Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäss Oberbegriff von Anspruch 1. Eine solche ist bekannt aus dem CH-Patent 542 434. Bei dieser bekannten Anordnung wird die Bereichs- oder Gegenkopplungskapazität beim Reset durch Abschalten der Speisung völlig entladen, sodass vor einem erneuten Einschalten der Speisung für eine erneute Messung an dieser Kapazität keine Spannung anliegt, weshalb dieser Vorgang auch als Nullung bezeichnet wird. Diese Nullung des Bereichskondensators hat den Nachteil, dass Messungen nur in einem einzigen, durch seine Kapazität vorgegebenen Messbereich vorgenommen werden können, wie später noch erläutert wird.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der der Messbereich, losgelöst von der direkten Bindung an die Kapazität des Bereichskondensators, in gewissen Grenzen einstellbar ist. Gelöst wird diese Aufgabe durch die Merkmale im Kennzeichen von Anspruch 1.
Durch den Spannungsteiler wird dabei erreicht, dass sich nach dem Einschalten der Speisung, d.h. beim \ffnen des Reset-Kurzschlusses der Zweidrahtleitung, eine von der Wahl des Spannungsteilers abhängige Ausgangsruhespannung aufbaut, deren Grösse den zu erfassenden Messbereich bestimmt. Dieser Spannungsaufbau erfolgt dadurch, dass beim Einschalten der Speisung ein Impuls von definierter Zeitdauer das Schaltelement während dieser definierten Zeitdauer schliesst. Dadurch lädt ein Regelkreis den Bereichskondensator auf eine definierte Spannung auf, wobei als Sollgrösse des Regelkreises die Referenzspannung am einen Eingang des Verstärkers dient, während als Istgrösse die über den Spannungsteiler und das Schaltelement am anderen Eingang des Verstärkers liegende Ausgangsspannung auf die Referenzspannung abgeglichen wird.
Nach Ablauf der definierten Zeitdauer ist die Anordnung messbereit.
Ist die Istgrösse bei der vorstehend beschriebenen Regelung zu gross, so muss die Ausgangsspannung erniedrigt werden. Der dabei fliessende Strom wird über die Eingangskomponenten abgeführt, was in diesen zu einer Erwärmung und damit zu einer verstärkten Drift führt. Um diese Erwärmung so gering wie möglich zu halten, kann man dem Spannungsteiler, der zur Festlegung der Ausgangsruhespannung dient, ein vom Verstärker geregeltes Steuerelement, beispielsweise einen regelbaren Transistor, parallel schalten. Über diesen kann der restliche Speisestrom dann an den Eingangskomponenten vorbei abgeführt werden.
Bekanntlich lässt sich die Zeitkonstante, und damit die untere Grenzfrequenz, der Anordnung durch Wahl eines geeigneten Zeitkonstantenwiderstandes von der Grösse Rg in gewissen Grenzen einstellen, wobei beispielsweise zwischen einem Betrieb mit relativ kurzer Zeitkonstante, der als "short" bezeichnet wird, und einem als "long" bezeichneten Betriebszustand mit längstmöglicher Zeitkonstante umgeschaltet werden kann. Im Short-Betrieb ist die Zeitkonstante - bei gegebener Bereichskapazität Cg - im Wesentlichen bestimmt durch die Grösse Rg des Zeitkonstantenwiderstandes, während im Long-Betrieb der Widerstand des offenen Schaltelementes im Wesentlichen die Zeitkonstante bestimmt. Ein Ein- bzw.
Umschalten auf eine der beiden Betriebsarten kann mit der neuen Schