schalteinrichtungen durchgeführt und die Welligkeit wird weiter reduziert.
Stromwellenformen für kleine Stromsollwerte sind in den Fig. 2b bis 2d gezeigt. Während der Stromsollwert in Fig. 2b klein ist, ist der Vorgang identisch zu dem für einen grossen Stromwert gemäss Fig. 2a. Fig. 2c zeigt, dass der Stromsollwert kleiner und unter einem Schaltschwellenwertbereich ist. Die Schaltschwellenwerte sind mit 132a und 132b bezeichnet. Wenn der untere Schwellenwert, bezeichnet mit 132b, vom Stromspitzenwert schrittweise durch einen vorgegebenen Wert gesetzt worden ist, kann er kleiner sein als "0", wie durch die punktierte Linie in Fig. 2c gezeigt ist. In diesem Fall kann der untere Schwellenwert, welcher ursprünglich 132b ist, zur Kontrolle auf 132c gewechselt werden. Weil der Schwellenwertbereich zu diesem Zeitpunkt klein ist, ist die Schaltfrequenz der ersten Schalteinrichtung 4 höher, verglichen mit jener in den Fig. 2a und b.
Wenn die Schaltfrequenz ansteigt, steigt der Schaltverlust im Falle von dem Halbleiterverstärker. Daher kann ein zuverlässigerer Schaltvorgang durchgeführt werden, indem die Einstellung, wie in Fig. 2d dargestellt, vorgenommen wird, statt dass durch wahlloses Absenken des Schwellenwertbereiches die Schaltfrequenz erhöht wird. Dies bedeutet, dass bei einer Einstellung des kleinen Stromes auf weniger als den Schaltschwellenwertbereich die erste Schalteinrichtung 4 abgeschaltet ist und der Strom nur vom zweiten Bearbeitungsstromkreis, gebildet durch die Serienverbindungen von den zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c und den Widerständen 101a bis 101c, zugeführt wird. Da der Stromsollwert zu dieser Zeit klein ist, wird eine Reduktion der Effizienz der Energieversorgung durch den Nichtgebrauch der Steuerung der Stromversorgungsschaltung, kein grosses Problem stellen.
Bezüglich der Einstellung des Schaltschwellenwertes gibt es ein anderes Problem. Fig. 3 zeigt, dass ein oberer Schaltschwellenwert 133b kleiner ist als ein Sollstromspitzenwert 134a. Die vorliegende Ausführungsform ist unter der Voraussetzung beschrieben worden, dass beide auf den gleichen Wert gesetzt sind. Der Koeffizient des Signalumwandlers 105 in Fig. 1 ist nämlich "1" und es findet keine Umwandlung statt.
Wenn der obere Schaltschwellenwert mit dem Spitzenwert des Stromsteuerwertes übereinstimmt, erfolgt eine Zeitverzögerung, bis eine Abnahme des Stroms beginnt, weil die Schaltung tatsächlich ausgeführt wird, nachdem der Strom den oberen Schwellenwert übertroffen hat. Kurzum, der Schaltstrom über dem oberen Schwellenwert fliesst. Während die Abnahme des Schaltstromes unter dem Stromsteuerwert bei 134b durch den zweiten Bearbeitungskreis kompensiert wird, gebildet durch die serielle Verbindungen der zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c und den Widerständen 101a bis 101c, kann ein Überschuss nicht kompensiert werden. Deshalb gibt es eine Methode, womit der obere Schwellenwert kleiner gemacht wird als der Spitzenwert des Stromsteuerwertes, indem der Überschuss des Stromwertes wegen der Schaltverzögerung in Betracht gezogen wird.
In Fig. 3 ist der Stromwert bei 134a höher als der obere Schwellenwert 133b. Falls jedoch der obere Schwellensollwert 133b geringfügig kleiner als der Spitzenwert 104b des Steuerstromes ist, wird der Gesamtstromwert den Steuerstromwert nicht übertreffen.
Während in der obigen Beschreibung die rechteckige Welle als Wellenform des Steuerstromes verwendet worden ist, ist die Stromwellenform, welche in Funkenerosionsbearbeitungen angewendet wird, nicht auf rechteckige Wellen limitiert. Es ist bekannt, dass die Verwendung einer Art von dreieckiger Stromwellenform, welche eine beliebige Anhebgeschwindigkeit hat, wie in Fig. 5 dargestellt ist, die Abnützung der Elektrode sehr gut unterdrückt. Die vorliegende Ausführungsform erlaubt solch eine Stromwellenform mit solch einer beliebigen Form, die leicht erzeugt werden kann. Da eine hohe Energiezuführungseffizienz eine Selbstverständlichkeit ist, ist es leicht, die Grösse und den Preis der Stromversorgungseinheit zu reduzieren, und zusätzlich kann eine genaue effektive Wellenform für eine gewünschte Wellenform vorgesehen sein.
In Fig. 5 sind die Schaltschwellenwerte 135a und 135b vorgegeben worden, um eine gewünschte Wellenform 135a zu erreichen. Der obere Schwellenwert 135a ist nämlich auf die Wellenform abgestimmt und der untere Schwellenwert 135b ist ein durch einen gegebenen Wert kleinerer Wert als der obere Schwellenwert 135a. Somit kann die Wellenform, anders als die rechteckige Welle, leicht verwendet werden.
Wie oben beschrieben ist, verwendet das Stromliefergerät für die Funkenerosionsmaschine, bezogen auf die erste Ausführungsform, ein Energieliefergerät des Schalttyps mit hoher Energielieferungseffizienz, was ein leichteres und preisgünstigeres Energieversorgungsgerät ermöglicht. Auch der Zusatz eines Schaltkreises vom Widerstandstyp zur Kompensation der Stromwelligkeit zusätzlich zum Schalten der Energieversorgung eliminiert die Stromwelligkeit und erreicht eine stabile Bearbeitung, selbst bei einem kleinen Strom.
Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf die Fig. 6 beschrieben. In dieser Ausführung wird der zweite Bearbeitungsschaltkreis, gebildet durch die Mehrzahl von seriellen Verbindungen von den zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c und die Widerstände 101a bis 101c, die zur Stromkompensation in der ersten Ausführungsform verwendet werden, ersetzt durch einen zweiten Bearbeitungsschaltkreis, gebildet durch eine serielle Verbindung von einem Feldeffekttransistor (FET) 136 und einem Widerstand 137. Wie in Verbindung mit den Fig. 63 und 64 beschrieben, welche die konventionelle Art zeigen, kann der FET 136 als variabler Widerstand durch Enden des Steuerweges betrieben werden.
Während die zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c nur für die Verwendung der Schaltung in der ersten Ausführungsform verwendet wurden, erlaubt die analoge Steuerung daher, die drei zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c und die drei Widerstände 101a bis 101c, dargestellt in der ersten Ausführungsform, durch einen FET 136 und einen Grenzwiderstand 137, wie in Fig. 6 dargestellt, zu ersetzen. Die andere Anordnung ist identisch mit derjenigen der ersten Ausführungsform. Während der FET 136 unter der Kontrolle eines analogen Spannungssignales gesteuert wird, ist der in der ersten Ausführungsform verlangte Analog-Digital-Umwandler 114 nicht erforderlich. Nachdem das Ausgangssignal des zweiten Subtrahierers 113 durch den Verstärker 139 verstärkt wird, kann die \ffnung des FET 136 direkt gesteuert werden.
Die Anzahl von Teilen kann nämlich reduziert werden und gleichzeitig kann die Stromkompensierung gemacht werden, ohne dass das Analogsignal in ein Digitalsignal umgewandelt wird. Dies bedeutet, dass ein sogenannter Stromkompensationsmangel hinsichtlich eines Quantisierungsfehlers, wie in Fig. 4 dargestellt, in der ersten Ausführung nicht auftritt. Eine ungenügende Stromkomponente kann bis zum Äussersten kompensiert werden. Zusätzlich zu der Schaltsteuersektion, welche die erste Schalteinrichtung 4 (erster Bearbeitungsschaltkreis) umfasst, erlaubt die Konstantstromeigenschaft des FET 136 auch die Schaltkreiskompensation (zweiter Bearbeitungsschaltkreis), um einen konstanten Strom zu erreichen.
Daher kann der Strom, der zum Bearbeitungsspalt geführt wird, konstant gemacht werden, wodurch die Bearbeitung stabilisiert und eine ganz ausgezeichnete Bearbeitungscharakteristik garantiert wird.
Die Konstant-Stromeigenschaft des FET 136 kann die Stromreaktionsgeschwindigkeit, verglichen mit der Methode, die mit den Widerständen in der ersten Ausführungsform verwendet werden, erhöhen, wodurch ein Bearbeitungsenergieliefergerät zur Verfügung gestellt wird, mit welchem sowohl die Genauigkeit wie auch die Stromwelligkeit bezüglich des Wellenformsteuerwertes verbessert werden.
Wenn der FET 136 verwendet wird, sind die Einstellzeit der Schalteinrichtung 4 und die relevanten oberen und unteren Schwellenwerte wie in der ersten Ausführungsform beschrieben. Bei Verwendung der Schaltenergieliefereinheit mit hoher Energielieferungswirksamkeit, wie oben beschrieben, kann das Stromliefergerät für die Funkenerosionsmaschine hinsichtlich der zweiten Ausführungsform leicht kleiner und preisgünstiger hergestellt werden. Auch der Zusatz des Halbleiterverstärkerschaltkreises, welcher die Stromwelligkeit kompensiert und im Stromversorgungsgerät vorgesehen ist, erlaubt es, die Anzahl von Teilen klein zu halten, die Stromwelligkeit zu eliminieren und einen stabilen Strom zu liefern, selbst im Fall eines kleinen Stromes. Auch die Stromanstiegsgeschwindigkeit ist extrem hoch. Deshalb kann eine stabile Bearbeitung für irgend einen Stromwert erreicht werden.
Eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 7 bis 9 beschrieben. In dieser Ausführungsform umfasst ein erster Bearbeitungsschaltkreis einen elektrischen Energiespeicherstromkreis, gebildet durch Serienverbindung der Energieliefereinheit 5 und der Hilfsenergieliefereinheit 28 zur Lieferung von Bearbeitungsenergie und der ersten Schalteinrichtung 4, den Stromdetektor 7, der Drosselspule 22 und der ersten Diode 23 für intermittierende Zulieferung und Speicherung elektrischer Energie vom Energieliefergerät 5, einer dritten Schalteinrichtung 20, verbunden zur Belieferung des Bearbeitungsspaltes mit einem Leistungsstrom vom Energiespeicherstromkreis zur Lieferung des genannten Leistungsstromes zum Bearbeitungsspalt in einer Impulsform, und einer zweiten Diode 6,
verbunden mit dem genannten Energiespeicherstromkreis zur Rückführung eines Reststromes, der im Bearbeitungsspalt erzeugt wird, wenn die dritte Schalteinrichtung 20 ausgeschaltet ist.
Wie in der ersten Ausführungsform bildet die Mehrzahl von Serienverbindungen der Strombegrenzungswiderstände 101a bis 101c und der zweiten Schalteinrichtungen 100a bis 100c einen zweiten Bearbeitungsstromkreis. Dieser zweite Bearbeitungsstromkreis ist parallel zum ersten Bearbeitungsstromkreis geschaltet, um einen Strom an den Bearbeitungsspalt zu liefern, der den Strom des ersten Bearbeitungsstromkreis überlagert.
Unabhängig davon, ob ein Strom im ersten Bearbeitungsspalt fliesst oder nicht, fliesst immer ein Strom im Energiespeicherstromkreis und der Strom wird ein-/ausgeschaltet durch die dritte Schalteinrichtung 20. Daher reduziert die Verwendung der Drosselspule 22 die Zeiten hinsichtlich des EIN und AUS des Stromes, d.h., die Anstiegszeit und die Abfallzeit des Stromes im Bearbeitungsspalt. Diese Ansteig- und Abfallgeschwindigkeiten können jene des Schaltenergieliefergerätes übertreffen, wie in der ersten und zweiten Ausführungsform gezeigt, welche die Drosselspule 22 nicht verwenden, wodurch ferner die Bearbeitung stabilisiert wird.
In Fig. 7 bezeichnet 29 einen Kondensator und 141 einen Verstärker zur Überwachung des vorliegenden Wertes des Stromes, der in der Drosselspule fliesst. 142 bezeichnet eine dritte Addier-/Subtrahiereinheit, welcher auf einer Differenz zwischen dem Stromwert des elektrischen Energiespeicherstromkreises und dem Stromsteuerwert 104 arbeitet, und 143 bezeichnet einen Logikstromkreis, welcher ein Zeitsignal ausgibt zur Schaltung der dritten Schalteinrichtung 20 auf EIN/AUS als Reaktion zum Ausgangszeichen des Ausgangssignales 104. Die andere Anordnung ist gleich derjenigen des ersten Ausführungsbeispiels und wird hier nicht beschrieben. Ferner werden in Fig. 7 die Schalteinrichtungen 4, 20 und 100a bis 100c, welche durch Schaltsymbole dargestellt sind, mehr allgemein beschrieben und sind absolut identisch zu den Schalteinrichtungen, die vorgängig in Fig. 6 gezeigt sind.
Fig. 8 zeigt die zeitliche Beziehung zwischen der dritten Schalteinrichtung 20 und der Stromwellenform, wenn die vorliegende Ausführung verwendet wird, um eine rechteckige Welle zu bilden. In der vorliegenden Ausführungsform werden die oberen und unteren Schwellenwerte 145a, 145b zur Schaltung auch während der Stillstandzeit gesetzt, um einen zirkulierenden Strom 146 innerhalb eines gegebenen Bereiches zu halten. Dies hat den Vorteil, dass, wenn ein nächster Impuls nach der Stillstandszeit auftritt, die Stromwellenform bis zum Steuerwert mit einer extrem hohen Geschwindigkeit angehoben werden kann.
Fig. 9 ist eine Zeittafel einer Welle, die anders ist als eine rechteckförmige Welle, beispielsweise eine Art dreieckförmige Welle. Um den Stromanstieg absichtlich so festzulegen, dass er in dieser Wellenform langsam ist, ist der zirkulierende Strom 146 höher als der Stromsteuerwert in der Anfangsanstiegsphase 147 der Stromwellenform. Deshalb ist in der Anfangsphase die Schalteinrichtung ausgeschaltet, wie durch 144 bezeichnet ist, sodass der Strom nicht vom geschlossenen Stromkreis zum Bearbeitungsspalt geführt wird. Die gewünschte Wellenform kann durch Zuführung des erforderlichen Stromes für die Anfangsstufe der Stromwellenform vom Widerstandsstromkreis erzeugt werden. Dies könnte, nur durch den konventionellen Schaltstromkreis und durch geschlossene Stromkreissysteme, nicht vollständig erreicht werden.
Bei der Verwendung der Schaltenergieliefereinheit mit dem Schaltkreis zur Zirkulation des Überstromes zur Energieliefereinheit, wie oben beschrieben, ist das Energieliefergerät für die Funkenerosionsmaschine gemäss der dritten Ausführungsform extrem hoch im Energielieferwirkungsgrad und kann die Grösse und den Preis des Energieliefergerätes leicht reduzieren. Auch der Zusatz des Widerstandsstromkreises, welcher die Stromwelligkeit kompensiert, welche zu der Schaltenergieliefereinheit gehört, erlaubt die Eliminierung einer Stromwelligkeit und eine stabile Bearbeitung, die selbst für einen kleinen Strom ausgeführt wird. Ferner gewährleistet der Zusatz des geschlossenen Stromkreises eine genaue Steuerung der Bearbeitungsstromimpulsweite, wodurch eine stabile und hochreproduzierbare Bearbeitung erreichbar ist.
Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 10 bis 13 beschrieben. In Fig. 10 umfasst ein erster Bearbeitungsstromkreis einen elektrischen Energiespeicherstromkreis, gebildet durch die Verbindung in Serie der Energieliefereinheit 5, der Hilfsenergieliefereinheit 28 zur Zuführung der Bearbeitungsenergie und die erste Schalteinrichtung 4, den Stromdetektor 7, die Drosselspule 22, die dritte Schalteinrichtung 20 und die erste Diode 23 für ein periodisches Zuführen und zur Speicherung elektrischer Energie von der Energieliefereinheit 5, und die zweite Diode 6 so verbunden ist, um dem genannten Energiespeicherstromkreis einen Reststrom zurückzuführen, erzeugt im Bearbeitungsspalt, wenn die dritte Schalteinrichtung 20 ausgeschaltet ist.
Die dritte Schalteinrichtung 20 ist geschaltet, um den Bearbeitungsspalt mit einem Ausgangsstrom vom genannten elektrischen Energiespeicherstromkreis zu beliefern und liefert den genannten Ausgangsstrom in einer Impulsform an den Bearbeitungsspalt. Wie in der zweiten Ausführungsform bildet eine serielle Verbindung eines FET 136 und eines Widerstands 137 einen zweiten Bearbeitungsstromkreis. Dieser zweite Bearbeitungsstromkreis ist parallel geschaltet mit dem ersten Bearbeitungsstromkreis, um an den Bearbeitungsspalt einen Strom zu liefern, der dem Strom vom ersten Bearbeitungsstromkreis überlagert ist.
In der Ausführungsform gemäss Fig. 10 hat der elektrische Energiespeicherstromkreis keine Hilfsstromliefereinheit 28, welche für die dritte Ausführungsform, dargestellt in Fig. 7, erforderlich war. Da der Stromanstieg des FET-Stromkreises jedoch mit einer genügend hohen Geschwindigkeit gemacht werden kann, muss die Zirkulation nicht kontinuierlich gemacht werden. Mit Hilfe der Hochgeschwindigkeitsdurchführung durch den FET erlaubt die Weglassung der geschlossenen Hilfsenergieliefereinheit 28 die weitere Reduktion der Grösse und des Preises der Energieliefereinheit.
Fig. 11 zeigt die Wirkung im Schaltkreis der vorliegenden Ausführungsform. Da die Steuerstromwellenform rechteckig ist, fällt der Wert des Stromes im geschlossenen Stromkreis graduell, wie durch 150 bezeichnet, weil die Hilfsenergieliefereinheit 28 zur Lieferung von Energie während der Stillstandszeit nicht existiert. Jedoch der Rest des Stromes im geschlossenen Stromkreis und der hohe Geschwindigkeitsbetrieb des FET bewirken genügend hohe Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten des Stromes. In Fig. 11 bezeichnet 148a einen oberen Schwellenwert und 148b einen unteren Schwellenwert.
Fig. 12 zeigt die auftretende Wirkung, wenn eine Art von dreieckförmiger Welle als Steuerstrom gegeben wird. Während der Strom im geschlossenen Stromkreis während der Stoppzeit fällt, wie durch 153 bezeichnet, wird ein genügender Strom geliefert, weil der ansteigende Stromwert des nächsten Impulses klein ist. In Fig. 12 bezeichnet 151a einen oberen Schwellenwert und 151b einen unteren Schwellenwert.
Fig. 13 zeigt, dass der Strom im geschlossenen Stromkreis höher ist als der ansteigende Stromwert des Impulses. In diesem Fall liefert der FET-Stromkreis den Strom, bis ein Wert 156 des Stromes im geschlossenen Stromkreis einen Steuerstromwert 155 übertrifft. Während der Strom, der durch den FET geliefert wird, gross ist, ist die Zeit so kurz, dass die Einrichtungstemperatur nicht so stark ansteigt, dass ein Problem im Betrieb des Halbleiters entsteht. Wie in der zweiten Ausführungsform in Fig. 6 dargestellt ist, gibt es, da der FET die Wärmemenge, die direkt mit dem Widerstand eingeführt wird, teilt, keine Schwierigkeiten in der Wärmeleitung, um die Temperatur der FET-Einrichtung vor dem Anstieg zu schützen.
In diesem Fall wird die Wärmeenergie, die durch den FET verbraucht wird, im ganzen Stromkreis minimalisiert und die Stromkreisanordnung wird vereinfacht, um eine schnelle Reaktion und eine Zuführung des Stromes als Antwort auf eine beliebige Wellenformsteuerung zu erlauben. Der Stromkreis, welcher seinerseits als Stromkreis mit konstantem Strom ausgelegt ist, gewährleistet eine extrem stabile Bearbeitung, selbst wenn ein Mikrostrom geliefert wird. In Fig. 13 bezeichnet 154a einen oberen Schwellenwert und 154b einen unteren Schwellenwert.
Durch Verwendung einer Schaltenergieliefereinheit und dem Stromkreis für den überschüssigen Strom im geschlossenen Stromkreis zur Energieliefereinheit, wie oben beschrieben, verfügt das Energieliefergerät für die Funkenerosionsbearbeitung, gemäss der vierten Ausführungsform, über eine extrem hohe Energielieferwirkung, wodurch Grösse und Preis der Energieliefereinheit leicht reduziert werden können. Auch das Hinzufügen des Halbleiterverstärkungsstromkreises, welcher die Stromwelligkeit neben der Schaltenergieliefereinheit reduzieren wird, erlaubt es, die Stromwelligkeit zu eliminieren und eine stabile Bearbeitung durchzuführen, selbst im Fall, wo ein kleiner Strom vorhanden ist.
Ferner erlaubt der Halbleiterverstärkerstromkreis eine Stromanstiegsgeschwindigkeit, die genügend hoch ist, ohne dass die Hilfsenergieliefereinheit im geschlossenen Stromkreis verwendet wird, und die Anzahl Teile im Stromkreis reduzierbar sind, wodurch der Stromkreis kostengünstig angeordnet werden kann. Ferner gewährleistet die Zugabe des geschlossenen Stromkreises eine genaue Steuerung der Bearbeitungsstromimpulsweite, wodurch eine stabile und hoch reproduzierbare Bearbeitung erreicht wird.
Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 14 bis 17 beschrieben. In Fig. 14 ist der Bearbeitungsstromkreis durch eine erste Stromquelle 157 und eine zweite Stromquelle 158 aufgebaut. Die erste Stromquelle 157 hat eine höhere Energielieferwirkung als die zweite Stromquelle 158 und die zweite Stromquelle 158 hat eine höhere Reaktion als die erste Stromquelle 157. Um die beste Verwendung der Ausführungen der beiden Stromquellen zu erreichen und zur Wiedergutmachung deren Nachteile, sind die zum Bearbeitungsspalt zugeführten Ströme in der vorliegenden Ausführungsform gegenseitig überlagert.
In Fig. 14 bezeichnet 102 einen Stromwellenformsteuerwert, 161 ein diesen repräsentierendes Signal, 162 bezeichnet einen Einstellstromkreis, 174 stellt einen Differenzstromkreis dar, welcher den Wert von delta 1 vom Steuerwertsignal 161 subtrahiert und das Resultat der Subtraktion als neues Steuerwertsignal 163 definiert, 190 bezeichnet ein erstes Signaladdier/subtrahierglied, welches auf einer Differenz zwischen dem Steuerwertsignal 163 und einem Signal 164 arbeitet, welches einen Strom bezeichnet, der durch den Stromdetektor 160 festgestellt wird und von der ersten Stromquelle 157 zum Bearbeitungsspalt geliefert wird, 165 bezeichnet davon ein Ausgangssignal, 166 bezeichnet einen ersten Steuerstromkreis, der ein Signal 167 unter der Steuerung des genannten Signals 165 ausgibt, um die erste Stromquelle 157 zu steuern, 171 bezeichnet ein zweites Signaladdier/subtrahierglied,
welches auf einer Differenz zwischen dem Steuerwertsignal 161 und dem genannten Signal 164 arbeitet, 168 bezeichnet ein Ausgangssignal davon, 169 bezeichnet einen zweiten Steuerstromkreis, welcher ein Signal 170 unter der Steuerung des genannten Signals 168 zur Steuerung der zweiten Stromquelle 158 ausgibt und 161 bezeichnet eine Schalteinrichtung, durch welche die erste Stromquelle 157 die Ein/Ausschaltung des Stromes steuert, geliefert durch die zweite Stromquelle 158 zu vorbestimmten Zeiten.
Der Betrieb der vorliegenden Ausführungsform wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 14 und 17 beschrieben. Das Signal 161 nämlich, das den Stromwellenformsteuerwert darstellt, wird als Referenz verwendet und dieser Referenzwert wird in zwei aufgeteilt, welche dann den entsprechenden Stromquellen 157, 158 als Steuerwerte gegeben werden. Zu diesem Zeitpunkt wird der neue Steuerwert 163, gefunden durch Veranlassung des Subtraktionsstromkreises 174 zur Subtraktion des Wertes von delta 1, gegeben durch den Einstellstromkreis 162, vom Referenzsignal 161 zur ersten Stromquelle 157 als Steuerwert geliefert. Eine Differenz zwischen dem Referenzstromwellenformsteuersignal 161 und dem Stromwert, geliefert durch die erste Stromquelle 157, d.h., eine Komponente, die ungenügend für die Referenzstromwellenform ist, wird ferner als Steuerwert zu der zweiten Stromquelle 158 geliefert.
Dies bewirkt, dass der ungenügende Stromwert der ersten Stromquelle 157 zum Bearbeitungsspalt durch die zweite Stromquelle 158 mit hoher Reaktionszeit geliefert wird, wodurch ein stabiler Strom zum Bearbeitungsspalt geliefert wird, um eine stabile Bearbeitung zu erreichen.
Das Resultat des Subtrahierens des Wertes von delta 1 vom Referenzsteuerwert durch den Subtraktionsstromkreis 174 wurde als Steuerwert zu der ersten Stromquelle 157 definiert, um den Mangel an Strom auf ein gewisses Ausmass zu bringen. Wenn es keinen ungenügenden Strom zur Kompensierung durch die zweite Stromquelle 158 gibt und der Stromwert der ersten Stromquelle 157 höher als der Steuerwert der Referenzstromwellenform ist, kann eine Kompensation durch die zweite Stromquelle 158 mit schneller Reaktion nicht gemacht werden. D.h., die Stromreaktion zum Bearbeitungsspalt ist langsam, woraus eine instabile Bearbeitung resultiert.
Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 15 und 18 beschrieben. In Fig. 15 besteht der Bearbeitungsstromkreis aus der ersten Stromquelle 157 und der zweiten Stromquelle 158, wie in der fünften Ausführungsform. Die erste Stromquelle 157 hat eine höhere Energieliefereffizienz als die zweite Stromquelle 158 und die zweite Stromquelle 158 hat eine bessere Reaktion als die erste Stromquelle 157. Um die beste Verwendung der Eigenschaften der beiden Stromquellen zu erhalten, und zur Vermeidung der Nachteile davon, werden die beiden Ströme, die an den Bearbeitungsspalt geliefert werden, in der vorliegenden Ausführungsform einander überlagert.
In Fig. 15 bezeichnet 172 einen Einstellstromkreis und 173 bezeichnet einen Multiplikator, welcher das Steuerwertsignal 161 mit einem Wert "k" grösser als "0" und nicht kleiner als "1" multipliziert und das Resultat der Multiplizierung als neues Steuerwertsignal 163 definiert. Die andere Anordnung ist identisch mit derjenigen der fünften Ausführungsform und wird hier nicht beschrieben.
Die Funktion der vorliegenden Ausführungsform wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 15 und 18 beschrieben. Der ursprüngliche Stromwellenformsteuerwert 102 und das Signal 161, das diesen repräsentiert, werden als Referenz verwendet und dieser Referenzwert wird in zwei Teile geteilt, welche den entsprechenden Stromquellen 157 und 158 als Steuerwerte gegeben werden. Zu dieser Zeit wird das Resultat, das durch den Multiplikator 173 durch Multiplizierung des Referenzsignales 161 mit dem konstanten Wert "k", der grösser als "0" und nicht grösser als "1" ist, gefunden wurde, wird an die erste Stromquelle 157 als Steuerwert geliefert.
Ferner wird eine Differenz zwischen dem Referenzstromwellensteuersignal 161 und dem Stromwert, der durch die erste Stromquelle 157 geliefert wird, d.h. eine Komponente, die ungenügend für die Referenzstromwellenform ist, als Steuerwert an die zweite Stromquelle 158 geliefert. Dies hat zur Folge, dass der ungenügende Stromwert zum Bearbeitungsspalt von der ersten Stromquelle 157 durch die zweite Stromquelle 158 mit hoher Reaktionsgeschwindigkeit geliefert wird, wodurch ein stabiler Strom in den Bearbeitungsspalt geliefert wird, um eine stabile Bearbeitung zu erreichen.
Das Resultat der Multiplizierung des Referenzsteuerwertes durch den Wert "k" höher als "0" und nicht höher als "1" durch Mittel des Multiplikators 173 wurde als Steuerwert für die erste Stromquelle 157 definiert, um den Mangel an Strom in einem gewissen Ausmass zu halten. Wenn es keinen ungenügenden Strom zur Kompensation durch die zweite Stromquelle 158 gibt, und der Stromwert der ersten Stromquelle oberhalb des Steuerwertes der Referenzstromwellenform ist, kann eine Kompensation durch die zweite Stromquelle 158 mit hoher Reaktion nicht gemacht werden, d.h., dass die Stromreaktion auf den Bearbeitungsspalt klein ist, was eine instabile Bearbeitung zur Folge hat.
Wenn die Referenzstromwellenform 102 geformt ist, um die Stromwertmitte zu ändern, hat ferner die Multiplikation der Konstanten zur Folge, dass der Referenzwert geteilt wird, entsprechend zu dem dann wirkenden Stromsteuerwert, wobei die vorzügliche Stromlieferwirksamkeit der ersten Stromquelle 157 auf das Maximum ausgestellt werden kann.
Durch Kombinierung der Energieliefereinheit, welche das Stromsteuersystem mit hoher Energielieferwirksamkeit hat und der Energieliefereinheit, welche das Stromsteuersystem mit hoher Reaktion hat, wie oben beschrieben, erreicht das Stromliefergerät für die Funkenerosionsmaschine, versehen mit der fünften und der sechsten Ausführungsform, eine Stromlieferung, welche eine hohe Stromlieferwirksamkeit und Reaktion hat und die keine Stromwelligkeit erzeugt usw., wodurch eine stabile Bearbeitung mit einer kompakten, billigen Stromliefereinheit erreicht wird.
Eine siebente Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 16 und 19 beschrieben. In Fig. 16 besteht der Bearbeitungsstromkreis aus der ersten Stromquelle 157, der zweiten Stromquelle 158 und einer dritten Stromquelle 175. Insbesondere die dritte Stromquelle 175 ist angeschlossen, um einen Strom in umgekehrter Richtung zur ersten Stromquelle 157 und der zweiten Stromquelle 158 relativ zum Bearbeitungsspalt zu liefern. Die erste Stromquelle 157 weist eine höhere Stromlieferwirksamkeit als die zweite Stromquelle 158 und die dritte Stromquelle 175 auf und die zweite Stromquelle 158 und die dritte Stromquelle 175 haben eine höhere Reaktion als die erste Stromquelle 157.
Um die besten Eigenschaften der beiden Typen von Stromquellen zu verwenden und um die Nachteile davon zu vermeiden, werden die Ströme, die an den Bearbeitungsspalt geliefert werden, einander überlagert und auch negativ überlagert, um eine Übermasskomponente in der vorliegenden Ausführungsform zu reduzieren.
In Fig. 16 bezeichnet 177 ein erstes Signaladdier/-subtrahierglied, welches eine Differenz zwischen dem Steuerwertsignal 161 und dem Signal 164 bewirkt und ausgibt, welches einen Strom repräsentiert, der durch den Stromdetektor 160 überwacht wird und von der ersten Stromquelle 157 an den Bearbeitungsspalt geliefert wird. 166 bezeichnet einen ersten Steuerstromkreis, welcher das Signal 167 unter der Steuerung des Ausgangssignals des genannten ersten Signaladdier/subtrahiergliedes 166 ausgibt zur Steuerung der ersten Stromquelle 157, 178 bezeichnet ein zweites Signaladdier/-subtrahierglied, welches auf einer Differenz zwischen dem Steuerwertsignal 161 und dem genannten Signal 164 arbeitet;
179 bezeichnet ein Ausgangssignal davon und 180 bezeichnet einen zweiten Steuerstromkreis, welcher Signale 170 und 176 unter der Steuerung des genannten Signals 179 ausgibt zur Steuerung der zweiten und dritten Stromquelle 158, 175.
Der Betrieb der vorliegenden Ausführungsform wird nun mit Bezugnahme auf Fig. 19 beschrieben. Der Referenzstromwellenformsteuerwert 102 wirkt auch als Stromsteuerwert auf die erste Stromquelle 157. Im Falle der Schaltenergieliefereinheit, wie in Fig. 16 gezeigt, hat die Stromwelle, welche an den Bearbeitungsspalt durch die erste Stromquelle 157 geliefert wird, eine Form, die durch 167a, 167b bezeichnet ist, wie in Fig. 19 dargestellt.
Sie ist nämlich unterschiedlich zur Refrenzstromwellenform 102. Daher wird eine ungenügende Komponente 170 an die zweite Stromquelle 158 geliefert, weil der Steuerwert und die Übermasskomponente 176 zu der dritten Stromquelle 175 als Steuerwert geliefert werden. Während die dritte Stromquelle 175 entgegengesetzt zu der Stromlieferrichtung der ersten und zweiten Stromquellen 157, 158 ist, können die Differenz zwischen dem Steuerwert und dem vorliegenden Stromwert, der aus irgend einem Grund in der ersten Stromquelle 157 erzeugt wird, durch die zweiten und dritten Stromquellen 158, 175 kompensiert werden.
Die durch diese Energiezuliefereinheiten erfolgte Kompensierung, welche eine hohe Reaktionsgeschwindigkeit hat, verbessert die Anstieg- und Abfallgeschwindigkeiten des Stromes, der zum Bearbeitungsspalt geliefert wird, und hält die Stromlieferung extrem konstant, wodurch die Bearbeitung stabilisiert und eine schnelle Bearbeitung erreicht wird.
Durch Kombination der Stromliefereinheit, die ein Stromsteuersystem mit hoher Energielieferwirksamkeit hat und den zwei Stromliefereinheiten, die ein Stromsteuersystem haben, welches eine hohe Reaktion hat, wie oben beschrieben worden ist, erreicht das Energieliefergerät für die Funkenerosionsmaschine, ausgestattet gemäss der siebenten Ausführungsform, eine Stromliefereinheit, welche eine hohe Stromlieferwirksamkeit und Reaktion aufweist, und die keine Stromwelligkeit erzeugt usw. und erreicht eine Stromliefereinheit, die einfach ist im Steuern des Stromkreissystemes, wobei eine stabile Bearbeitung mit einem kompakten, billigen Stromliefergerät erreicht wird.
Eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 20 bis 22 beschrieben. In Fig. 20 ist eine konstante Stromliefersektion 200 aufgebaut durch eine erste Schalteinrichtung 201, eine erste Diode 204 und eine Drosselspule 203 ist verbunden mit einer Stromliefereinheit E0 zur Lieferung einer Gleichstromspannung, welche einen Strom ausgibt an einen Ausgangsstromein-/ausschaltbereich 210. Der Konstantstromlieferbereich 200 umfasst einen Zerhacker für einen Stromabfall, bestehend aus der ersten Stromschalteinrichtung 201, der ersten Diode 204 und der Drosselspule 203, und eine zweite Diode 202 ist zwischen deren Ausgang und Eingang geschaltet. Sie ist auch mit einem Stromüberwacher 205 versehen, welcher den Strom der Drosselspule 203 überwacht.
Der Ausgangsstrom Ein-/Ausschaltbereich 210 umfasst einen Seriestromkreis einer zweiten Schalteinrichtung 211, einer dritten Diode 212 und eine Spannungsquelle 213 sowie eine vierte Diode 214. Der Ausgang des Ausgangsstromein-/ausschaltbereiches 210 liefert Bearbeitungsenergie zu der Elektrode 1 und dem Werkstück 2, die im Dielektrikum vorgesehen sind, zur Ausführung der Funkenerosionsbearbeitung.
Dieses Gerät besitzt auch einen Komparator 232, welcher ein Signal 209 einer Welligkeit eines Stromeinstellbereiches 250 zu einem Signal 208 eines Ausgangsstromsteuerbereiches 230 addiert, um das resultierende Additionsresultat 216 mit dem Signal des Stromüberwachers 205 zu vergleichen, welcher den Strom der Drosselspule 203 im konstanten Stromlieferbereich 200 überwacht. Ferner hat dieses Gerät einen Ansteuerstromkreis 206, welcher die erste Schalteinrichtung 201 steuert, um den Ausgangsstrom des Konstantstromlieferbereiches 200 auf einem vorbestimmten Stromwert zu halten und der auch einen Ansteuerstromkreis 215 hat, welcher die zweite Schalteinrichtung 211 ein- und ausschaltet, um das Signal eines Entladungssteuerbereiches 240 ein- und auszuschalten, wodurch der Ausgangsstromein-/ausschaltbereich 210 gesteuert wird.
Fig. 21(a) zeigt das Signal des Entladungssteuerbereiches 240. Ein Impulssignal 260 schaltet die Schalteinrichtung 211 des Ausgangsstromein/ausschaltbereiches 210, um eine Null-Lastspannung 261 zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2, wie in Fig. 21(b) dargestellt ist, anzubringen. Wenn danach eine Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 auftritt, wechselt die Null-Lastspannung in eine Entladungsspannung, wie durch 262 angegeben ist.
Wenn die Entladung auftritt, fliesst ein Strom von der Energieliefereinheit E0 zu der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 durch die erste Schalteinrichtung 201 der Drosselspule 203, der zweiten Schalteinrichtung 211 und der vierten Diode 214. Das Signal 208 in Fig. 21(c) bezeichnet das Signal vom Ausgangsstromhöhenstellbereich 230, welcher in Synchronisation mit dem Entladungsstart ausgegeben wird. 209 in Fig. 21(b) bezeichnet das Signal der Stromwelligkeiteinstellmittel 250, welches auch von dem Stromwelligkeiteinstellmittel 250 in Synchronisation mit dem Entladungsstart ausgegeben wird. Ferner bezeichnet 216 in Fig. 21(e) ein Signal, das durch Addition des Signals 208 des Ausgangsstromhöheneinstellbereiches 230 und dem Signal 209 des Stromwelligkeiteinstellstromkreises 250 erhalten wird (nachfolgend bezeichnet als zusätzliches Signal).
Wenn die Entladung gestartet wird, steigt der Ausgangsstrom des konstanten Stromlieferbereiches 200 zur Zeitkonstanten der Induktion der Drosselspule 203 im Stromkreis an und der Überwachungswert des Ausgangsstromes ist als Signal 207 bezeichnet. Das zusätzliche Signal 216 und der Stromüberwachungswert 207 werden fortlaufend verglichen. Wenn das Überwachungssignal 207 unter das zusätzliche Signal 216 abfällt, gibt der Komparator 232 ein Signal aus, welches die erste Schalteinrichtung 201 eingeschaltet hält. Wenn das Überwachungssignal 207 über das zusätzliche Signal 216 ansteigt, gibt der Komparator 232 ein Signal ab, welches die erste Schalteinrichtung 201 ausgeschaltet hält.
Die Einzelheiten der Konstantstromsteuerung werden nachfolgend beschrieben. Fig. 22(a) zeigt eine ausgedehnte Ansicht einer Wellenform 263 in Fig. 21(e). Wenn der Stromwert kleiner ist als das zusätzliche Signal 216 bleibt die Wellenform ansteigend, wie durch 264 bezeichnet, und der Stromüberwachungswert 207 wächst entsprechend der Zeitkonstanten der Induktion an. Das zusätzliche Signal 216 wird wechselnd gehalten, beginnend mit dem Entladungsstart. Wenn die Wellenform des zusätzlichen Signales 216 während des Anstieges gekreuzt wird, wie durch 265 bezeichnet ist, fällt der Stromüberwachungswert 207 unter das zusätzliche Signal 216 und wird ausgeschaltet. Daher wird ein wiederholtes Schalten in der Nähe des Stromüberwachungswertes 207 erzwungen und wird schliesslich in einem Stromwelligkeitstellspitzenwert 266 gehalten.
Die dreiecksförmige Welle, welche als Oszillationssignal für den Stromwelligkeitstellwert 209 in der Beschreibung der vorliegenden Ausführungsform verwendet wurde, kann auch eine rechteckförmige Welle 267 oder eine Sinuswelle 268 sein, wie in Fig. 22(b) oder 22(c) dargestellt, um denselben Effekt zu erzeugen.
Eine neunte Ausführungsform wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 23 bis 26 beschrieben. Das Stromwelligkeitstellmittel 270 in Fig. 23 hat einen Spannungsfrequenzumwandler, welcher das Signal des Stromsteuerbereiches 230 in eine Frequenz umwandelt (nachfolgend als Vf-Umwandlung bezeichnet), ist für den Eingang des Signales 208 des Stromstellbereiches 230 zum Vf-Umwandler und für den Eingang eines Signales, resultierend aus der Addition des Vf-umgewandelten Signales 209 und des Stromstellwertes 208 zum Umwandler 232 gestaltet und ist auch zum Wechsel der Frequenz des Übertragungssignales 209 als Reaktion des Signals 208 des Stromeinstellbereiches 230 gebaut. Die andere Anordnung ist identisch mit derjenigen des achten Ausführungsbeispieles und wird hier nicht beschrieben.
Fig. 24 zeigt ein Beispiel der Charakteristik der Vf-Umwandlung. Das Signal 208 des Stromeinstellbereiches 230 und die Frequenz des Übertragungssignals 209 sind meist umgekehrt proportional zueinander. Die Frequenz des Stromes ist höher eingestellt, während die Höhe des Signales 208 tiefer ist und die Welligkeit ist so eingestellt, dass sie maximal ist, wenn die Höhe des Signales 208 ein Maximum hat. Während es eine Begrenzung auf der Frequenzreaktion der ersten Schalteinrichtung 201 gibt, wenn die Höhe des Signales 280 auf ein gewisses Mass abfällt, wird ein maximaler Frequenzwert fmax eingestellt, um die Frequenz vom Ansteigen zu schützen, falls die Höhe des Signals 208 einen vorbestimmten Wert erreicht oder darunterfällt. Umgekehrt ist ein Minimalfrequenzwert fmin eingestellt, um zu vermeiden, dass die Frequenz einen vorbestimmten Wert erreicht oder übersteigt.
Fig. 25(a) zeigt den zusätzlichen Strom 210 und das Stromüberwachungssignal 207 zum Zeitpunkt, wenn die Stromspitze hoch ist. Das zusätzliche Signal 210 hat eine tiefe Frequenz wegen der hohen Spitze und deshalb ist ein Schaltzyklus 271 der ersten Schalteinrichtung 201 lang, wie in Fig. 25b gezeigt ist, welches die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit dementsprechend vergrössert, wodurch eine Welligkeit I1 vergrössert wird. Fig. 25(c) zeigt den zusätzlichen Strom 216 und das Stromüberwachungssignal 207 zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromspitze tief ist. Wenn die Stromspitze tief ist, ist die Frequenz des zusätzlichen Signals 216 hoch, der Schaltzyklus 271 der ersten Schalteinrichtung 201 ist kurz, wie in Fig. 25(d) gezeigt, und deshalb wird die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit reduziert, wo durch eine Welligkeit 12 vergrössert wird.
Durch Frequenzmodulation des zusätzlichen Signals bezüglich des Spitzenstromes, wie oben beschrieben, kann die Welligkeit reduziert werden, wodurch schliesslich eine einheitliche Bearbeitungsgenauigkeit erhalten wird.
Eine zehnte Ausführungsform wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 26 und 27 beschrieben. In Fig. 26 haben die Stromwelligkeiteinstellmittel 270 Mittel für die Ausgabe eines Synchronisationssignals 273. Dieses Synchronisationssignal 273 und ein Ausgangssignal 272 eines Komparators 232 werden einem Gate eingegeben, um die erste Schalteinrichtung 201 durch Mittel eines Ausganges 281 des genannten Gates zu betreiben.
Das Gate umfasst einen ersten NAND-Stromkreis 276, welcher das Synchronisationssignal 273, ausgegeben von den Stromwelligkeiteinstellmitteln 270, und das Ausgangssignal 272 des Komparators 272 empfängt, einen zweiten NAND-Stromkreis 277, welcher das Synchronisationssignal 273 und das Ausgangssignal 272 über Inverter 285 empfängt, und einen RS-Flip-Flop 278, welcher einen Ausgang 279 des ersten NAND-Stromkreises 276 bei seinem Reset-Terminal empfängt, und einen Ausgang 280 des zweiten NAND-Stromkreises 277 an seinem Set-Terminal empfängt. Die andere Anordnung ist identisch mit derjenigen der neunten Ausführungsform und wird hier nicht beschrieben.
Die Fig. 27(a) bis (g) zeigen eine Zeittafel, die zu der zehnten Ausführungsform gehört und die Funktion wird mit Bezug auf diese Zeittafel beschrieben. Fig. 27(a) zeigt ein rechteckwelliges Synchronisationssignal 273 von den Stromwelligkeiteinstellmitteln 270, Fig. 27(b) zeigt ein Signal 209 von den Stromwelligkeiteinstellmitteln 270, Fig. 27(c) zeigt das Überwachungssignal 207 und das zusätzliche Signal 216 der Stromwellenform und Fig. 27(d) zeigt das Ausgangssignal 272 des Komparators 232. In der Zwischenzeit, wenn der Stromüberwachungswert 207 das zusätzliche Signal 216 übersteigt, wird der Ausgang des Komparators heruntergeschaltet, um die erste Schalteinrichtung 201 auszuschalten. Jedoch tritt zur Zeit einer Normalschaltung ein Rauschen 274 auf, wie in Fig. 27(c) dargestellt ist.
Deshalb, wie in Fig. 27(d) gezeigt, vergleicht der Komparator 232 immer den Stromüberwachungswert 207 und das zusätzliche Signal 216 und vergleicht das Rauschen 274 und das zusätzliche Signal 216, und ein Ein-/Aus-Wiederholteil 275 erscheint im Ausgangssignal 272 des Komparators 232 wegen des Einflusses des Rauschens 274, was zu einer fehlerhaften Funktion führt.
Aus diesem Grund, wie in den Fig. 27(e) und 27(f) gezeigt, werden das Ausgangssignal 272 des Komparators 232 und das rechteckige Wellensynchronisationssignal 273 der Stromwelligkeiteinstellmittel 270 zu dem ersten NAND-Stromkreis 276, dem Inverter 285 und dem zweiten NAND-Stromkreis 277 eingegeben, und die Ausgangssignale 279, 280 des ersten und zweiten NAND-Stromkreises 276, 277 werden dem Flip-Flop 278 eingegeben, um den Flip-Flop 278 nur einmal zu schalten, relativ zu der Höhe und Tiefe der rechteckförmigen Welle, wobei ein Schaltsignal 281, wie in Fig. 27(g) gezeigt ist, vorgesehen sein kann, um eine unstabile Funktion im Rauschbereich 274 zu eliminieren. Dadurch kann ein präziser Schaltvorgang durchgeführt werden, wenn das Rauschen 274 in den Eingang des Komparators 232 hineingeht.
Eine elfte Ausführungsform wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 28 bis 30 beschrieben. Die Anordnung eines ersten Stromkreises 290 und dasjenige eines zweiten Stromkreises 291 sind identisch mit dem Stromkreis, der in der achten Ausführungsform beschrieben wurde, und werden hier nicht ausführlich beschrieben. In Fig. 28 sind der erste Stromkreis 290 und der zweite Stromkreis 291 parallel mit dem Bearbeitungsspalt verbunden und sind mit Überwachungsmitteln 205 ausgestattet, welche den Ausgangsstrom des ersten Konstantstromlieferbereiches 200 überwachen und mit Überwachungsmitteln 305, welche den Ausgangsstrom eines zweiten Konstantstromlieferbereiches 300 überwachen.
Der Ausgang des Ausgangsstromhöheneinstellmittels 230, welches die Ausgangsströme der ersten und zweiten Konstantstromlieferbereiche steuert, wird zu dem Signal der ersten Stromwelligkeiteinstellmittel 250 addiert (nachfolgend als erstes zusätzliches Signal 251 benannt), welches die Welligkeit des Stromes des Ausgangsstromes des ersten Konstantstromlieferbereiches 200 steuert, und durch den ersten Komparator 232 mit dem Ausgang der Überwachungsmittel 205 (nachfolgend als erstes Überwachungssignal 253 benannt) verglichen wird, welcher den Ausgangsstrom des genannten ersten Konstantstromlieferbereiches 200 überwacht.
Der Ausgang der Überwachungsmittel 305, welche den Ausgangsstrom des zweiten Konstantstromlieferbereiches 300 überwachen, ist ein zweites Überwachungssignal 353. Ein erster Stromwelligkeiteinstellausgang 250, welcher die Stromwelligkeit des Ausgangsstromes des ersten Konstantstromlieferbereiches 200 steuert, wird durch Umkehrmittel 354 umgekehrt. Der Stellwert der Umkehrmittel 354 ist ein Wert 180 DEG aus der Phase. Der Stellwert 208 der genannten ersten/zweiten Ausgangsstromhöhenstellmittel wird zum Umkehrsignal addiert und produziert ein zweites Additionssignal 355. Das Additionssignal 355 und der Überwachungswert 353 der zweiten Überwachungsmittel werden durch einen zweiten Komparator 332 verglichen.
Der Betrieb wird nun mit Bezugnahme auf eine Zeittafel in den Fig. 29(a) bis (d) beschrieben. Fig. 29(a) zeigt ein EIN-Signal für die zweite Schalteinrichtung 215 des ersten Konstantstrom-Stromkreises 200 und eine zweite Schalteinrichtung 315 des zweiten Konstantstrom-Stromkreises 300, welcher eingeschaltet wird unter der Kontrolle eines Steuerwertes 360 des Entladungssteuerbereiches 240. Fig. 29(b) zeigt das Ausgangssignal 208, welches von den Ausgangsstromhöheneinstellmitteln 230 in Synchronisation mit dem Entladungsstart ausgegeben wird. Zu dieser Zeit wird das Ausgangsstromhöhensignal 208 auf ungefähr die Hälfte eines Wertes eines gewünschten Ausgangswertes eingestellt. Fig. 29(c) zeigt das Überwachungssignal 352 des ersten Konstantstromlieferbereiches und das erste Additionssignal 351.
Das erste Ausgangssignal 352 und das erste Additionssignal 351 werden durch den ersten Komparator 232 verglichen. Wenn das Überwachungssignal 352 des ersten Konstantstromlieferbereiches 200 tiefer ist als das erste Additionssignal 351, wird die erste Schalteinrichtung 201 durch den Gateantriebsstromkreis 206 eingeschaltet. Umgekehrt wird, wenn das erste Ausgangssignal 352 höher ist als das erste Additionssignal 351, die erste Schalteinrichtung 201 durch den Gateantriebsstromkreis 206 ausgeschaltet.
Fig. 29(d) zeigt das zweite Ausgangssignal 353 und das zweite Additionssignal 355. Das zweite Ausgangssignal 353 und das zweite Additionssignal 355 werden durch den zweiten Komparator 332 verglichen. Wenn das zweite Ausgangsüberwachungssignal 353 tiefer ist als das zweite Additionssignal 355, wird die erste Schalteinrichtung 301 der zweiten Konstantstromliefereinrichtung 300 durch einen Gateantriebsstromkreis 306 eingeschaltet. Im Gegensatz dazu wird, wenn das zweite Ausgangssignal 353 höher ist als das zweite Additionssignal 355, die erste Schalteinrichtung 301 durch den Gateantriebsstromkreis 306 ausgeschaltet.
Fig. 30(a) zeigt einen Ausgangsstrom 362 des ersten Stromkreises und Fig. 30(b) zeigt einen Ausgangsstrom 363 des zweiten Stromkreises. Um ein Fliessen der Ausgangsströme dieser Stromkreise zu bewirken, werden die Ausgänge der Konstantstromlieferbereiche durch ihre entsprechenden zweiten Schalteinr 0 ist, findet auf einer Führungskante 607 des Stromes die elektrische Funkenentladungsbearbeitung statt, mit einer solchen Wellenform, welche die gebildete elektrische Entladung stoppt, was die Stromwellenform des Steuerwertes (a) von seiner Ausgabe behindert. Mittlerweile, wenn die zweite Direktstromversorgung E2 30 V ist, kann eine Stromwellenform gebildet werden, die ähnlich derjenigen des Steuerwertes ist, wie es in 608 angegeben ist und die Welligkeiten sind nahezu null, wie dies durch 606 gezeigt ist.
Während 30 V für die zweite Direktstromversorgung E2 ausgewählt wurde, sind ein drittes Schaltmittel 501, die Diode 502, der Direktstromwiderstandswert des Reaktors 203 und die EIN-Spannung des zweiten Schaltmittels 211 vorhanden und demzufolge wird eine Spannung, welche einen Wert besitzt, die durch Subtraktion der genannten EIN-Spannung von den 30 V der zweiten Direktstromversorgung E2 erhalten wurde, die resultierende Direktstromspannungsquelle sein, welche bewirkt, dass der Strom zur Spannung über der Elektrode und dem Werkstück 2 fliesst. D.h., dass das vorausgesagte Ziel erreicht werden kann, wenn die Spannung, welche auf dem Bearbeitungsspalt angelegt wird, durch die zweite Direktstromversorgung E2, etwa 1 bis 2 V grösser ist als die elektrische Entladungsspannung.
Eine 14. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 43 bis 45 beschrieben. Fig. 43 ist das Hauptstromdiagramm, welches die vierzehnte Ausführungsform betrifft, wobei E1 eine erste Direktstromversorgung angibt, 201 ein erstes Schaltmittel bedeutet, welches durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 206 ein/ausgeschaltet wird. Der Reaktor 203 ist zwischen dem ersten Schaltmittel 201 und dem zweiten Schaltmittel 211 verbunden und die Elektrode 1 und das Werkstück 2 sind mit dem zweiten Schaltmittel 211 und der ersten Direktstromenergieversorgung E1 verbunden.
Die erste Diode 202 ist zwischen dem Verbindungspunkt des ersten Schaltmittels 201 und dem Reaktor 203 und der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden und die zweite Diode ist zwischen dem Verbindungspunkt der ersten Direktstromkraftversorgung E1 und dem ersten Schaltmittel 201 und dem Verbindungspunkt des Reaktors 203 und dem zweiten Schaltmittel 211 in einer Richtung verbunden, in welcher der Strom zur ersten Direktstromversorgung E1 fliesst.
Eine serielle Verbindung der dritten Diode 212 und der Direktstromversorgung 213 wird zwischen der Elektrodenseite des zweiten Schaltmittels 211 und der negativen Spannungsseite der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden. Der Stromdetektor 205 ist derart verbunden, um den in den Reaktor 203 fliessenden Strom nachzuweisen. Eine serielle Verbindung der zweiten Direktstromversorgung E2, die eine Spannung besitzt, die fähig ist, den Bearbeitungsspalt mit einer Spannung zu versorgen, die im Wesentlichen gleich oder kleiner ist als die elektrische Entladungsspannung, das dritte Schaltmittel 501 und die Diode 502 ist parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses dritte Schaltmittel 501 wird durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 503 ein-/ausgeschaltet.
Eine serielle Verbindung einer dritten Direktstromversorgung E2, die eine Spannung aufweist, die fähig ist, die Bearbeitungsspalte mit einer Spannung zu versorgen, welche höher ist als die elektrische Entladungsspannung und kleiner ist als die Spannung, welche durch die genannte erste Direktstromversorgung abgegeben wird, ein viertes Schaltmittel 514 und eine Diode 515 sind parallel mit der genannten ersten Diode 502 verbunden. Dieses vierte Schaltmittel 514 wird ein-/ausgeschaltet durch einen Gate-Ansteuerungsstromkreis 516.
Fig. 44 zeigt einen Steuerstromkreis, die Gate-Steuerungsstromkreise 503, 516, 206, 215 gemäss Fig. 43 wo der erste Komparator 504 den Stromsteuerwert S1 mit dem Steuernachweiswert I1 des Stromdetektors 205 vergleicht und ein Signal zum Terminal-Input des Zeitgeberstromkreises 512 ausgibt. Der zweite Komparator 505 vergleicht den Überstromsteuerwert 507, der durch die serielle Verbindung der Direktstromsteuerspannung 506 mit dem Stromsteuerwert S1 abgegeben wird, mit dem Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 und gibt ein Signal an den Reset-Terminal R des ersten Flip-Flop 508 ab. Das Ausgangssignal des genannten ersten Komparators 504 wird durch den Inverter 509 invertiert und das Resultat der Inversion wird mit dem Set-Terminal S des ersten Flip-Flop 508 verbunden.
In der Zwischenzeit schaltet das elektrische Entladungssignal H1 des zweiten Schaltmittels 201 unter Kontrolle des Gate Betriebskreises 215 ein/aus. Die AND-Bedingung eines Stromverstärkungssignals H2, der Ausgang des Zeitgeberstromkreises 512 und des elektrischen Entladungssignals H1 wird durch einen AND-Stromkreis 509 ausgewertet um das erste Schaltmittel 201 unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 206 ein-/auszuschalten. Die AND-Bedingung des Outputs eines OR-Kreises 507, welcher die OR-Bedingung des Stromverstärkungssignals H2 abgibt, und der Output des Zeitgeberstromkreises 512, das elektrische Entladungssignal H1 und der Output des ersten Flip-Flop 508 werden durch einen AND-Stromkreis 518 ausgewertet, um das vierte Schaltmittel 514 unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 516 ein-/auszuschalten.
Auch die AND-Bedingung des elektrischen Entladungssignals H1 und der Output des ersten Flip-Flop 508 werden durch den AND-Stromkreis 510 verwendet, um das dritte Schaltmittel 501, unter Kontrolle des Gate-Ansteuerungsstromkreises 503, ein/auszuschalten.
Die Zeit- und Wellenformdiagramme, die in Fig. 45 dargestellt sind, zeigen den Betrieb dieser vierzehnten Ausführungsform. In Fig. 45 zeigt (a) das elektrische Entladungssignal H1, zeigt (b) die Ausgangsspannungswellenform, zeigt (c) die Wellenform des Stromsteuerwertes S1, der vom Steuergerät (nicht dargestellt) der elektrischen Entladungsmaschine ausgeht, zeigt (d) die Ausgangsstromwellenform, zeigt (e) den Ein-/Ausstatus des ersten Schaltmittels 201, zeigt (f) den Ein-/Ausstatus des dritten Schaltmittels 501, zeigt (g) den Stromdurchgangsstatus der Diode 202, zeigt (h) den Stromdurchgangsstatus der Diode 502, zeigt (i) den Ausgangsstatus des ersten Komparators 504, zeigt (j) das Ausgangsverstärkungssignal H2, zeigt (k) den Ausgangsstatus des Zeitgeberstromkreises 512, zeigt (m) den Ein-/Ausstatus des vierten Schaltmittels 514 und (o)
zeigt den Stromdurchgangsstatus der Diode 515.
Wenn das elektrische Entladungssignal H1 beim Punkt 700 in Fig. 45(a) eingeschaltet wird, wird das zweite Schaltmittel 211 durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 215 eingeschaltet. Der Strom zwischen Signal H2 wird ebenfalls am Punkt 700 eingeschaltet. Da das erste Schaltmittel 201 in Fig. 43 zu diesem Zeitpunkt ausgeschaltet ist, wie in (e) dargestellt, wird die Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 zwischen Elektrode 1 und dem Werkstück 2 als Nicht-Ladungsspannung angelegt, wie in (b) dargestellt. Die Spalte zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 wird mit dem dielektrischen Fluidum, wie \l oder Wasser gefüllt, und wird aussergewöhnlich präzise durch einen Servomechanismus, einen numerischen Steuerapparat usw. (nicht dargestellt) gesteuert.
Der dielektrische Zusammenbruch erfolgt in dieser aussergewöhnlich kleinen Spalte, wobei eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 gebildet wird. Dies wird durch 701 in Fig. 45(a) dargestellt, und die Ausgangsspannung (b) dient als elektrische Entladungsspannung 702. Diese elektrische Entladungsspannung ist nahezu zwischen 25 bis 30 V konstant. Sobald die elektrische Ladung stattfindet, beginnt der Strom zwischen Elektrode 1 und Werkstück 2 zu fliessen. Der Strom, der durch 701 in (d) angegeben ist, fliesst durch die erste Direktstromversorgung E1, das erste Schaltmittel 201, den Reaktor 203 und das zweite Schaltmittel 211 und erhöht sich schnell, da die erste Direktstromversorgung E1 von ungefähr 80 V höher ist als die elektrische Entladungsspannung 702.
Wenn der Ausgangsstrom, d.h. der Strom des Reaktors 203, den Stromsteuerwert S1 erreicht hat, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 auf einen Punkt 704, wie in (i) dargestellt, hochgeschaltet. Demzufolge wird die Ausgabe des Zeitgeberstromkreises 512, dargestellt in (k), tiefgeschaltet und das erste Schaltmittel 201 wird, wie in (e) dargestellt, ausgeschaltet. Wenn die Ausgabe des ersten Komparators 504 tiefgeschaltet ist, wird der Zeitgeberstromkreis 512 nur während vorbestimmter Zeitdauer, wie durch 705 in (k) dargestellt, tiefgeschaltet und wird dann hochgeschaltet, wobei das erste Schaltmittel 201 wiederum eingeschaltet wird.
Während dieser vorgegebenen Zeit des Zeitgeberstromkreises 512, d.h. dieser Periode 705, wenn das erste Schaltmittel 201 ausgeschaltet wird, ist das vierte Schaltmittel 514, das in Fig. 45 (n) dargestellt ist, schon eingeschaltet, wobei der Strom, welcher von der dritten Direktstromversorgung E3 zwischen Elektrode 1 und dem Werkstück 2 durch das dritte Schaltmittel 514, welches schon eingeschaltet wird, die Diode 515, den Reaktor 203 und das zweite Schaltmittel 211 fliesst. Da die dritte Direktstromversorgung E3 eine Spannung erhält, die um keine Werte höher ist als die elektrische Entladungsspannung 702, wird der Ausgangsstrom, wie durch 707 in (d) angegeben, leicht erhöht. Dies findet wegen der leichten Zunahme des Stromes statt, da die terminale Spannung des Reaktors 203 leicht höher ist.
Dies wird wiederholt, um zu verursachen, dass der Ausgangsstrom dem Stromsteuerwert S1, wie in (d) dargestellt, folgt.
Wenn das Stromverstärkungssignal H2 in (j) bei einem Punkt 720 in (c) von Fig. 45, wo der Stromsteuerwert S1, welcher anstieg, einen gewissen Wert erreicht, tiefgeschaltet wird, vermindert sich der Anfangsstrom langsam wie durch 709 angegeben, da das dritte Schaltmittel 501 eingeschaltet ist, da aber die dritte Direktstromversorgung E3 verbunden ist, während das vierte Schaltmittel 514 eingeschaltet ist, erhöht sich der Ausgangsstrom ebenfalls langsam, wie durch 721 angegeben. Da die Abschwächungszeit zu diesem Zeitpunkt gemäss 709 die Basiszeit des Zeitgeberstromkreises 512 darstellt, wie bei 707, und der Strom schwach erhöht wird, wobei die Schaltfrequenz etwa zweimal so gross ist, wie die Periode bei 709. Die Welligkeit des Ausgangsstroms ist schmal und die Schaltfrequenz ist tief.
Demzufolge kann ein Stromversorgungsapparat für eine elektrische Entladungsmaschine angeordnet werden, welche eine Ausgangsstromwellenform aufweist, welche eine schwache Welligkeit besitzt, wenn der Induktivitätswert des Reaktors 203 klein ist. Insbesondere wenn das Stromverstärkungssignal H2 eingeschaltet wird, um den Stromsteuerwert zu erhöhen, wird durch die dritte Direktstromversorgung E3 ein Strom ausgegeben, um die Stromerhöhung beizubehalten, wenn das erste Schaltmittel 201 ausgeschaltet wird, wobei ein Stromversorgungsapparat für eine elektrische Entladungsmaschine gebildet wird, die eine Ausgangswellenform besitzt, die eine schwache Welligkeit aufweist.
Eine fünfzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 46 bis 48 beschrieben. Fig. 46 ist ein Hauptstromdiagramm, welches die fünfzehnte Ausführungsform betrifft, wobei E1 eine erste Direktstromversorgung bedeutet, 201 ein erstes Schaltmittel darstellt, welches ein-/ausgeschaltet wird durch den Gate-Versorgungsstromkreis 206. Der Reaktor 203 ist zwischen dem ersten Schaltmittel 201 und dem zweiten Schaltmittel 211 verbunden und die Elektrode 1 und das Werkstück 2 sind mit einem zweiten Schaltmittel 211 und der ersten Direktstromversorgung verbunden.
Die erste Diode 202 ist mit dem Verbindungspunkt eines ersten Schaltmittels 201 und dem Reaktor 203 und der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden und die zweite Diode 204 ist zwischen dem Verbindungspunkt der ersten Direktstromversorgung E1 und dem ersten Schaltmittel 201 und dem Verbindungspunkt des Reaktors 203 und dem zweiten Schaltmittel 211 in einer Richtung verbunden, worin der Strom zur ersten Direktstromversorgung E1 fliesst.
Eine serielle Verbindung der ersten Diode 212 und der Direktstromversorgung wird zwischen der Elektrode 1 auf der Seite des zweiten Schaltmittels 211 und der Seite mit negativer Spannung der ersten Direktstromversorgung E1 verbunden. Der Stromdetektor 205 wird verbunden, um den Strom nachzuweisen, welcher in den Reaktor 203 fliesst. Eine serielle Verbindung einer zweiten Direktstromversorgung E1, welche eine Spannung aufweist, welche fähig ist, den Bearbeitungsspalt mit einer Spannung zu versorgen, die im Wesentlichen gleich oder kleiner ist als die elektrische Entladungsspannung, wird mit dem dritten Schaltmittel 501 und der Diode 502 parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses dritte Schaltmittel 501 wird durch den Gate-Ansteuerungsstromkreis 503 ein/ausgeschaltet.
Eine serielle Verbindung einer variablen vierten Direktstromversorgung E1, eines fünften Schaltmittels 521 und einer Diode 522 wird parallel mit der genannten ersten Diode 202 verbunden. Dieses fünfte Schaltmittel 521 wird durch einen Gate-Ansteuerungsstromkreis 520 ein/ausgeschaltet.
Fig. 47 zeigt einen Steuerstromkreis der Gate-Ansteuerungsstromkreise 503, 520, 206, 215, dargestellt in Fig. 46, wobei der erste Komparator 504 den Steuerstromwert S1 und den Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 vergleicht und ein Signal auf den Eingangsterminal des Zeitgeberstromkreises 512 ausgibt. Der zweite Komparator 505 vergleicht den Überstromsteuerwert 507, welcher durch die Verbindung der Direktspannung 506 in Serie mit dem Stromsteuerwert S1 erhalten wird, mit dem Stromnachweiswert I1 des Stromdetektors 205 und gibt ein Signal ab, um den Terminal R des ersten Flip-Flop 508 zurückzustellen. Das Ausgangssignal des ersten Komparators 504 wird durch einen Inverter 509 invertiert und das Resultat der Inversion wird zur Einstellung des Terminals S des ersten FlipFlop 508 verwendet.
In der Zwischenzeit schaltet das elektrische Entladungssignal H1 das zweite Schaltmittel 211 EIN/AUS unter der Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 215. Die AND-Bedingung eines Nichtladungsspannungssignales H3 und des elektrischen Entladungssignales H1 wird durch einen AND-Stromkreis 514 verwendet, um das erste Schaltmittel 201 ein-/auszuschalten unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 206. Die AND-Bedingung der Ausgabe des Zeitgeberstromkreises 512, das elektrische Entladungssignal H1 und die Ausgabe des ersten Flip-Flop 508 werden durch einen AND-Stromkreis 523 verarbeitet, um das fünfte Schaltmittel 521 ein-/auszuschalten, unter Steuerung des Gate-Ansteuerungsstromkreises 520.
Ebenso wird die AND-Bedingung des elektrischen Entladungssignales H1 und der Ausgabe des ersten Flip-Flop 508 durch den AND-Stromkreis 510 verwendet, um das dritte Schaltmittel 501 unter Kontrolle des Gate-Betriebsstromkreises 503 ein-/auszuschalten.
Zeittabellen und Wellenformdiagramme, die in der Fig. 48 gezeigt sind, zeigen den Betrieb dieser fünfzehnten Ausführungsform. In der Fig. 48 zeigt (a) das elektrische Entladesignal H1, (b) die Wellenform der Ausgangsspannung, (c) die Wellenform des Stromführungswertes S1, ausgegeben von einem Steuergerät (nicht gezeigt) der Funkenerosionsmaschine, (d) die Wellenform des Ausgangsstromes, (e) zeigt den Ein-/Ausstatus der ersten Schalteinrichtung 201, (f) zeigt den Ein-/Ausstatus der dritten Schalteinrichtung 501, (g) zeigt den Stromdurchgangsstatus der Diode 202, (h) den Stromdurchgangsstatus der Diode 502, (i) den Ausgangsstatus des ersten Komparators 504, (j) zeigt das unbelastete Spannungssignal H3, (k) zeigt den Ausgangsstatus des Zeitkreises 512, (n) zeigt den Ein-/Ausstatus der fünften Schalteinrichtung 521 und (o) den Stromdurchgangsstatus der Diode 522.
Wenn das elektrische Entladesignal H1 bei einem Punkt 700 in der Fig. 48(a) eingeschaltet wird, dann wird die zweite Schalteinrichtung 211 durch den Tortreiberstromkreis 215 eingeschaltet. Das nicht belastete Spannungssignal H3 wird ebenfalls beim Punkt 700 eingeschaltet. Seitdem die erste Schalteinrichtung 201 in der Fig. 46 zu diesem Zeitpunkt, wie in (e) gezeigt, eingeschaltet ist, ist die Spannung der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit E1 zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 als eine unbelastete Spannung angelegt, wie in (b) gezeigt. Der Stromführungswert S1 in der vorliegenden Ausführung kann eine Wellenform aufweisen, welche nur den Spitzenwert des elektrischen Entladestromes gemäss (c) betätigt.
Der Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 ist mit der dielektrischen Flüssigkeit, wie \l oder Wasser, gefüllt, und ist durch einen Servomechanismus durch ein numerisch gesteuertes Gerät etc. (nicht gezeigt) extrem präzise gesteuert. Wenn ein dielektrischer Durchschlag am extrem kleinen Spalt auftrifft, wird eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 erzeugt. Dies ist in der Fig. 48 durch das Bezugszeichen 701 angegeben, wobei die Ausgangsspannung (b) als die elektrische Entladespannung 702 agiert. Diese elektrische Entladespannung ist zwischen 25 und 30 Volt annähernd konstant. Sobald die elektrische Entladung auftritt, beginnt der Strom zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 zu fliessen und das nicht belastete Spannungssignal H3 wird, wie in (j) gezeigt, tief geschaltet.
Dadurch wird die erste Schalteinrichtung 201, wie in (e) gezeigt, ausgeschaltet.
Da der Ausgangsstrom, wie durch das Bezugszeichen 722 in (d) angegeben, durch die vierte Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 fliesst, liegen die fünfte Schalteinrichtung 521, die Drossel 203 und die zweite Schalteinrichtung 211 sowie die vierte Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 an der voreingestellten Spannung (ungefähr 25 bis 100 Volt), wobei der Ausgangsstrom an der Anstiegsflanke des Ausgangsstromes, die durch das Bezugszeichen 722 (d) angegeben ist, zunimmt, was durch eine Differenzialspannung zwischen der Spannung der vierten Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 und der Spannung über der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 sowie dem Induktionswert der Drossel 203 bestimmt wird.
Beim Bezugszeichen 723 in (d), welches angibt, dass die Spannung der vierten Gleichstromenergieversorgungseinheit E4 zugenommen hat, bewirkt das Ändern der Spannung der vierten Gleichstromenergieversorgungseinheit E4, eine gewünschte Neigung der Anstiegsflanke des Ausgangsstromes. Da die Anstiegsflanke des Ausgangsstromes keine Welligkeit hat, braucht ein glatter Niedrigpegelausgangsstrom nicht auf Null gesetzt zu werden, um stabile Funkenerosionsverhältnisse zu gewährleisten.
Später, wenn der Ausgangsstrom, beispielsweise der Strom in der Drosselspule 203, den Wert der Stromführungsgrösse S1 erreicht hat, wird der Ausgang des ersten Komparators 504 bei einem Punkt 724, wie in (i) gezeigt, hochgeschaltet. Dementsprechend wird der Ausgang des Zeitkreises 512, gezeigt in (k), tiefgeschaltet und die fünfte Schalteinrichtung 521 wird, wie in (n) gezeigt, ausgeschaltet. Wenn der Ausgang des ersten Komparators 504 tiefgeschaltet wird, wird der Ausgang des Zeitkreises 512 nur für eine voreingestellte Zeitdauer, wie dies durch 705 in (k) angegeben ist, tiefgeschaltet.
Während dieser voreingestellten Zeit des Zeitkreises 512, beispielsweise dem Zeitintervall 705, wenn die fünfte Schalteinrichtung 521 ausgeschaltet ist, die dritte Schalteinrichtung 501 gemäss (f) schon eingeschaltet ist, wird der Strom von der zweiten Gleichstromenergieversorgungseinheit durch die dritte Schalteinrichtung 501, die Diode 502 und die Drosselspule 203 an den Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 geliefert. Da die Spannung der zweiten Gleichstromenergieversorgungseinheit E2 leicht tiefer als die elektrische Entladespannung 702 eingestellt wird, nimmt der Ausgangsstrom, wie durch 727 in (d) gezeigt, langsam ab. Dann wird der Ausgang des Zeitkreises 512 beim Punkt 726 hochgeschaltet, wobei die fünfte Schalteinrichtung 521 zum Erhöhen des Stromes ebenfalls eingeschaltet wird.
Dies wird wiederholt, um den Ausgangsstrom zu veranlassen, dem Stromführungswert S1, wie in (d) gezeigt, zu folgen.
Gemäss dieser fünfzehnten Ausführungsform nimmt der Ausgangsstrom mit einer gewissen Neigung, wie durch 722 und 723 zu, wobei während der Zunahme des Stromes keine Welligkeit erzeugt wird, und die fünfte Schalteinrichtung 521 während dieser Zeitdauer eingeschaltet bleibt, weil kein Schalten erforderlich ist. Nachdem der Wert der Führungsgrösse erreicht worden ist, nimmt der Ausgangsstrom, wie durch 727 angegeben, langsam ab, wobei die Abnahmezeit, die durch 727 gekennzeichnet ist, der gesetzten Zeit des Zeitkreises 512, gekennzeichnet durch 705, entspricht und wobei die Schaltfrequenz ungefähr der Zeitdauer von 705 entspricht und die Welligkeit des Ausgangsstromes klein und die Schaltfrequenz tief ist.
Dadurch kann ein Energieversorgungsgerät für eine Funkenerosionsmaschine festgelegt werden, welches eine Ausgangsstromwellenform mit wenigen Wellen liefert, wenn der Induktionswert der Drosselspule 203 klein ist.
Eine sechzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 49 bis 51 beschrieben. Die Fig. 49 ist ein Schaltplan eines Hauptstromkreises, der die sechzehnte Ausführungsform betrifft, wobei eine Serieschaltung von einer fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5, einer sechsten Schalteinrichtung 526 und einem Widerstand 529 zum Bearbeitungsspalt, gebildet durch die Elektrode 1 und das Werkstück 2 gemäss der dreizehnten Ausführungsform, parallel geschaltet ist. Die zweite Schalteinrichtung 211 umfasst eine Diode 527, um einen inversen Stromfluss zu verhüten. Die fünfte Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 sollte eine Spannung haben, die befähigt ist, den Bearbeitungsspalt mit einer höheren Spannung als derjenigen der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit zu beliefern.
Es sei vermerkt, dass das Bezugszeichen 525 einen Gate-Antriebsstromkreis für die Schalteinrichtung 526 kennzeichnet.
Die Figur 50 zeigt einen Steuerstromkreis, der Gatetreiberstromkreise 503, 206, 215 und 525, die in der Fig. 49 gezeigt sind, umfasst, wobei der UND-Zustand eines Hochspannungsimpulssignales H4 und des elektrischen Entladesignales H1 durch ein UND-Gate 528 ausgelesen wird, um die sechste Steuereinrichtung 526 unter der Kontrolle des Gatetreiberstromkreises 525 im Steuerstromkreis, der in der Fig. 34 mit der dreizehnten Ausführungsform gezeigt ist, ein- und auszuschalten. Es sei vermerkt, dass die übrige Anordnung identisch mit derjenigen des Steuerstromkreises, die in der Fig. 34 mit der dreizehnten Ausführungsform gezeigt ist, und hier nicht beschrieben wird.
Die Zeittabellen und Wellenformdiagramme, die in der Fig. 51 gezeigt sind, zeigen den Betrieb dieser sechzehnten Ausführungsform. In der Fig. 51 zeigt (a) das elektrische Entladesignal H1, (b) die Ausgangsspannung, (d) den Ausgangsstrom, (e) den Ein-/Ausstatus der ersten Schalteinrichtung 201, (f) das Hochspannungsimpulssignal und (g) den Ein-/Ausstatus der sechsten Schalteinrichtung 526. Wenn das elektrische Entladesignal H1 zu einem Zeitpunkt 700 in der Fig. 51 (a) eingeschaltet wird, wird die Schalteinrichtung 211 durch den Gatetreiberstromkreis 215 eingeschaltet.
Da die Schalteinrichtung 201 in der Fig. 49 zu diesem Zeitpunkt, wie in (e) gezeigt, eingeschaltet ist, wird die Spannung der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit E1 an den Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2, wie durch das Bezugszeichen 728 in (b) gekennzeichnet, als unbelastete Spannung angelegt.
Der Spalt zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 ist mit einer dielektrischen Flüssigkeit, wie \l oder Wasser, gefüllt und ist durch einen Servomechanismus durch ein numerisch gesteuertes Gerät etc. (nicht gezeigt) sehr präzise gesteuert. Wenn ein dielektrischer Durchbruch bei diesem sehr kleinen Spalt auftritt, wird eine elektrische Entladung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 erzeugt. Selten setzt die elektrische Entladung nicht ohne Weiteres ein, was in einem unstabilen Funkenerosionszustand resultiert.
Um dies zu verhindern, wenn die elektrische Entladung nicht innerhalb der Zeit 729, nachdem das elektrische Entladesignal H1 eingeschaltet worden ist, auftritt, wird mit dem Hochspannungsimpulssignal H4, wie in (f) zu einem Zeitpunkt 730 vorgesehen, die sechste Schalteinrichtung 526 in (g) eingeschaltet und dabei die Spannung der fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 ausgegeben. Diese Spannung ist durch das Bezugszeichen 731 in (b) gekennzeichnet. Die Spannung der fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 liegt zwischen 100 und 300 Volt.
Wenn die elektrische Ladung erzeugt wird, wird der Hochspannungsimpuls H4 zu einem Zeitpunkt 701 tiefgeschaltet, um die sechste Schalteinrichtung 526 auszuschalten, wobei die Spannung der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit E1 durch die erste Schalteinrichtung 201, welche bereits eingeschaltet ist, zwischen die Elektrode 1 und das Werkstück 2 geschaltet wird, und der Ausgangsstrom zunimmt. Im Moment, wo diese elektrische Entladung auftritt, fliesst ein Strom im Widerstand 529, aber der Widerstand 529 verbraucht praktisch keine Leistung, weil die sechste Schalteinrichtung 526 sofort ausschaltet. Da die Spannung von 150 bis 350 Volt dieser Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 höher ist als diejenige der ersten Gleichstromenergieversorgungseinheit von 80 Volt, erfolgt die elektrische Entladung zuverlässig.
Es sei vermerkt, dass die anderen Operationen identisch zu denjenigen in der dreizehnten Ausführungsform sind und demzufolge hier nicht mehr beschrieben sind.
Während die vorliegende sechzehnte Ausführungsform, unter Verwendung des Gerätes, worin die Serieschaltung der fünften Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 der sechsten Schalteinrichtung 526 und des Widerstandes 529 mit dem Bearbeitungsspalt, gebildet durch die Elektrode 1 und durch das Werkstück 2 in der dreizehnten Ausführungsform parallel geschaltet ist, beschrieben worden ist, könnte die Serieschaltung der fünften Gleichstromenergieversorgung E5 der sechsten Schalteinrichtung 526 und des Widerstandes 529 ebenfalls mit dem Bearbeitungsspalt, gebildet durch die Elektrode 1 und das Werkstück 2, der vierzehnten oder fünfzehnten Ausführungsform parallel geschaltet werden, um die gleichen Wirkungen zu erzielen.
In diesem Fall ist es unnötig zu erwähnen, dass die fünfte Gleichstromenergieversorgungseinheit E5 eine Spannung aufweist, die höher ist als diejenige der anderen Gleichstromenergieversorgungseinheiten E1, E2, E3, E4.
*Eine siebzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 52 beschrieben. Fig. 52 ist ein Schema des Hauptstromkreises, welches sich auf die siebzehnte Ausführungsform bezieht, wobei die zweite Gleichstromenergieversorgungseinheit E2, eine sechste Gleichstromenergieversorgungseinheit E6, eine siebente Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 und eine achte Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 in Serie geschaltet sind, wobei ein Ende der Serieschaltung der dritten Schalteinrichtung 501 und der Diode 502 mit dem Verbindungspunkt der zweiten Gleichstromenergieversorgunseinheit E2 und der sechsten Gleichstromenergieversorgungseinheit E6 verbunden ist und der andere Punkt dieser Serieschaltung mit dem Verbindungspunkt der Drosselspule 203 und der Diode 202 verbunden ist.
Ein Ende der Serieschaltung der vierten Schalteinrichtung 514 und der Diode 515 ist mit dem Verbindungspunkt der sechsten Gleichstromenergieversorgungseinheit E6 und der siebenten Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 verbunden und das andere Ende dieser Serieschaltung ist an den Verbindungspunkt der Drosselspule 203 und der Diode 202 geschaltet. Ein Ende der ersten Schalteinrichtung 201 ist an den Verbindungspunkt der siebenten Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 und der achten Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 geschaltet und das andere Ende dieser Serieschaltung ist mit dem Verbindungspunkt der Drosselspule 203 und der Diode 202 verbunden.
Im Weiteren ist ein Ende der Serieschaltung der sechsten Schalteinrichtung 526 und des Widerstandes 529 mit einem Ende der achten Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 verbunden und das andere Ende der Serieschaltung ist an die Elektrode 1 (oder an das Werkstück 2) geschaltet. Es sei bemerkt, dass das Bezugszeichen 527 in der Fig. 52 eine Diode bezeichnet.
Entsprechend der dreizehnten, der vierzehnten und der fünfzehnten Ausführungsform, wo für die Beziehung der Spannungen der ersten, zweiten, dritten und fünften Gleichstromenergieversorgungseinheiten E1, E2, E3, E5 zu der elektrischen Entladespannung gilt: E5 > E1 > E3 >/= elektrische Entladespannung >/= E2, kann die Spannung der sechsten Gleichstromenergieversorgungseinheit E6 definiert werden als E3 - E2, diejenige der siebenten Gleichstromenergieversorgungseinheit E7 als E1 - E6 - E2 und diejenige der achten Gleichstromenergieversorgungseinheit E8 als E5 - E7 - E6 - E2 = E5 - E1. Insbesondere sind die Gleichspannungen von E2, E6, E7 und E8 ungefähr 20 bis 30 Volt bzw. 5 bis 15 Volt bzw. 40 bis 60 Volt und bzw. 70 bis 230 Volt, wobei die verwendeten Gleichstromenergieversorgungseinheiten kleine Spannungen haben und wirksam verwendet werden können.
Wenn gewünscht wird, den Betrieb der dreizehnten Ausführungsform mit der vorliegenden Ausführung durchzuführen, können die vierte Schalteinrichtung 514 und die sechste Schalteinrichtung 526 ausgeschaltet und die erste Schalteinrichtung 201 und die dritte Schalteinrichtung 501, wie in der dreizehnten Ausführungsform, gesteuert ein- und ausgeschaltet werden. Wenn gewünscht wird, den Betrieb der vierzehnten Ausführungsform auszuführen, kann die sechste Schalteinrichtung 526 ausgeschaltet werden und die erste Schalteinrichtung 201, die dritte Schalteinrichtung 501 und die vierte Schalteinrichtung 514 können, wie in der vierzehnten Ausführungsform, gesteuert ein- und ausgeschaltet werden.
Im Weiteren, wenn gewünscht wird, den Betrieb der sechzehnten Ausführung auszuführen, kann die vierte Schalteinrichtung 514 ausgeschaltet werden und die erste Schalteinrichtung 201, die dritte Schalteinrichtung 501 und die sechste Schalteinrichtung 526 können, wie in der sechzehnten Ausführungsform, gesteuert ein- und ausgeschaltet werden. Da die Details dieser Betriebsverhältnisse in der bereits gegebenen Betriebserklärung leicht zu verstehen sind, werden sie hier nicht beschrieben.
Eine achtzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 53 beschrieben. Die Fig. 53 ist ein Schema eines Hauptstromkreises, welches sich auf die achtzehnte Ausführungsform bezieht, wobei diese Ausführungsform eine Kombination der vierzehnten Ausführungsform und der sechzehnten Ausführungsform ist. Der Seriestromkreis ist nämlich der dritten Gleichstromenergieversorgungseinheit E3, der vierten Schalteinrichtung 514 und der Diode 515 in der vierzehnten Ausführungsform parallel geschaltet mit der ersten Diode 202 in der sechzehnten Ausführungsform.
Ihre Funktionsweise ist in der bereits gegebenen Betriebserklärung leicht zu verstehen und demzufolge hier nicht beschrieben.
Die verwendeten Transistoren sowie die Schalteinrichtungen in der dreizehnten bis zur achtzehnten Ausführungsform können irgendwelche Einrichtungen sein, die elektrisch ein- und ausgeschaltet werden können, und können durch solche Schalteinrichtungen wie MOSFETs, IGBTs und SITs ersetzt werden, wobei die Wirkungen erhalten bleiben.
Die Komparatoren, Zeitstromkreise, Flip-Flops, Führungsgrössen, UND-Gates und Inverter, die in den Steuerstromkreisen der achten bis siebzehnten Ausführungsform auf analoger Basis angeordnet sind, können durch digitale Signalprozessoren, Mikroprozessoren etc., welche auf einer digitalen Basis arbeiten, ersetzt werden, wobei auch hier die Wirkungen erhalten bleiben.
Es ist ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung, wie vorgängig beschrieben, eine Energieversorgungseinheit hervorbringt, welche eine hohe Leistungsfähigkeit aufweist, welche einen gewünschten elektrischen Entladestrom erzeugt, welche eine hohe Ansprechgeschwindigkeit aufweist und welche extrem wenig Stromwelligkeiten vorsieht. Mit der vorliegenden Erfindung wird eine kompakte kostengünstige Energieversorgungseinheit zur Verfügung gestellt, welche eine stabile Bearbeitung gewährleistet.
Es wird ausdrücklich auf den gesamten Inhalt der ausländischen Patentanmeldungen Bezug genommen, für welche die Priorität der vorliegenden Anmeldung beansprucht worden ist.
Obschon die vorliegende Erfindung durch bevorzugte Ausführungsformen mit einem gewissen Grad von Besonderheiten erläutert worden ist, sollen die bevorzugten Ausführungsformen lediglich als Beispiele verstanden werden. Es können zahlreiche Modifikationen von Einzelheiten und Kombinationen von Komponenten vorgenommen werden, ohne dass vom Geist und Ausmass der vorliegenden Erfindung gemäss der Definition im Anspruchsteil abgewichen wird.
The present invention relates to a power supply device for a spark erosion machine for supplying a pulse-shaped electrical power to a machining gap between an electrode and a workpiece.
A spark erosion machine supplies a machining gap with a constant discharge pulse (current pulse) in order to melt a workpiece and to remove the molten material from there and to machine the workpiece by means of the energy discharge. Generally, the following four conventional power supply circuitry are used to supply the constant current pulses.
A known circuit arrangement for a first power supply device is shown in FIG. 54 shown. This arrangement is described, for example, in Japanese Patent Publication No. SHO62-27 928 as "pulse generator for use with spark erosion machining tool".
In Fig. 54, reference numeral 1 denotes an electrode, 2 a workpiece, 3 a control circuit for a switching device, 4 a switching device, 5 a power supply for supplying a machining current, 6 a diode for causing a residual current to flow, 7 a current detection resistor, 8a and 8b a leakage inductance of the wiring, 9 a comparator, 10 a cladding signal generator and 18 a servo device for performing the servo control of the electrode 1.
The function of this circuit will now be described. Before spark erosion takes place, the switching device 4 becomes conductive and a machining voltage is applied to the machining gap between the electrode 1 and the workpiece 2 by the power supply 5. After the start of the discharge, a pulse command 16 corresponding to a machining current waveform supplied to the machining gap is issued by a control device (in Fig. 54 not shown) to the envelope signal generator 10. The pulse command 16 is output by the envelope signal generator 10 as envelope signals 13 and 14. Fig. 55 shows the shapes of the envelope signals 13 and 14.
In the comparator 9, the current flowing in the machining gap is detected by the current detection resistor 7 in order to obtain an existing machining current value 15, the enveloping signals 13 and 14 being compared with the existing machining current value 15 and a control signal 12 being output to the control circuit 3. The control circuit 3 switches the switching element 4 on / off under the control of the control signal 12 to control the machining current within a predetermined value. When the present machining current value 15 exceeds the cladding signal 13, the switching device 4 is switched off. Conversely, when the present machining current value 15 falls below the enveloping signal 14, the switching device 4 is turned on. The machining stream is controlled in the above procedure.
In this method, the slew rate of the machining current waveform is determined by the current detection resistor 7 and the size of the inductors 8a, 8b of a machining current supply, i.e. H. the resistor and inductors are used as loads to perform the switching control.
A second conventional circuit arrangement for a power supply device is shown in FIG. 58, which is disclosed, for example, in Japanese Utility Model Publication SHO57-33 949 as "pulse generation circuit controlled to be formed by intermittent electric discharge". This power supply device has been improved for the rising and falling speeds of the machining current compared to the first power supply device to ensure faster operation. In Fig. 58 form an auxiliary power supply 28, a first switching device 4, a current detector 24, a reactor 22 and a diode 23 form a first auxiliary circuit.
A power supply 5, the auxiliary power supply 28, the first switching device 4, the current detector 24, the reactor 22, an electrode 1, a workpiece 2 and a second switching device form a main circuit.
The operation of this circuit will now be described. In the first auxiliary circuit, the switching device 4 is driven by a control circuit 27 by controlling the detection signal of the current detector 24. The control circuit 24 carries out the switching control of the switching device 4 so that the current flowing in the current detector 24 is constant. In this case, the reactor 22 inserted into the circuit enables the current flowing in the first auxiliary circuit to be kept constant.
This second power supply device is equipped with a second circuit device 20 which is used exclusively to switch the discharge pulse on / off. When the discharge pulse is switched off, a current flows in the first auxiliary circuit on a stationary basis within a predetermined range and as soon as the discharge begins, the machining current is supplied by the first auxiliary circuit. This enables the current to rise extremely quickly. The current flows during the discharge in the main circuit, which consists of the power supply 5, the auxiliary power supply 28, the first switching device 4, the current detector 24, the reactor 22, the electrode 1, the workpiece 2 and the second switching device 20.
When the discharge has ended, the current which has flowed in the reactor 22 of the main circuit flows to the second diode 23 in the auxiliary circuit, the current of the machining gap being quickly interrupted.
A first diode 25 is provided to increase the efficiency of the power supply by forming a second auxiliary circuit and causing the current flowing in the reactor 22 to flow back to the power supply 5 when the first switching device 4 and the second switching device 20 both be turned off. The second auxiliary circuit is formed by the first diode 25, the current detector 24, the reactor 22, the second diode 23 and the main power supply 5. Fig. 59 shows a machining current waveform generated by the second power supply device.
There is a third conventional circuit arrangement for a power supply device, which is shown in Fig. 60 and shown in, for example, Japanese Patent Laid-Open Publication No. HEI2-34 732 as "EDM machine power control method" is disclosed. In Fig. 60 denotes 30a to 30e driver devices which cause the switching devices 32a to 32e to conduct and form a logic circuit 35. 33a to 33e represent limiting resistors which control a machining current and which have individually different values. A detector 36 for detecting the start of the discharge is arranged between an electrode 1 and a workpiece 2. This detector 36 transmits a discharge detection signal 37 to the logic circuit 35.
The logic circuit 35 selects the switching device 32a to 32e to be driven under the control of the output signal of an oscillator 34 and the discharge detection signal 37.
The operation of this circuit will now be described. A power supply 5 is provided in the circuit, for supplying a current and a parallel connection of circuits, which comprises each series connection of the switching devices 32a to 32e and the current-limiting resistors 33a to 33e, is connected in series with the power supply 5. The resistance values of the current-limiting resistors 33a to 33e, which are different from each other, are designed to be a power of two, i. H. one, two, four times, etc. If a rectangular source with a constant current value and a duration tp, as in Fig. 61, some of the switching devices 32 are turned on by their corresponding driver circuits 30 and cause a current to flow through the corresponding current limiting resistors 33.
At the start of the discharge, a machining current is supplied to the machining gap through selected resistors 33. A differential voltage between the output voltage of the main power supply 5 and the discharge voltage, which is generated at the machining gap between the electrode 1 and the workpiece 2, is supplied to each current-limiting resistor and the current flowing in the current-limiting resistor is determined. Since the discharge voltage generally has a constant value, the machining current is determined exclusively by the selection of the current-limiting resistors.
Furthermore, as shown in Fig. 62, the slew rate of a current waveform can be controlled. By continuously switching the switching devices 32 on and off after the discharge current has reached up to 48 in FIG. 62 point has increased, the current can be increased further, but it can only be increased with a further reduced inclination. Such deliberate control of the discharge current waveform is often performed to obtain finer control over the machining process.
A circuit arrangement for a fourth conventional power supply device is shown in Fig. 63, which device is shown, for example, in US Pat. 4,306,135. In this drawing, reference numeral 49 denotes a fixed current limiting resistor 50, a semiconductor amplifier, such as. B. an FET, 51 a switching device for switching the semiconductor amplifier 15 on and off in order to switch a discharge pulse on and off; 52 represents a digital signal specifying the current waveform of the discharge pulse, 53 a digital-to-analog converter which converts the digital signal to an analog signal, 54 an amplifier for driving the amplifier 50 and 55 a limiting resistor for the amplifier 54.
The operation of this circuit will now be described. For the on-off synchronization of the discharge pulse, an output signal is generated by the oscillator 21 in order to drive the switching device 51. The current that is supplied to the machining gap between the electrode and the workpiece 2 after the discharge occurs is determined by the resistance values of the fixed resistor 49 and the semiconductor amplifier 50. If, for example, an FET is used as the semiconductor amplifier 50, it can be operated as a variable resistor.
The characteristic of the FET is shown in Fig. 64 shown. If VGS is arbitrarily determined, ID is kept constant if VDS varies slightly. The FET is characteristic of the machining current being controlled to be kept constant regardless of a small variation in the power supply voltage 5. For this reason, the current is stable during discharge and it is unlikely that a so-called pulse interruption, i.e. H. a discharge that stops halfway in the pulse occurs, whereby extremely stable machining can be produced.
Changing a signal to the gate G of the FET 50 within a single pulse enables any waveform and provides a setpoint G with a constant current characteristic, which guarantees especially stable processing.
The conventional electric discharge machining power supply constructed as described above has the following disadvantages.
Since the "pulse generator used with the spark erosion tool" disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. SHO62-27 928, if an attempt is made to substantially control the machining current value within the specified range in switching control, the machining current waveform 47 has a ripple as shown in FIG. 55 shown. This ripple is generally a few amps wide. Examples of machining current pulses that are generated under various conditions are shown in FIGS. 56 and 57 are shown. Fig. 56 shows a wide machining current value setting, i. H. a current setting for a so-called roughing.
In a current waveform 47b according to this example, the width of the ripple (which approximately corresponds to the distance between the setpoints 13 and 14) is small relative to a peak value 13 of the machining current setpoint and therefore does not cause any particular errors in the machining. However, if the current peak setpoint is reduced as shown in Fig. 47, the lower limit value 14 of the target value is no longer significant and the originally rectangular desired waveform becomes triangular, as indicated by 47c. As a result, the pulse cannot be sustained for a desired period of time and becomes discontinuous. This waveform cannot produce the desired machining result.
Because of the ripple in the current waveform, the current waveform to be controlled by switching control is unsuitable for controlling a micro current waveform as in the finishing process and cannot achieve the desired processing.
Also, the "pulse generation circuit controlled for design by discontinuous electrical discharges" disclosed in Japanese Utility Model Laid-Open Publication No. SHO 57-33 949 is designed to overcome to some extent the disadvantages of the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication SHO62-27 928. The reactor 22, which is in the circuit of FIG. 58 is inserted, keeps the current lighter constant, and the width of the ripple of the current waveform can be considerably smaller than that according to the technique of the circuit in FIG. 54. In general, the insertion of a reactor enables the stream to be kept constant more easily, but has the disadvantage that increasing and decreasing speeds cannot be provided.
In the circuit according to Fig. 58, however, the first auxiliary circuit is used to secure the peak current value in advance, and after the start of the discharge pulse, the second switching device 20 is used to cause the discharge circuit to conduct or not conduct, improving the rate of rise and fall. The auxiliary power supply 28 is used for this purpose.
This auxiliary power supply 28 has a considerably larger output capacity than the power supply 5, which serves as the main power supply, since it can have a lower output voltage, but its output current must be substantially equal to the machining current. Another disadvantage of this technique is the difficulty in providing the circuit at low cost.
In addition, the technology described in Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949, a disadvantage that unlike the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. SHO62-27 928, is difficult to provide any discharge pulse waveform along with the control of its rise and fall speeds and only the square wave as shown in Fig. 59 shown can be provided.
Also, the "EDM power control method" in Japanese Patent Laid-Open No. HEI2-34 732 disclosed technology built to overcome the disadvantages in the technology, according to Japanese Patent Laid-Open Publication No. SHO62-27 928 and Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33 949, to avoid.
The Japanese Patent Laid-Open Publication No. The technique disclosed in HEI234 732 uses the constant voltage power supply and the resistor inserted therein to control the machining current value without the spark erosion current being controlled by switching control.
However, the intended discharge current waveform has almost no current ripple, as shown in Fig. 61, and turning resistors 33a-d on / off in the high speed circuit enables slew rate 48 and current waveform to be arbitrarily set as shown in FIG. 62 shown.
The disadvantage of this technique, however, is that the current is not controlled directly, but is controlled according to the resistance value that limits the current, the discharge current value varying according to the output voltage of the power supply 5. In other words, if a given current value has been set, the same processing state cannot be provided if the voltage of the power supply varies.
Furthermore, it is known that the discharge gap between the electrode 1 and the workpiece 2 physically acts as a constant voltage load of approximately 25 V. For this reason, the differential voltage between the output voltage of the power supply 5 and the 25 V voltage drop in the discharge gap is mostly applied to the current-limiting resistors 33 and consumed as thermal energy. As a power supply for the electric discharge machine, this technique cannot avoid a reduction in the power supply efficiency compared to the techniques disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. SHO62-27 928 and Japanese Utility Model Publication No. SHO 57-33 949 are disclosed. This prevents the downsizing of the power supply device and makes it difficult to perform the same functions at a low cost.
As described above, the device in Information 3 has the disadvantage that the machining current is not easily kept constant, that the efficiency of the power supply is poor and that this poor efficiency of the power supply has resulted in a large expansion and a high price of the device.
Furthermore, according to the description of US Pat. No. 4,306,135 some disadvantages of the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. HEI2-34 732 are disclosed.
The in the description of U.S. Patent No. The technique disclosed in U.S. Patent No. 4,306,135 uses a semiconductor amplifier instead of the plurality of current-limiting resistors in the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open Publication No. HEI2-34 732. Since the FET is used as a semiconductor amplifier in this conventional manner, the constant current characteristic is obtained as shown in Fig. 64 shown. D. H. a constant current can be maintained and controlled relative to the variation in the output voltage of the power supply 5, the constant current control can also be carried out during the duration of the discharge pulse and extremely stable processing can be achieved.
In the sense that the input pulse current can be made constant, more stable processing can be achieved compared to the switching power supplies in the techniques disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. SHO62-27 928 and Japanese Utility Model Publication No. SHO57-33949 are disclosed. Since the resistance value at the time of discharge starts is extremely small compared to Japanese Patent Laid-Open No. HEI2-34 732, the discharge current can be increased more quickly.
However, the differential voltage between the output voltage of the power supply 5 and the machining gap voltage is completely applied to the semiconductor amplifier 50. The thermal energy consumed by the semiconductor amplifier 50 is large. Compared to ordinary electrical parts, a semiconductor can be particularly easily attacked by heat, with heat dissipation being important.
The technique described in the specification of U.S. Patent No. 4,306,135, however, generates a lot of heat since it uses the semiconductor not only as a switching device but also as the variable resistor in an active area, i. H. , this technique does not allow a large current to flow and it is very difficult to develop a circuit with which spark erosion roughing can be achieved which requires a current peak of a few tens of amperes or higher.
The technique described in the specification of U.S. Patent No. No. 4,306,135 has the disadvantage that a current which is adequate for roughing cannot be controlled.
It is accordingly an object of the present invention to avoid these drawbacks by providing a power supply for a spark erosion machine which has a low ripple in a machining current pulse, which enables easy formation of a micro current during finishing and due to the extremely high efficiency of the power supply enables a power supply device with small dimensions and low cost.
The present invention relates to the energy supply device for spark erosion machines as defined in claim 1.
The power supply control device for the electric discharge machine according to the invention turns the switching devices on / off in any cycle, under the control of the current command signal according to the waveform of the current pulse supplied to the machining gap, and any form of the current pulse is supplied to the machining gap and the current component for compensating the ripple component, which is generated by switching at the time of supply of the current, is superimposed on the arbitrary form of the current and supplied to the machining gap.
The second processing circuit according to the invention superimposes the current equivalent to the difference between the current setpoint signal and the current from the first processing circuit, i. H. , the so-called current component for compensating the ripple component, which is formed by the circuit of the first processing circuit, with the current from the first processing circuit and supplies the resulting current to the processing gap.
The first DC source of the invention supplies the machining gap with the current based on the signal obtained by subtracting the predetermined value from the current setpoint signal, and the second DC source superimposes the current according to the difference between the current setpoint signal and the current from the first DC source the current from the first DC power source and feeds the resulting current to the machining gap.
The first DC power source of the invention supplies the processing gap with the current based on the current setpoint signal and the second current source superimposes the current equivalent to the positive difference between the current value from the first DC power source and the current setpoint signal with the current from the first DC power source and feeds the resulting one Current to the machining gap.
The third current source superimposes the current equivalent to the negative difference between the current value from the first DC source with the current setpoint signal on the current from the first DC source and supplies the resulting current to the machining gap.
The power supply control technique used sets the output current level and the output current ripple of the constant current supply section, defines the addition result of the set output current level and the output current ripple as the output current command of the constant current supply section, compares the output current command with the output current of the constant current supply section, and controls the switching device of the constant current supply section accordingly.
The power supply device according to the invention comprises the ripple current setting means which includes the modulation means for modulating the setting signal frequency of the ripple current setting value in accordance with the setting value of the output current level setting means to reduce the setting signal frequency of the ripple current setting value when the setting level of the output current level setting means is high and the setting signal frequency of the ripple current setting value increase when the setting level of the output current level setting means is low.
The power supply device according to the invention sets the output current level and the output current ripple of the constant current source area, defines the addition result of the set output current level and the output current ripple as the output current command of the constant current source area, compares the output current command with the output current of the constant current source area and controls the switching device of the constant current source area according to the result of this comparison. The gate means eliminates noise resulting from the ON / OFF of the first switching means in the constant current source area.
The power supply device according to the invention sets the output current levels of the constant current source areas, the first output current ripple and the second output current ripple 180 ° out of phase with the first output current ripple, defines the addition result of the set output current level and the first output current ripple as the first output current command of the first constant current source area, defines the addition result of set output current level and the second output current ripple as the second output current command of the second constant current source region,
compares the first output current command of the first constant current source area and controls the switching device of the first constant current source area according to the result of this comparison, and compares the second output current command value with the output current of the second constant current source area and controls the switching device of the second constant current source area according to the result of this comparison.
The power supply device according to the invention sets the output current level and the output current ripple of the constant current source area, defines the addition result of the set output current level and the output current ripple as the output current command of the constant current source area, compares the output current command with the output current of the constant current source area, and outputs the signal which is the first switching device of the constant current source area turns off in accordance with the result of this comparison, and further, the timer means outputs the signal that turns on the first switching device of the constant current source area when the predetermined period of time passes after the comparison means outputs the signal that turns off the first switching device of the constant current source area.
The power supply control method used causes the current, which suppresses the reduction in output current that occurs when the first switching device is turned off, when the current is supplied, to avoid addition, so that the current is abruptly reduced while reducing the ripple becomes.
The series connection of the second DC power supply, which has the same or a slightly lower voltage than the spark erosion voltage, the third switching device and the diode in the power supply device according to the invention cause the current, which is the reduction of the output current, which occurs during the switch-off time of the first switching device occurs, prevented when the current is supplied, to prevent the current from being abruptly reduced while reducing the ripple by adding.
In the power supply device according to the invention, the output current rises / falls between the current setpoint and the upper current setpoint when an upper current flows between the electrode and the workpiece as a result of a short circuit or the like, thereby preventing the flow of a short-circuit current.
The power supply control method according to the invention prevents the current from suddenly increasing when the output current is controlled at a given current level, reducing the ripple.
The series connection of the third DC power supply is capable of supplying the machining gap with a voltage which is higher than the electrical discharge voltage and lower than the voltage supplied by the first DC power supply, the fourth switching device and the diode in the power supply preventing according to the invention, that the current increases abruptly when the output current is controlled at a given current level, reducing the ripple.
The power supply device according to the invention uses the first switching device and the fourth switching device to control the output current and, after the output current has reached the given value, uses the fourth switching device to control the output current, wherein the current control is carried out with little ripple.
The series connection of the fourth DC power supply to the voltage corresponding to the slope of the rising edge of the current in the power supply device according to the invention reduces ripple when the output current is increased, thereby achieving the desired rising edge of the current. The power supply device according to the invention works to eliminate the ripple of the current from the occurrence of the electrical discharge until the current reaches the set point.
The series connection of the fifth DC power supply, with which a voltage can be supplied to the machining gap which is higher than the voltage which is supplied by the first DC power supply and the sixth switching device in the power supply device according to the invention, in order to reliably generate the electrical discharge .
The power supply device according to the invention switches the sixth switching device under control of the high voltage pulse signal when the electrical discharge has been delayed so that the electrical discharge is reliably generated.
The power supply devices according to the various exemplary embodiments of the invention can use low-voltage power supplies as DC power supplies, such as the first DC power supply, the fourth DC power supply, etc. , where the power supplies can be used effectively.
Brief description of the drawings.
Fig. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
Fig. 2 (a) to (d) show current waveforms according to the first embodiment.
Fig. 3 shows a current waveform according to the first embodiment.
Fig. 4 (a) to (e) are operating timing charts explaining the operation of the circuit of the first embodiment.
Fig. 5 shows a current waveform diagram according to the first embodiment.
Fig. 6 shows a flowchart explaining a second embodiment of the present invention.
Fig. 7 shows a circuit diagram explaining a third embodiment of the present invention.
Fig. 8 shows a rectangular current waveform diagram according to the third embodiment.
Fig.
9 shows a triangular current waveform diagram according to the third embodiment.
Fig. 10 shows a wiring diagram according to a fourth exemplary embodiment of the present invention.
Fig. 11 shows a rectangular current waveform diagram according to the fourth embodiment.
Fig. 12 shows a triangular current waveform diagram according to the fourth embodiment.
Fig. 13 shows a triangular current waveform diagram according to the fourth embodiment.
Fig. 14 shows a wiring diagram of a fifth embodiment of the present invention.
Fig. 15 shows a wiring diagram of a sixth embodiment of the present invention.
Fig. 16 shows a wiring diagram of a seventh embodiment of the present invention.
Fig. 17 shows a current waveform diagram according to the fifth embodiment.
Fig.
18 shows a current waveform diagram according to the sixth embodiment.
Fig. 19 shows a current waveform diagram according to the seventh embodiment.
Fig. 20 shows a wiring diagram according to an eighth embodiment of the present invention.
Fig. 21 (a) to (e) show waveform diagrams and timing charts used to describe the operation of the eighth embodiment.
Fig. 22 (a) to (c) show waveform diagrams used to describe the modification of the eighth embodiment.
Fig. 23 shows a wiring diagram for explaining a ninth embodiment of the present invention.
Fig. Fig. 24 shows a V-f diagram used to describe the operation of the ninth embodiment.
Fig.
25 (a) to (d) shows waveform diagrams and timing charts used to describe the operation of the ninth embodiment.
Fig. 26 shows a wiring diagram according to a tenth embodiment of the present invention.
Fig. 27 (a) to (g) show waveform diagrams and timing charts used to describe the operation of the tenth embodiment.
Fig. 28 shows a wiring diagram that explains an eleventh embodiment of the present invention.
Fig. 29 (a) to (d) show waveform diagrams used to describe the operation of the eleventh embodiment.
Fig. 30 (a) to (c) show waveform diagrams used to describe the operation of the eleventh embodiment.
Fig.
31 shows a wiring diagram explaining a twelfth embodiment of the present invention.
Fig. 32 (a) to (c) show waveform diagrams and a timing chart to describe the operation of the twelfth embodiment.
Fig. 33 shows a main wiring diagram which explains a thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 34 shows a wiring diagram explaining a control circuit according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 35 shows a wiring diagram explaining an example of a timer circuit according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 36 shows a wiring diagram explaining an alternative example of the timer circuit according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig.
37 are timing charts used to describe the operation of the timer circuit according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 38 shows waveform diagrams and timing charts used to describe a main operation according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 39 are waveform diagrams and timing charts used to describe the operation at the time of a machining gap short according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 40 shows a wiring diagram explaining an alternative example of the control circuit according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig.
41 shows waveform diagrams used to describe effective operation according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 42 shows waveform diagrams used to describe effective operation according to the thirteenth embodiment of the present invention.
Fig. 43 shows a main wiring diagram that explains a fourteenth embodiment of the present invention.
Fig. 44 shows a wiring diagram explaining a control circuit according to the fourteenth embodiment of the present invention.
Fig. 45 are waveform diagrams and timing charts used to describe a main operation according to the fourteenth embodiment of the present invention.
Fig.
46 is a main wiring diagram explaining its fifteenth embodiment of the present invention.
Fig. 47 is a wiring diagram explaining a control circuit according to the fifteenth embodiment of the present invention.
Fig. 48 shows waveform diagrams and timing charts used to explain a main operation according to the fifteenth embodiment of the present invention.
Fig. 49 shows a main wiring diagram for explaining a sixteenth embodiment of the present invention.
Fig. 50 shows a wiring diagram explaining its control circuit according to the sixteenth embodiment of the invention.
Fig.
51 shows waveform diagrams and timing charts used to describe the main operation according to the sixteenth embodiment of the present invention.
Fig. 52 shows a main wiring diagram for explaining a seventeenth embodiment of the present invention.
Fig. 53 shows a main wiring diagram for explaining an eighteenth embodiment of the present invention.
Fig. 54 shows a wiring diagram for explaining a first example according to the prior art.
Fig. 55 shows a current waveform diagram, which is represented by the circuit according to FIG. 54 is generated.
Fig. 56 shows a current waveform diagram used to describe the disadvantages of the first example of the prior art.
Fig.
57 shows a current waveform diagram used to describe the disadvantages of the first example of the prior art.
Fig. 58 shows a wiring diagram explaining a second example of the prior art.
Fig. 59 shows a current waveform diagram which is shown by the circuit according to FIG. 58 is generated.
Fig. 60 shows a wiring diagram explaining a third example of the prior art.
Fig. 61 shows a current waveform diagram which is shown by the circuit according to FIG. 60 is generated.
Fig. 62 shows a current waveform diagram which is shown by the circuit according to FIG. 60 is generated.
Fig. 63 shows a wiring diagram explaining a fourth example of the prior art.
Fig. 64 shows a current diagram of a semiconductor amplifier which is used in the circuit according to FIG. 63 is used.
A first embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG. 1 to 5 described. Fig. 1 shows a wiring diagram of a power supply for an electric discharge machine according to the first embodiment of the present invention. In Fig. 1 denotes the reference numeral 1 an electrode, 2 a workpiece, 4 a first switching device 5, a power supply, 6 a diode which causes a residual current to flow, 7 a current detector, 100a to 100c second switching devices, 101a to 101c current-limiting resistors, which have a resistance ratio according to the power of two, d. H. 1: 2:
4, 102 denotes a current set point signal setting unit which is used to set the peak value, the duration, the stop time, the shape, etc. of a current waveform to a current setpoint signal generator 103, 103 represents a current setpoint generator that generates a current setpoint signal that is set by the current setpoint signal setting unit 102, and 104 denotes an output signal thereof.
105 denotes a signal converter which adds / subtracts a given value to / from the output 104 or multiplies the output by a given amount, 106 denotes an output signal thereof, 107 denotes a first signal adder / subtractor which is based on the difference between the output signal 106 and the present value of a detection signal 112, which was detected by the current detector 7, 108 represents an output signal thereof, 109 denotes a logic circuit which outputs a logic signal for switching the first switching device 4 on / off under control of the output signal 108, 110 denotes an output signal thereof, and 111 denotes an amplifier for driving the first switching device 4 under the control of the output signal 110.
112 denotes a detection signal representing the current value of a current supplied by the current detector 7, 113 represents a second signal adder / subtractor which is based on a difference between a target value from the current target value signal generator 103 and the current value of the detection signal 112 operates from the current detector 7, and 14 denotes an analog-to-digital converter which converts the output of the second signal adder / subtractor 113 into a digital signal, 115a to 115c denote amplifiers which amplify each bit of the digital signal of the analog-to-digital converter 115, to drive the switching devices 100a to 100c, 116 represents a machining gap voltage signal for detecting a start of discharge, and 117 represents a resistor.
In the present embodiment, the power supply 5, the first switching device 4, the current detector 7, the resistor 117 and the machining gap are connected in series to form a first machining circuit. Likewise, a plurality of series connections of the current-limiting resistors 101a to 101c and the second switching devices 100a to 100c form a second processing circuit which is connected in parallel to the first processing circuit in order to supply a current to the processing gap which is superimposed on the current from the first processing circuit. Furthermore, the logic circuit 109 and the amplifier 111 form a first control circuit and the analog-digital converter 114 and the amplifiers 115a to 115c form a second control circuit.
The operation of this circuit is now described with reference to FIG. 2 (a) - (d) to 5. First, before starting the machine, an operator who operates the electric spark erosion machine sets the molding time, stopping time etc. a current waveform from the setting unit 102 to the target value signal generator 103. These values can be specified by a program from an NC control device or the like. The current setpoint signal generator 103 generates signals that are required for the power supply device in actual processing, e.g. B. time calculation of the application of a voltage to the machining gap under the conditions of the setting unit 102.
In other words, the current setpoint signal generator 103 generates a current setpoint signal which sets operations, e.g. B. When a discharge has started, a machining current waveform is output after a voltage is applied to the machining gap, and a voltage is reapplied when a predetermined stop time period has passed after the end of a machining current waveform.
The signal 104, which is output by the current setpoint signal generator 103, is converted into the output signal 106 by the signal converter 105. The output signal 106 is converted so that it is equivalent in level to the output signal 104 or somewhat smaller in signal level. The first signal addition circuit 107 then acts on a difference between this output signal 106 and the signal 112, which is detected by the current detector (current flowing in the first processing circuit) and serves as the output signal 108. The output signal 108 is passed on to the logic circuit 109.
This logic circuit 109 is determined to output the operating time calculation of the first switching device 4 under the control of the output signal 108, i. H. As the output signal 110, the logic circuit 109 supplies the output "1" in order to switch on the first switching device 4 when the current value detected by the current detector 7 is smaller than the setpoint value given by the signal 106, and supplies the output "0" to the to switch off the first switching device 4 when the current value detected by the current detector 7 is greater than the desired value given by the signal 106. The amplifier 111 drives the first switching device 4 under the control of the output signal 110.
Fig. 2 (a) illustrates the above description in the form of an operating current waveform. A form, enclosed by 104a to 104c, represents the setpoint of the current waveform, which is the output signal 104 in Fig. 1 corresponds. If it is assumed that the signal converter 104 does not perform any signal conversion, the output signal 106 matches the output signal 104. When the first switching device 4 is conductive, a discharge under discharge current begins to flow, the current supplied by the first switching device 4 increasing, as indicated by 121 in FIG. 2 (a) is displayed.
A preselected upper threshold value 118a exists in the logic circuit 109, the output of which shifts from "1" to "0" in order to switch off the first switching device 4 (time calculation 119 in FIG. 2 (a)) when the differential signal 108 is switched to "0" and the output thereof shifts from "0" to "1" in order to switch on the first switching device 4 (time calculation 120 in FIG. 2 (a)) when the difference signal 108 reaches a lower threshold 118b. The current, the flow of which is brought about by the first switching device 4, goes up and down between 118a and 118b in FIG. 2 (a). A difference between 118a and 118b defines a threshold range. As the pulse duration changes, the current drops to zero, as indicated by 122.
As described above, the current waveform supplied by the first switching device 4 is selected, such as by 121, 119, 120, 122, etc. in Fig. 2 (a) is displayed. This is a current ripple.
To compensate for this current ripple component so that it is almost returned to the original output signal 104, i. H. the current waveform target value, the present embodiment is in addition to the first processing circuit which is the first switching device 4 etc. comprises, provided with the second processing circuit, which consists of the series connections of the second switching devices 100a to 100c and the resistors 101a to 101c, in parallel with the first processing circuit.
A difference between the output signal 104, which acts as a current control value, and the monitoring signal 112, which acts as the present current value, because of the current ripple or a delay in the increase in the current from the first switching device 4, is monitored by the second adder / subtractor 113 and sent to the Analog-digital converter 114 transmitted. Namely, the difference is converted into a digital signal by the analog-digital converter 114. In the present embodiment, the resistors 101a to 101c are designed to have a ratio of 1: 2: 4. The current values flowing in the resistors 101a to 101c are therefore 4: 2: 1.
Because the resistance values of the resistors 101a to 101c are designed to be power of two as described above, eight different current values can be set depending on the combination of the three outputs of the analog-to-digital converter 114, i. H. the logic signals sent to the second switching devices 100a to 100c. By changing this combination, the current equivalent to the difference between the current control value and the present current value is supplied through the resistors 101a to 101c.
The Fig. 4a to 4e show the timings of the above, in which Fig. 4a shows the voltage waveform of the machining gap, 4b shows the current waveform of the machining gap, and the hatched area 129 is compensated for by the current provided by the second machining circuit. Fig. 4c shows the timing of the first switching device 4 and FIG. 4d shows the time sequences of the second switching devices 100a to 100c. Fig. 4e shows the ON / OFF diagram of the second switching devices 100a to 100c which are switched on / off under the control of the signals, starting from the logic circuits 115a to 155c, in which "1" means that the switching device is switched on and "0" means that the switching device is switched off.
First, in a state in which the voltage is applied to the machining gap before the start of the discharge, the first switching device 4 and the second switching devices 100a to 100c are all turned on.
If the start of discharge according to Fig. 4a is found at 124, the current waveform begins as shown in FIG. 4b shown to rise. At the same time, the current through resistors 101a to 101c is reduced. Therefore, if necessary, the second switching devices 100a to 100c are switched on / off (so that the current component, which is the same as the difference between the current control value and the present current value, is compensated for by the delay in the increase in current from the first switching device 4), e.g. B. around the current supplied by resistors 101a to 101c, as shown in FIG. 4e shown to reduce. When the current value has almost reached the control value, the current from the first switching device 4 exceeds the upper threshold value 118a, whereby the first switching device 4 is switched off (time 131 in FIG. 4c).
Then the current from the first switching device 4 begins to drop against the lower threshold value 118b.
The current ripple generated here is determined by the second adder / subtractor 113 in FIG. 1 is monitored and the second switching devices 100a to 100c are selectively turned on by the analog-to-digital converter 114, which causes the resistors 101a to 101c to supply the current which compensates for the current ripple. Although Fig. 4d shows an example in which only the switching device 100a is switched on / off in order to compensate for the ripple, it is of course the case that the other resistors are also selected if the ripple is greater.
If a second switching device and a resistor, the resistor having a quotient of the resistance value equivalent to 0.5 from 101a to 101c, are provided to make a smaller current compensation, the current compensation is performed by a plurality of switching devices and the ripple increases reduced.
Current waveforms for small current setpoints are shown in Figs. 2b to 2d. While the current setpoint in Fig. 2b is small, the process is identical to that for a large current value according to FIG. 2a. Fig. 2c shows that the current setpoint is smaller and below a switching threshold range. The switching threshold values are designated 132a and 132b. If the lower threshold, designated 132b, has been incrementally set from the current peak value by a predetermined value, it may be less than "0" as shown by the dotted line in FIG. 2c is shown. In this case, the lower threshold, which is originally 132b, can be changed to 132c for control. Because the threshold value range is small at this time, the switching frequency of the first switching device 4 is higher compared to that in FIGS. 2a and b.
As the switching frequency increases, the switching loss increases in the case of the semiconductor amplifier. Therefore, a more reliable shifting operation can be performed by setting as shown in Fig. 2d, is carried out instead of the switching frequency being increased by randomly lowering the threshold value range. This means that if the small current is set to less than the switching threshold value range, the first switching device 4 is switched off and the current is supplied only from the second processing circuit, formed by the series connections from the second switching devices 100a to 100c and the resistors 101a to 101c. Since the current set point is small at this time, reducing the efficiency of the power supply by not using the control of the power supply circuit will not be a big problem.
There is another problem with the setting of the switching threshold. Fig. 3 shows that an upper switching threshold 133b is smaller than a target current peak value 134a. The present embodiment has been described on the premise that both are set to the same value. The coefficient of the signal converter 105 in FIG. Namely, 1 is "1" and there is no conversion.
If the upper switching threshold coincides with the peak value of the current control value, there is a time delay until the current begins to decrease because the circuit is actually executed after the current has exceeded the upper threshold value. In short, the switching current flows above the upper threshold. While the decrease in the switching current below the current control value at 134b is compensated for by the second processing circuit, formed by the serial connections of the second switching devices 100a to 100c and the resistors 101a to 101c, an excess cannot be compensated for. Therefore, there is a method of making the upper threshold smaller than the peak of the current control value by taking the excess of the current value into account due to the switching delay.
In Fig. 3, the current value at 134a is higher than the upper threshold 133b. However, if the upper threshold setpoint 133b is slightly less than the peak value 104b of the control current, the total current value will not exceed the control current value.
While the rectangular wave has been used as the control current waveform in the above description, the current waveform used in EDM machining is not limited to rectangular waves. It is known that the use of a type of triangular current waveform, which has an arbitrary lifting speed, as shown in Fig. 5, the wear of the electrode is very well suppressed. The present embodiment allows such a current waveform with any shape that can be easily generated. Since high power supply efficiency is a matter of course, it is easy to reduce the size and price of the power supply unit, and in addition, an accurate effective waveform can be provided for a desired waveform.
In Fig. 5, the switching threshold values 135a and 135b have been predetermined in order to achieve a desired waveform 135a. Namely, the upper threshold 135a is matched to the waveform and the lower threshold 135b is a value smaller than the upper threshold 135a by a given value. Thus, unlike the rectangular wave, the waveform can be easily used.
As described above, according to the first embodiment, the power supply device for the electric discharge machine uses a power supply device of the switching type with high energy supply efficiency, which enables a lighter and cheaper power supply device. Also, adding a resistance type circuit to compensate the current ripple in addition to switching the power supply eliminates the current ripple and achieves stable processing even with a small current.
A second embodiment of the present invention will now be described with reference to FIGS. 6 described. In this embodiment, the second processing circuit formed by the plurality of serial connections from the second switching devices 100a to 100c and the resistors 101a to 101c used for current compensation in the first embodiment are replaced by a second processing circuit formed by a serial connection from a field effect transistor (FET) 136 and a resistor 137. As in connection with the Fig. 63 and 64, which show the conventional type, the FET 136 can be operated as a variable resistor through ends of the control path.
Therefore, while the second switching devices 100a to 100c were used only for the use of the circuit in the first embodiment, the analog control allows the three second switching devices 100a to 100c and the three resistors 101a to 101c shown in the first embodiment by an FET 136 and a limit resistor 137 as shown in Fig. 6 shown to replace. The other arrangement is identical to that of the first embodiment. While the FET 136 is controlled under the control of an analog voltage signal, the analog-to-digital converter 114 required in the first embodiment is not required. After the output signal of the second subtractor 113 is amplified by the amplifier 139, the opening of the FET 136 can be controlled directly.
Namely, the number of parts can be reduced and at the same time the current compensation can be made without converting the analog signal into a digital signal. This means that a so-called lack of current compensation with regard to a quantization error, as shown in Fig. 4 shown, does not occur in the first embodiment. An insufficient current component can be compensated to the extreme. In addition to the switching control section comprising the first switching device 4 (first processing circuit), the constant current characteristic of the FET 136 also allows the circuit compensation (second processing circuit) to achieve a constant current.
Therefore, the current supplied to the machining gap can be made constant, thereby stabilizing the machining and guaranteeing a very excellent machining characteristic.
The constant current characteristic of the FET 136 can increase the current response speed compared to the method used with the resistors in the first embodiment, thereby providing a machining power supply device with which both accuracy and current ripple are improved with respect to the waveform control value become.
When the FET 136 is used, the response time of the switching device 4 and the relevant upper and lower threshold values are as described in the first embodiment. When using the switching power supply unit with high power supply efficiency as described above, the power supply device for the spark erosion machine can be made smaller and less expensive in terms of the second embodiment. The addition of the semiconductor amplifier circuit, which compensates for the current ripple and is provided in the power supply device, also makes it possible to keep the number of parts small, to eliminate the current ripple and to supply a stable current, even in the case of a small current. The rate of current rise is also extremely high. Therefore, stable processing for any current value can be achieved.
A third embodiment of the present invention is described below with reference to FIGS. 7 to 9 described. In this embodiment, a first processing circuit comprises an electrical energy storage circuit, formed by series connection of the energy supply unit 5 and the auxiliary energy supply unit 28 for supplying processing energy and the first switching device 4, the current detector 7, the choke coil 22 and the first diode 23 for intermittent supply and storage of electrical energy from the energy supply device 5, a third switching device 20, connected to supply the machining gap with a power current from the energy storage circuit for supplying the said power current to the machining gap in a pulse form, and a second diode 6,
connected to said energy storage circuit for returning a residual current which is generated in the machining gap when the third switching device 20 is switched off.
As in the first embodiment, the plurality of series connections of the current limiting resistors 101a to 101c and the second switching devices 100a to 100c form a second processing circuit. This second machining circuit is connected in parallel with the first machining circuit in order to supply a current to the machining gap which is superimposed on the current of the first machining circuit.
Regardless of whether or not a current flows in the first machining gap, a current always flows in the energy storage circuit and the current is switched on / off by the third switching device 20. Therefore, the use of the choke coil 22 reduces the times regarding the ON and OFF of the current, i. H. , the rise time and the fall time of the current in the machining gap. These rising and falling speeds may exceed those of the switching power supply device, as shown in the first and second embodiments, which do not use the choke coil 22, thereby further stabilizing the machining.
In Fig. 7 denotes 29 a capacitor and 141 an amplifier for monitoring the present value of the current flowing in the inductor. 142 denotes a third adding / subtracting unit which operates on a difference between the current value of the electrical energy storage circuit and the current control value 104, and 143 denotes a logic circuit which outputs a time signal for switching the third switching device 20 to ON / OFF in response to the output signal of the Output signals 104. The other arrangement is the same as that of the first embodiment and will not be described here. Furthermore, in Fig. 7, the switching devices 4, 20 and 100a to 100c, which are represented by switching symbols, are described more generally and are absolutely identical to the switching devices which were previously shown in FIG. 6 are shown.
Fig. 8 shows the timing relationship between the third switching device 20 and the current waveform when the present embodiment is used to form a rectangular wave. In the present embodiment, the upper and lower threshold values 145a, 145b for switching are also set during the idle time in order to keep a circulating current 146 within a given range. This has the advantage that if a next pulse occurs after the idle time, the current waveform can be raised to the control value at an extremely high speed.
Fig. 9 is a timing chart of a wave other than a rectangular wave, such as a triangular wave. To intentionally set the current rise to be slow in this waveform, the circulating current 146 is higher than the current control value in the initial rise phase 147 of the current waveform. Therefore, the switching device is switched off in the initial phase, as denoted by 144, so that the current is not conducted from the closed circuit to the machining gap. The desired waveform can be generated by supplying the required current for the initial stage of the current waveform from the resistive circuit. This could not be fully achieved only through the conventional switching circuit and through closed circuit systems.
When using the switching energy supply unit with the circuit for circulating the overcurrent to the energy supply unit as described above, the energy supply device for the spark erosion machine according to the third embodiment is extremely high in energy supply efficiency and can easily reduce the size and the price of the energy supply device. Also the addition of the resistance circuit, which compensates for the current ripple belonging to the switching power supply unit, allows the elimination of a current ripple and a stable processing which is carried out even for a small current. Furthermore, the addition of the closed circuit ensures precise control of the machining current pulse width, as a result of which stable and highly reproducible machining can be achieved.
A fourth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 10 to 13. In Fig. 10 comprises a first processing circuit an electrical energy storage circuit, formed by the connection in series of the energy supply unit 5, the auxiliary energy supply unit 28 for supplying the processing energy and the first switching device 4, the current detector 7, the choke coil 22, the third switching device 20 and the first diode 23 for a periodic supply and storage of electrical energy from the energy supply unit 5, and the second diode 6 is connected to return a residual current to said energy storage circuit, generated in the machining gap when the third switching device 20 is switched off.
The third switching device 20 is switched in order to supply the machining gap with an output current from the said electrical energy storage circuit and supplies the said output current to the machining gap in a pulse form. As in the second embodiment, a serial connection of an FET 136 and a resistor 137 forms a second machining circuit. This second machining circuit is connected in parallel with the first machining circuit in order to supply a current to the machining gap which is superimposed on the current from the first machining circuit.
In the embodiment according to FIG. 10, the electrical energy storage circuit has no auxiliary power supply unit 28, which for the third embodiment shown in FIG. 7, was required. However, since the current rise of the FET circuit can be made at a sufficiently high speed, the circulation need not be made continuously. With the aid of the high-speed implementation by the FET, the omission of the closed auxiliary energy supply unit 28 allows the size and price of the energy supply unit to be further reduced.
Fig. 11 shows the effect in the circuit of the present embodiment. Since the control current waveform is rectangular, the value of the closed circuit current gradually drops as indicated by 150 because the auxiliary power supply unit 28 for supplying power does not exist during the downtime. However, the rest of the current in the closed circuit and the high speed operation of the FET cause sufficiently high rise and fall speeds of the current. In Fig. 11 denotes 148a an upper threshold and 148b a lower threshold.
Fig. 12 shows the effect that occurs when a kind of triangular wave is given as the control current. While the closed circuit current drops during the stop time, as indicated by 153, sufficient current is provided because the increasing current value of the next pulse is small. In Fig. 12 denotes 151a an upper threshold and 151b a lower threshold.
Fig. 13 shows that the current in the closed circuit is higher than the increasing current value of the pulse. In this case, the FET circuit delivers the current until a closed circuit current value 156 exceeds a control current value 155. While the current supplied by the FET is large, the time is so short that the device temperature does not rise so much that a problem in the operation of the semiconductor arises. As in the second embodiment in Fig. 6, since the FET shares the amount of heat introduced directly with the resistor, there are no heat conduction difficulties to protect the temperature of the FET device from rising.
In this case, the thermal energy consumed by the FET is minimized throughout the circuit and the circuit arrangement is simplified to allow rapid response and delivery of the current in response to any waveform control. The circuit, which in turn is designed as a constant current circuit, ensures extremely stable processing even when a micro current is supplied. In Fig. 13 denotes 154a an upper threshold and 154b a lower threshold.
By using a switching energy supply unit and the circuit for the excess current in the closed circuit to the energy supply unit, as described above, the energy supply device for spark erosion machining, according to the fourth embodiment, has an extremely high energy supply effect, whereby the size and price of the energy supply unit can be easily reduced. Also, the addition of the semiconductor boost circuit, which will reduce the current ripple in addition to the switching power supply unit, allows the current ripple to be eliminated and stable processing to be carried out even in the case where there is a small current.
Furthermore, the semiconductor amplifier circuit allows a rate of current rise which is sufficiently high without using the auxiliary power supply unit in the closed circuit and the number of parts in the circuit can be reduced, whereby the circuit can be arranged inexpensively. Furthermore, the addition of the closed circuit ensures precise control of the machining current pulse width, as a result of which stable and highly reproducible machining is achieved.
A fifth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 14 to 17. In Fig. 14, the machining circuit is constructed by a first current source 157 and a second current source 158. The first current source 157 has a higher energy delivery effect than the second current source 158 and the second current source 158 has a higher response than the first current source 157. In order to achieve the best use of the versions of the two current sources and to compensate for their disadvantages, the currents supplied to the machining gap are mutually superimposed in the present embodiment.
In Fig. 14 denotes 102 a current waveform control value, 161 denotes a signal representing it, 162 denotes a setting circuit, 174 represents a differential circuit which subtracts the value of delta 1 from the control value signal 161 and defines the result of the subtraction as a new control value signal 163, 190 denotes a first signal adder / subtractor which operates on a difference between the control value signal 163 and a signal 164 which denotes a current which is detected by the current detector 160 and is supplied from the first current source 157 to the machining gap, 165 of which denotes an output signal, 166 denotes a first control circuit which outputs a signal 167 under the control of said signal 165 to control the first current source 157, 171 denotes a second signal adder / subtractor,
which operates on a difference between the control value signal 161 and said signal 164, 168 denotes an output signal thereof, 169 denotes a second control circuit which outputs a signal 170 under the control of said signal 168 for controlling the second current source 158, and 161 denotes a switching device , by which the first current source 157 controls the switching on / off of the current supplied by the second current source 158 at predetermined times.
The operation of the present embodiment will now be described with reference to FIGS. 14 and 17. Namely, the signal 161 representing the current waveform control value is used as a reference, and this reference value is divided into two, which are then given to the corresponding current sources 157, 158 as control values. At this time, the new control value 163 found by causing the subtraction circuit 174 to subtract the value of delta 1 given by the setting circuit 162 is supplied from the reference signal 161 to the first current source 157 as a control value. A difference between the reference current waveform control signal 161 and the current value provided by the first current source 157, i. H. A component that is insufficient for the reference current waveform is also provided as a control value to the second current source 158.
This causes the insufficient current value of the first current source 157 to be supplied to the machining gap by the second current source 158 with a high response time, thereby supplying a stable current to the machining gap to achieve stable machining.
The result of subtracting the value of delta 1 from the reference control value by the subtraction circuit 174 was defined as the control value to the first current source 157 to bring the lack of current to some extent. If there is insufficient current to compensate for by the second current source 158 and the current value of the first current source 157 is higher than the control value of the reference current waveform, compensation by the second current source 158 with rapid response cannot be made. D. H. , The current reaction to the machining gap is slow, which results in unstable machining.
A sixth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 15 and 18. In Fig. 15, the machining circuit is composed of the first power source 157 and the second power source 158 as in the fifth embodiment. The first power source 157 has a higher energy delivery efficiency than the second power source 158 and the second power source 158 has a better response than the first power source 157. In order to obtain the best use of the properties of the two current sources and to avoid the disadvantages thereof, the two currents supplied to the processing gap are superimposed on one another in the present embodiment.
In Fig. 15 denotes 172 a setting circuit and 173 denotes a multiplier which multiplies the control value signal 161 by a value "k" greater than "0" and not less than "1" and defines the result of the multiplication as a new control value signal 163. The other arrangement is identical to that of the fifth embodiment and will not be described here.
The function of the present embodiment will now be described with reference to FIG. 15 and 18. The original current waveform control value 102 and the signal 161 representing it are used as a reference, and this reference value is divided into two parts, which are given to the respective current sources 157 and 158 as control values. At this time, the result found by the multiplier 173 by multiplying the reference signal 161 by the constant value "k" that is greater than "0" and not greater than "1" is sent to the first current source 157 as Tax value delivered.
Furthermore, a difference between the reference current wave control signal 161 and the current value supplied by the first current source 157, i.e. H. supplies a component that is insufficient for the reference current waveform as a control value to the second current source 158. As a result, the insufficient current value to the machining gap is supplied from the first current source 157 through the second current source 158 with a high reaction speed, whereby a stable current is supplied to the machining gap to achieve stable machining.
The result of multiplying the reference control value by the value "k" higher than "0" and not higher than "1" by means of the multiplier 173 was defined as the control value for the first current source 157 in order to keep the lack of current to a certain extent . If there is insufficient current to compensate for by the second current source 158 and the current value of the first current source is above the control value of the reference current waveform, high response compensation by the second current source 158 cannot be made. H. that the current response to the machining gap is small, which results in unstable machining.
Further, when the reference current waveform 102 is shaped to change the center of the current value, the multiplication of the constants results in the reference value being divided according to the then current control value, and the excellent current delivery efficiency of the first current source 157 can be maximized.
By combining the power supply unit which has the power control system with high power supply efficiency and the power supply unit which has the power control system with high response as described above, the power supply device for the electric discharge machine provided with the fifth and sixth embodiments achieves power supply which is high Has power delivery efficiency and response that does not produce current ripple, etc. , whereby stable processing is achieved with a compact, cheap power supply unit.
A seventh embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 16 and 19. In Fig. 16, the machining circuit consists of the first current source 157, the second current source 158 and a third current source 175. In particular, the third current source 175 is connected to supply a current in the opposite direction to the first current source 157 and the second current source 158 relative to the machining gap. The first current source 157 has a higher current delivery efficiency than the second current source 158 and the third current source 175, and the second current source 158 and the third current source 175 have a higher response than the first current source 157.
In order to use the best properties of the two types of current sources and to avoid the disadvantages thereof, the currents supplied to the machining gap are superimposed and also negatively superimposed to reduce an oversize component in the present embodiment.
In Fig. 16 denotes 177 a first signal adder / subtractor, which causes and outputs a difference between the control value signal 161 and the signal 164, which represents a current which is monitored by the current detector 160 and is supplied from the first current source 157 to the machining gap. 166 designates a first control circuit which outputs the signal 167 under the control of the output signal of the said first signal adder / subtractor 166 for controlling the first current source 157, 178 designates a second signal adder / subtractor which is based on a difference between the control value signal 161 and the said one Signal 164 operates;
179 denotes an output signal thereof and 180 denotes a second control circuit which outputs signals 170 and 176 under the control of said signal 179 for controlling the second and third current sources 158, 175.
The operation of the present embodiment will now be described with reference to FIG. 19 described. The reference current waveform control value 102 also acts as a current control value on the first current source 157. In the case of the switching energy supply unit, as shown in Fig. 16, the current wave supplied to the machining nip by the first current source 157 has a shape indicated by 167a, 167b, as shown in FIG. 19 shown.
Namely, it is different from the reference current waveform 102. Therefore, an insufficient component 170 is supplied to the second current source 158 because the control value and the oversize component 176 are supplied to the third current source 175 as a control value. While the third current source 175 is opposite to the current delivery direction of the first and second current sources 157, 158, the difference between the control value and the present current value generated for some reason in the first current source 157 can be determined by the second and third current sources 158 , 175 can be compensated.
The compensation provided by these energy supply units, which has a high reaction speed, improves the rise and fall speeds of the current supplied to the machining gap and keeps the current supply extremely constant, which stabilizes the machining and achieves fast machining.
By combining the power supply unit that has a power control system with high energy supply efficiency and the two power supply units that have a power control system that has a high response as described above, the power supply device for the spark erosion machine equipped according to the seventh embodiment achieves a power supply unit, which has high current delivery efficiency and response, and which does not produce current ripple, etc. and achieves a power supply unit that is easy to control the circuit system while achieving stable processing with a compact, cheap power supply device.
An eighth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 20 to 22 described. In Fig. 20, a constant current supply section 200 is constructed by a first switching device 201, a first diode 204 and a choke coil 203 is connected to a current supply unit E0 for supplying a direct current voltage which outputs a current to an output current on / off area 210. The constant current supply region 200 comprises a chopper for a current drop, consisting of the first current switching device 201, the first diode 204 and the choke coil 203, and a second diode 202 is connected between the output and input thereof. It is also provided with a current monitor 205, which monitors the current of the choke coil 203.
The output current on / off switch region 210 comprises a series circuit of a second switching device 211, a third diode 212 and a voltage source 213 as well as a fourth diode 214. The output of the output current on / off section 210 supplies machining energy to the electrode 1 and the workpiece 2, which are provided in the dielectric, for performing the EDM machining.
This device also has a comparator 232, which adds a signal 209 of a ripple in a current setting range 250 to a signal 208 in an output current control range 230, in order to compare the resulting addition result 216 with the signal of the current monitor 205, which compares the current of the choke coil 203 in the constant current supply range 200 supervised. Furthermore, this device has a drive circuit 206 which controls the first switching device 201 in order to keep the output current of the constant current supply area 200 at a predetermined current value and which also has a drive circuit 215 which switches the second switching device 211 on and off in order to signal a discharge control area 240 on and off, thereby controlling the output current on / off area 210.
Fig. 21 (a) shows the signal of the discharge control section 240. A pulse signal 260 switches the switching device 211 of the output current switch-on / switch-off region 210 in order to set a zero load voltage 261 between the electrode 1 and the workpiece 2, as shown in FIG. 21 (b) is shown. Thereafter, when a discharge occurs between the electrode 1 and the workpiece 2, the zero load voltage changes to a discharge voltage as indicated by 262.
When the discharge occurs, a current flows from the energy supply unit E0 to the electrode 1 and the workpiece 2 through the first switching device 201 of the choke coil 203, the second switching device 211 and the fourth diode 214. The signal 208 in FIG. 21 (c) denotes the signal from the output current level adjustment section 230 which is output in synchronization with the discharge start. 209 in Fig. 21 (b) denotes the signal of the current ripple setting means 250, which is also output from the current ripple setting means 250 in synchronization with the discharge start. Furthermore, 216 in FIG. 21 (e), a signal obtained by adding the signal 208 of the output current level setting portion 230 and the signal 209 of the current ripple setting circuit 250 (hereinafter referred to as an additional signal).
When the discharge is started, the output current of the constant current supply area 200 increases at the time constant of the induction of the inductor 203 in the circuit and the monitoring value of the output current is designated as signal 207. The additional signal 216 and the current monitoring value 207 are continuously compared. If the monitoring signal 207 falls below the additional signal 216, the comparator 232 outputs a signal which keeps the first switching device 201 switched on. If the monitoring signal 207 rises above the additional signal 216, the comparator 232 outputs a signal which keeps the first switching device 201 switched off.
The details of the constant current control are described below. Fig. 22 (a) shows an expanded view of a waveform 263 in FIG. 21 (e). If the current value is less than the additional signal 216, the waveform continues to increase as indicated by 264 and the current monitor value 207 increases in accordance with the time constant of induction. The additional signal 216 is held alternately, starting with the discharge start. If the waveform of the additional signal 216 is crossed during the rise, as indicated by 265, the current monitor value 207 falls below the additional signal 216 and is turned off. Therefore, repeated switching is forced near the current monitor value 207 and is ultimately maintained at a current ripple control peak value 266.
The triangular wave which was used as the oscillation signal for the current ripple control value 209 in the description of the present embodiment can also be a rectangular wave 267 or a sine wave 268, as shown in FIG. 22 (b) or 22 (c) to produce the same effect.
A ninth embodiment will now be described with reference to FIG. 23 to 26 described. The current ripple control means 270 in FIG. 23 has a voltage frequency converter, which converts the signal of the current control area 230 into a frequency (hereinafter referred to as Vf conversion), is for the input of the signal 208 of the current control area 230 to the Vf converter and for the input of a signal, resulting from the addition of the Vf-converted signals 209 and the current setting value 208 are designed to the converter 232 and is also designed to change the frequency of the transmission signal 209 in response to the signal 208 of the current setting range 230. The other arrangement is identical to that of the eighth embodiment and is not described here.
Fig. 24 shows an example of the characteristic of the Vf conversion. The signal 208 of the current setting range 230 and the frequency of the transmission signal 209 are mostly inversely proportional to one another. The frequency of the current is set higher while the level of signal 208 is lower and the ripple is set to be maximum when the level of signal 208 is at a maximum. While there is a limit on the frequency response of the first switching device 201 when the level of the signal 280 drops to a certain extent, a maximum frequency value fmax is set to protect the frequency from increasing if the level of the signal 208 reaches a predetermined value or falls below. Conversely, a minimum frequency value fmin is set in order to prevent the frequency from reaching or exceeding a predetermined value.
Fig. 25 (a) shows the additional current 210 and the current monitor signal 207 at the time when the current peak is high. The additional signal 210 has a low frequency because of the high peak and therefore a switching cycle 271 of the first switching device 201 is long, as shown in FIG. 25b is shown, which increases the switch-on time and the switch-off time accordingly, whereby a ripple I1 is increased. Fig. 25 (c) shows the additional current 216 and the current monitor signal 207 at a time when the current peak is low. When the current peak is low, the frequency of the additional signal 216 is high, the switching cycle 271 of the first switching device 201 is short, as shown in FIG. 25 (d), and therefore the turn-on time and turn-off time are reduced, where ripple 12 increases.
By frequency modulation of the additional signal with respect to the peak current, as described above, the ripple can be reduced, as a result of which a uniform processing accuracy is finally obtained.
A tenth embodiment will now be described with reference to FIG. 26 and 27. In Fig. 26, the current ripple setting means 270 have means for outputting a synchronization signal 273. This synchronization signal 273 and an output signal 272 of a comparator 232 are input to a gate in order to operate the first switching device 201 by means of an output 281 of the said gate.
The gate comprises a first NAND circuit 276 which receives the synchronization signal 273 output by the current ripple setting means 270 and the output signal 272 of the comparator 272, a second NAND circuit 277 which receives the synchronization signal 273 and the output signal 272 via inverters 285, and an RS flip-flop 278 which receives an output 279 of the first NAND circuit 276 at its reset terminal and an output 280 of the second NAND circuit 277 at its set terminal. The other arrangement is identical to that of the ninth embodiment and will not be described here.
The Fig. 27 (a) to (g) show a timing chart related to the tenth embodiment, and the function will be described with reference to this timing chart. Fig. 27 (a) shows a square wave synchronization signal 273 from the current ripple setting means 270, FIG. 27 (b) shows a signal 209 from the current ripple setting means 270, FIG. 27 (c) shows the monitor signal 207 and the additional signal 216 of the current waveform and FIG. 27 (d) shows the output signal 272 of the comparator 232. In the meantime, when the current monitoring value 207 exceeds the additional signal 216, the output of the comparator is switched down to switch off the first switching device 201. However, noise 274 occurs at the time of normal switching, as shown in FIG. 27 (c).
Therefore, as in Fig. 27 (d), the comparator 232 always compares the current monitor value 207 and the additional signal 216 and compares the noise 274 and the additional signal 216, and an on / off repeat part 275 appears in the output signal 272 of the comparator 232 due to the influence of the Noise 274, resulting in malfunction.
For this reason, as shown in Figs. 27 (e) and 27 (f), the output signal 272 of the comparator 232 and the rectangular wave synchronization signal 273 of the current ripple setting means 270 are input to the first NAND circuit 276, the inverter 285 and the second NAND circuit 277, and the output signals 279 , 280 of the first and second NAND circuits 276, 277 are input to the flip-flop 278 to switch the flip-flop 278 only once, relative to the height and depth of the rectangular wave, with a switching signal 281 as shown in FIG. 27 (g) may be provided to eliminate an unstable function in the noise area 274. This enables a precise switching operation to be performed when the noise 274 enters the input of the comparator 232.
An eleventh embodiment will now be described with reference to FIG. 28 to 30 described. The arrangement of a first circuit 290 and that of a second circuit 291 are identical to the circuit described in the eighth embodiment and will not be described in detail here. In Fig. 28, the first circuit 290 and the second circuit 291 are connected in parallel to the machining gap and are equipped with monitoring means 205 which monitor the output current of the first constant current supply area 200 and with monitoring means 305 which monitor the output current of a second constant current supply area 300.
The output of the output current level setting means 230, which controls the output currents of the first and second constant current supply areas, is added to the signal of the first current ripple setting means 250 (hereinafter referred to as the first additional signal 251), which controls the ripple of the current of the output current of the first constant current supply area 200, and by the first comparator 232 is compared with the output of the monitoring means 205 (hereinafter referred to as the first monitoring signal 253), which monitors the output current of the said first constant current supply area 200.
The output of the monitoring means 305, which monitor the output current of the second constant current supply area 300, is a second monitoring signal 353. A first current ripple setting output 250, which controls the current ripple of the output current of the first constant current supply area 200, is reversed by reversing means 354. The manipulated value of the reversing means 354 is a value of 180 ° out of the phase. The manipulated variable 208 of the first / second output current level control means is added to the reversal signal and produces a second addition signal 355. The addition signal 355 and the monitoring value 353 of the second monitoring means are compared by a second comparator 332.
Operation will now be described with reference to a timing chart in Figs. 29 (a) to (d). Fig. 29 (a) shows an ON signal for the second switching device 215 of the first constant current circuit 200 and a second switching device 315 of the second constant current circuit 300, which is switched on under the control of a control value 360 of the discharge control region 240. Fig. 29 (b) shows the output signal 208 which is output by the output current level setting means 230 in synchronization with the discharge start. At this time, the output current level signal 208 is set to approximately half a value of a desired output value. Fig. 29 (c) shows the monitoring signal 352 of the first constant current supply range and the first addition signal 351.
The first output signal 352 and the first addition signal 351 are compared by the first comparator 232. If the monitoring signal 352 of the first constant current supply area 200 is lower than the first addition signal 351, the first switching device 201 is switched on by the gate drive circuit 206. Conversely, if the first output signal 352 is higher than the first addition signal 351, the first switching device 201 is switched off by the gate drive circuit 206.
Fig. 29 (d) shows the second output signal 353 and the second addition signal 355. The second output signal 353 and the second addition signal 355 are compared by the second comparator 332. If the second output monitoring signal 353 is lower than the second addition signal 355, the first switching device 301 of the second constant current supply device 300 is switched on by a gate drive circuit 306. In contrast, when the second output signal 353 is higher than the second addition signal 355, the first switching device 301 is turned off by the gate drive circuit 306.
Fig. 30 (a) shows an output current 362 of the first circuit and FIG. 30 (b) shows an output current 363 of the second circuit. In order to cause the output currents of these circuits to flow, the outputs of the constant current supply areas through their corresponding second switching units are 0, the electrical spark discharge processing takes place on a leading edge 607 of the current, with such a waveform that stops the electrical discharge formed, which is the current waveform of the tax value (a) hindered from its expenditure. Meanwhile, when the second direct power supply E2 is 30 V, a current waveform can be formed which is similar to that of the control value as indicated in 608 and the ripples are almost zero as shown by 606.
While 30 V has been selected for the second direct power supply E2, a third switching means 501, the diode 502, the direct current resistance value of the reactor 203 and the ON voltage of the second switching means 211 are present, and consequently a voltage having a value obtained by subtraction of said ON voltage from the 30 V of the second direct power supply E2 may be the resultant direct current voltage source, which causes the current to flow across the electrode and the workpiece 2. D. H. that the predicted goal can be achieved if the voltage which is applied to the machining gap by the second direct current supply E2 is approximately 1 to 2 V greater than the electrical discharge voltage.
A 14th Embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG. 43 to 45. Fig. 43 is the main current diagram relating to the fourteenth embodiment, wherein E1 indicates a first direct power supply, 201 denotes a first switching means that is turned on / off by the gate drive circuit 206. The reactor 203 is connected between the first switching means 201 and the second switching means 211 and the electrode 1 and the workpiece 2 are connected to the second switching means 211 and the first direct power supply E1.
The first diode 202 is connected between the connection point of the first switching means 201 and the reactor 203 and the first direct power supply E1 and the second diode is between the connection point of the first direct current power supply E1 and the first switching means 201 and the connection point of the reactor 203 and the second switching means 211 connected in a direction in which the current flows to the first direct power supply E1.
A serial connection of the third diode 212 and the direct current supply 213 is connected between the electrode side of the second switching means 211 and the negative voltage side of the first direct current supply E1. The current detector 205 is connected in such a way as to detect the current flowing into the reactor 203. A serial connection of the second direct power supply E2, which has a voltage capable of supplying the machining gap with a voltage substantially equal to or less than the electrical discharge voltage, the third switching means 501 and the diode 502 are in parallel with the said one first diode 202 connected. This third switching means 501 is switched on / off by the gate drive circuit 503.
A serial connection of a third direct power supply E2, which has a voltage capable of supplying the machining column with a voltage which is higher than the electrical discharge voltage and less than the voltage which is output by said first direct power supply, a fourth Switching means 514 and a diode 515 are connected in parallel to said first diode 502. This fourth switching means 514 is turned on / off by a gate drive circuit 516.
Fig. 44 shows a control circuit, the gate control circuits 503, 516, 206, 215 according to FIG. 43 where the first comparator 504 compares the current control value S1 with the control detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to the terminal input of the timer circuit 512. The second comparator 505 compares the overcurrent control value 507, which is output by the serial connection of the direct current control voltage 506 with the current control value S1, with the current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to the reset terminal R of the first flip-flop 508. The output signal of said first comparator 504 is inverted by the inverter 509 and the result of the inversion is connected to the set terminal S of the first flip-flop 508.
In the meantime, the electrical discharge signal H1 of the second switching means 201 switches on / off under the control of the gate operating circuit 215. The AND condition of a current amplification signal H2, the output of the timer circuit 512 and the electrical discharge signal H1 is evaluated by an AND circuit 509 in order to switch the first switching means 201 on / off under the control of the gate drive circuit 206. The AND condition of the output of an OR circuit 507, which outputs the OR condition of the current amplification signal H2, and the output of the timer circuit 512, the electrical discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 are evaluated by an AND circuit 518 to turn on / off the fourth switching means 514 under the control of the gate drive circuit 516.
The AND condition of the electrical discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 are also used by the AND circuit 510 to switch the third switching means 501 on / off under the control of the gate drive circuit 503.
The time and waveform diagrams shown in Fig. 45 show the operation of this fourteenth embodiment. In Fig. 45 shows (a) the electric discharge signal H1, shows (b) the output voltage waveform, (c) shows the waveform of the current control value S1 coming from the controller (not shown) of the electric discharge machine, (d) shows the output current waveform, shows (e) the on / off status of the first switching means 201, shows (f) the on / off status of the third switching means 501, shows (g) the continuity status of the diode 202, (h) shows the continuity status of the diode 502, (i) shows the output status of the first comparator 504, shows (j) the output gain signal H2, shows (k) the output status of the timer circuit 512, shows (m) the on / off status of the fourth switching means 514 and (o)
shows the continuity status of diode 515.
When the electrical discharge signal H1 at point 700 in FIG. 45 (a) is turned on, the second switching means 211 is turned on by the gate drive circuit 215. The current between signal H2 is also turned on at point 700. Since the first switching means 201 in FIG. 43 is turned off at this time, as shown in (e), the voltage of the first direct power supply E1 between the electrode 1 and the workpiece 2 is applied as a non-charging voltage, as shown in (b). The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with the dielectric fluid, such as water or water, and is extraordinarily precise by a servomechanism, a numerical control device, etc. (not shown) controlled.
The dielectric breakdown takes place in this exceptionally small gap, an electrical discharge being formed between the electrode 1 and the workpiece 2. This is indicated by 701 in Fig. 45 (a), and the output voltage (b) serves as an electrical discharge voltage 702. This electrical discharge voltage is almost constant between 25 to 30 V. As soon as the electrical charge takes place, the current between electrode 1 and workpiece 2 begins to flow. The current indicated by 701 in (d) flows through the first direct power supply E1, the first switching means 201, the reactor 203 and the second switching means 211 and increases rapidly since the first direct power supply E1 is higher than approximately 80V the electrical discharge voltage 702.
If the output current, i.e. H. If the current of the reactor 203 has reached the current control value S1, the output of the first comparator 504 is switched up to a point 704, as shown in (i). Accordingly, the output of the timer circuit 512 shown in (k) is downshifted and the first switching means 201 is turned off as shown in (e). When the output of the first comparator 504 is latched, the timer circuit 512 is latched only for a predetermined period of time, as shown by 705 in (k), and is then latched up, again switching the first switching means 201 on.
During this predetermined time of the timer circuit 512, i. H. of this period 705, when the first switching means 201 is switched off, is the fourth switching means 514, which is shown in FIG. 45 (n) is already switched on, the current which is supplied from the third direct current supply E3 between electrode 1 and the workpiece 2 by the third switching means 514, which is already switched on, the diode 515, the reactor 203 and the second switching means 211 flows. Since the third direct power supply E3 receives a voltage that is not higher than the discharge electric voltage 702, the output current is slightly increased as indicated by 707 in (d). This takes place because of the slight increase in current since the terminal voltage of reactor 203 is slightly higher.
This is repeated to cause the output current to follow the current control value S1 as shown in (d).
When the current gain signal H2 in (j) at a point 720 in (c) of FIG. 45, where the current control value S1, which increases to a certain value, is lowered, the initial current slowly decreases as indicated by 709, since the third switching means 501 is switched on, but because the third direct current supply E3 is connected, while the fourth switching means 514 is turned on, the output current also increases slowly, as indicated by 721. Since the attenuation time at this time, according to 709, represents the base time of the timer circuit 512, as at 707, and the current is increased slightly, the switching frequency being about twice as large as the period at 709. The ripple of the output current is narrow and the switching frequency is low.
Accordingly, a power supply apparatus for an electric discharge machine can be arranged which has an output current waveform which has a weak ripple when the inductance value of the reactor 203 is small. In particular, when the current amplification signal H2 is turned on to increase the current control value, a current is output from the third direct power supply E3 to maintain the current increase when the first switching means 201 is turned off, thereby forming a power supply apparatus for an electric discharge machine that has an output waveform has a slight ripple.
A fifteenth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 46 to 48. Fig. 46 is a main current diagram relating to the fifteenth embodiment, wherein E1 means a first direct power supply, 201 represents a first switching means which is turned on / off by the gate supply circuit 206. The reactor 203 is connected between the first switching means 201 and the second switching means 211 and the electrode 1 and the workpiece 2 are connected to a second switching means 211 and the first direct current supply.
The first diode 202 is connected to the connection point of a first switching means 201 and the reactor 203 and the first direct power supply E1 and the second diode 204 is between the connection point of the first direct power supply E1 and the first switching means 201 and the connection point of the reactor 203 and the second switching means 211 connected in a direction in which the current flows to the first direct power supply E1.
A serial connection of the first diode 212 and the direct power supply is connected between the electrode 1 on the second switching means 211 side and the negative voltage side of the first direct power supply E1. The current detector 205 is connected to detect the current flowing into the reactor 203. A serial connection of a second direct power supply E1, which has a voltage that is capable of supplying the machining gap with a voltage that is substantially equal to or less than the electrical discharge voltage, is connected in parallel with the third switching means 501 and the diode 502 mentioned first diode 202 connected. This third switching means 501 is turned on / off by the gate drive circuit 503.
A serial connection of a variable fourth direct current supply E1, a fifth switching means 521 and a diode 522 is connected in parallel to the said first diode 202. This fifth switching means 521 is switched on / off by a gate drive circuit 520.
Fig. 47 shows a control circuit of the gate drive circuits 503, 520, 206, 215 shown in FIG. 46, wherein the first comparator 504 compares the control current value S1 and the current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to the input terminal of the timer circuit 512. The second comparator 505 compares the overcurrent control value 507, which is obtained by connecting the direct voltage 506 in series with the current control value S1, with the current detection value I1 of the current detector 205 and outputs a signal to reset the terminal R of the first flip-flop 508. The output signal of the first comparator 504 is inverted by an inverter 509 and the result of the inversion is used to set the terminal S of the first flip-flop 508.
In the meantime, the electric discharge signal H1 turns the second switching means 211 ON / OFF under the control of the gate drive circuit 215. The AND condition of a non-charge voltage signal H3 and the electrical discharge signal H1 is used by an AND circuit 514 to turn on / off the first switching means 201 under the control of the gate drive circuit 206. The AND condition of the output of the timer circuit 512, the electric discharge signal H1, and the output of the first flip-flop 508 are processed by an AND circuit 523 to turn the fifth switching means 521 on / off under the control of the gate drive circuit 520.
Likewise, the AND condition of the electrical discharge signal H1 and the output of the first flip-flop 508 by the AND circuit 510 is used to switch the third switching means 501 on / off under the control of the gate operating circuit 503.
Time tables and waveform diagrams shown in Fig. 48 show the operation of this fifteenth embodiment. In the Fig. 48 shows (a) the electrical discharge signal H1, (b) the waveform of the output voltage, (c) the waveform of the current carrying value S1 output from a controller (not shown) of the electric discharge machine, (d) the waveform of the output current, (e) the on / off status of the first switching device 201, (f) shows the on / off status of the third switching device 501, (g) shows the continuity status of the diode 202, (h) the current continuity status of the diode 502, (i) the output status of the first Comparator 504, (j) shows the unloaded voltage signal H3, (k) shows the output status of the timing circuit 512, (n) shows the on / off status of the fifth switching device 521 and (o) the current passage status of the diode 522.
When the electrical discharge signal H1 at a point 700 in FIG. 48 (a) is turned on, then the second switching device 211 is turned on by the gate driver circuit 215. The unloaded voltage signal H3 is also switched on at point 700. Since then the first switching device 201 in FIG. 46 at this time, as shown in (e), the voltage of the first DC power supply unit E1 between the electrode 1 and the workpiece 2 is applied as an unloaded voltage as shown in (b). The current carrying value S1 in the present embodiment can have a waveform which actuates only the peak value of the electrical discharge current according to (c).
The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with the dielectric liquid, such as water or water, and is by a servomechanism by a numerically controlled device, etc. (not shown) controlled extremely precisely. When a dielectric breakdown hits the extremely small gap, an electrical discharge is generated between the electrode 1 and the workpiece 2. This is shown in Fig. 48 indicated by reference numeral 701, the output voltage (b) acting as the electrical discharge voltage 702. This electrical discharge voltage is approximately constant between 25 and 30 volts. As soon as the electrical discharge occurs, the current begins to flow between the electrode 1 and the workpiece 2 and the unloaded voltage signal H3 is switched low, as shown in (j).
As a result, the first switching device 201 is switched off, as shown in (e).
Since the output current flows through the fourth DC power supply unit E4, as indicated by reference numeral 722 in (d), the fifth switching device 521, the inductor 203 and the second switching device 211 and the fourth DC power supply unit E4 are at the preset voltage (approximately 25 to 100 Volts), the output current increasing on the rising edge of the output current indicated by reference numeral 722 (d), which is indicated by a differential voltage between the voltage of the fourth DC power supply unit E4 and the voltage across the electrode 1 and the workpiece 2 and the induction value the throttle 203 is determined.
At reference numeral 723 in (d), which indicates that the voltage of the fourth DC power supply unit E4 has increased, changing the voltage of the fourth DC power supply unit E4 causes a desired slope of the rising edge of the output current. Since the rising edge of the output current has no ripple, a smooth, low-level output current need not be set to zero to ensure stable spark erosion conditions.
Later, when the output current, for example the current in the choke coil 203, has reached the value of the current command variable S1, the output of the first comparator 504 is switched up at a point 724, as shown in (i). Accordingly, the output of the timing circuit 512 shown in (k) is step-down, and the fifth switching means 521 is turned off as shown in (n). When the output of the first comparator 504 is latched, the output of the timing circuit 512 is latched only for a preset period of time, as indicated by 705 in (k).
During this preset time of the time circuit 512, for example the time interval 705 when the fifth switching device 521 is switched off, the third switching device 501 according to (f) is already switched on, the current from the second DC power supply unit through the third switching device 501, the diode 502 and the choke coil 203 is supplied to the gap between the electrode 1 and the workpiece 2. As the voltage of the second DC power supply unit E2 is set slightly lower than the discharge electric voltage 702, the output current slowly decreases as shown by 727 in (d). Then the output of the time circuit 512 is switched up at point 726, the fifth switching device 521 for increasing the current also being switched on.
This is repeated to cause the output current to follow the current command value S1 as shown in (d).
According to this fifteenth embodiment, the output current increases with some slope, such as 722 and 723, with no ripple being generated as the current increases, and the fifth switch 521 remains on during this period because no switching is required. After the command value has been reached, the output current slowly decreases as indicated by 727, the decrease time, indicated by 727, corresponding to the set time of the time circuit 512, indicated by 705, and the switching frequency approximately the duration of 705 corresponds and the ripple of the output current is small and the switching frequency is low.
Thereby, a power supply device for an electric discharge machine can be determined, which delivers an output current waveform with few waves when the induction value of the inductor 203 is small.
A sixteenth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 49 to 51. The Fig. 49 is a circuit diagram of a main circuit relating to the sixteenth embodiment, in which a series circuit of a fifth DC power supply unit E5, a sixth switching device 526 and a resistor 529 to the machining gap formed by the electrode 1 and the workpiece 2 according to the thirteenth embodiment are connected in parallel . The second switching device 211 comprises a diode 527 in order to prevent an inverse current flow. The fifth DC power supply unit E5 should have a voltage that is capable of supplying the machining gap with a higher voltage than that of the first DC power supply unit.
It should be noted that reference numeral 525 denotes a gate drive circuit for the switching device 526.
FIG. 50 shows a control circuit, the gate driver circuits 503, 206, 215 and 525, which are shown in FIG. 49 are shown, wherein the AND state of a high voltage pulse signal H4 and the electrical discharge signal H1 is read out by an AND gate 528 to the sixth controller 526 under the control of the gate driver circuit 525 in the control circuit shown in FIG. 34 with the thirteenth embodiment is shown to switch on and off. It should be noted that the rest of the arrangement is identical to that of the control circuit shown in FIG. 34 with the thirteenth embodiment and is not described here.
The time tables and waveform diagrams shown in Fig. 51 show the operation of this sixteenth embodiment. In the Fig. 51 shows (a) the electrical discharge signal H1, (b) the output voltage, (d) the output current, (e) the on / off status of the first switching device 201, (f) the high voltage pulse signal and (g) the on / off status of the sixth switching device 526. If the electrical discharge signal H1 at a time 700 in FIG. 51 (a) is turned on, the switching device 211 is turned on by the gate drive circuit 215.
Since the switching device 201 in FIG. 49 at this time, as shown in (e), the voltage of the first DC power supply unit E1 is applied to the gap between the electrode 1 and the workpiece 2 as indicated by reference numeral 728 in (b) as an unloaded voltage.
The gap between the electrode 1 and the workpiece 2 is filled with a dielectric liquid such as water or water and is controlled by a servomechanism by a numerically controlled device etc. (not shown) controlled very precisely. When a dielectric breakdown occurs in this very small gap, an electrical discharge is generated between the electrode 1 and the workpiece 2. Rarely, electrical discharge does not start easily, which results in an unstable spark erosion state.
In order to prevent this, if the electrical discharge does not occur within the time 729 after the electrical discharge signal H1 has been switched on, the high-voltage pulse signal H4 as provided in (f) at a time 730, the sixth switching device 526 in (g ) turned on and the voltage of the fifth DC power supply unit E5 output. This voltage is identified by reference number 731 in (b). The voltage of the fifth DC power supply unit E5 is between 100 and 300 volts.
When the electric charge is generated, the high-voltage pulse H4 is stepped down at a time 701 to switch off the sixth switching device 526, the voltage of the first DC power supply unit E1 being switched on between the electrode 1 and the workpiece 2 by the first switching device 201 is switched, and the output current increases. At the moment this electrical discharge occurs, a current flows in resistor 529, but resistor 529 consumes practically no power because the sixth switching device 526 switches off immediately. Since the voltage of 150 to 350 volts of this DC power supply unit E5 is higher than that of the first DC power supply unit of 80 volts, the electrical discharge takes place reliably.
Note that the other operations are identical to those in the thirteenth embodiment and therefore are not described here.
While the present sixteenth embodiment has been described using the apparatus in which the series connection of the fifth DC power supply unit E5, the sixth switching device 526 and the resistor 529 with the machining gap formed by the electrode 1 and by the workpiece 2 in the thirteenth embodiment is connected in parallel , the series connection of the fifth DC power supply E5 of the sixth switching device 526 and the resistor 529 could also be connected in parallel with the machining gap formed by the electrode 1 and the workpiece 2 of the fourteenth or fifteenth embodiment in order to achieve the same effects.
In this case, it is needless to say that the fifth DC power supply unit E5 has a voltage higher than that of the other DC power supply units E1, E2, E3, E4.
* A seventeenth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 52 described. Fig. 52 is a schematic of the main circuit related to the seventeenth embodiment, wherein the second DC power supply unit E2, a sixth DC power supply unit E6, a seventh DC power supply unit E7 and an eighth DC power supply unit E8 are connected in series, with one end of the series connection of the third switching device 501 and the diode 502 is connected to the connection point of the second DC power supply unit E2 and the sixth DC power supply unit E6 and the other point of this series circuit is connected to the connection point of the inductor 203 and the diode 202.
One end of the series circuit of the fourth switching device 514 and the diode 515 is connected to the connection point of the sixth DC power supply unit E6 and the seventh DC power supply unit E7, and the other end of this series circuit is connected to the connection point of the choke coil 203 and the diode 202. One end of the first switching device 201 is connected to the connection point of the seventh DC power supply unit E7 and the eighth DC power supply unit E8, and the other end of this series circuit is connected to the connection point of the choke coil 203 and the diode 202.
Furthermore, one end of the series circuit of the sixth switching device 526 and the resistor 529 is connected to one end of the eighth direct current power supply unit E8 and the other end of the series circuit is connected to the electrode 1 (or to the workpiece 2). It should be noted that reference numeral 527 in FIG. 52 denotes a diode.
According to the thirteenth, fourteenth and fifteenth embodiments, where the relationship of the voltages of the first, second, third and fifth direct current power supply units E1, E2, E3, E5 to the electrical discharge voltage applies: E5> E1> E3> / = electrical discharge voltage> / = E2, the voltage of the sixth DC power supply unit E6 can be defined as E3 - E2, that of the seventh DC power supply unit E7 as E1 - E6 - E2 and that of the eighth DC power supply unit E8 as E5 - E7 - E6 - E2 = E5 - E1. In particular, the DC voltages of E2, E6, E7 and E8 are approximately 20 to 30 volts or 5 to 15 volts or 40 to 60 volts and or 70 to 230 volts, the DC power supply units used have low voltages and can be used effectively.
If it is desired to perform the operation of the thirteenth embodiment with the present embodiment, the fourth switching device 514 and the sixth switching device 526 can be switched off and the first switching device 201 and the third switching device 501 can be switched on and off in a controlled manner, as in the thirteenth embodiment. If it is desired to carry out the operation of the fourteenth embodiment, the sixth switching device 526 can be switched off and the first switching device 201, the third switching device 501 and the fourth switching device 514 can be switched on and off in a controlled manner, as in the fourteenth embodiment.
Furthermore, if it is desired to carry out the operation of the sixteenth embodiment, the fourth switching device 514 can be switched off and the first switching device 201, the third switching device 501 and the sixth switching device 526 can be switched on and off in a controlled manner, as in the sixteenth embodiment . Since the details of these operating relationships are easy to understand in the operating declaration already given, they are not described here.
An eighteenth embodiment of the present invention will now be described with reference to Figs. 53 described. The Fig. 53 is a circuit diagram of a main circuit relating to the eighteenth embodiment, which embodiment is a combination of the fourteenth embodiment and the sixteenth embodiment. Namely, the series circuit is connected in parallel with the third DC power supply unit E3, the fourth switching device 514 and the diode 515 in the fourteenth embodiment with the first diode 202 in the sixteenth embodiment.
Their operation is easy to understand in the operating declaration already given and is therefore not described here.
The transistors used, as well as the switching devices in the thirteenth to eighteenth embodiments, can be any devices that can be electrically turned on and off, and can be replaced with such switching devices as MOSFETs, IGBTs and SITs, while maintaining the effects.
The comparators, time circuits, flip-flops, command variables, AND gates and inverters, which are arranged on an analog basis in the control circuits of the eighth to seventeenth embodiments, can be implemented by digital signal processors, microprocessors etc. , which work on a digital basis, are replaced, whereby the effects are retained.
It can be seen that the present invention, as described above, produces a power supply unit which has a high performance, which generates a desired electrical discharge current, which has a high response speed and which provides extremely little current ripple. The present invention provides a compact, inexpensive power supply unit which ensures stable processing.
Reference is expressly made to the entire content of the foreign patent applications for which the priority of the present application has been claimed.
Although the present invention has been explained by preferred embodiments with a certain degree of special features, the preferred embodiments are only to be understood as examples. Numerous modifications of details and combinations of components can be made without departing from the spirit and scope of the present invention as defined in the claims.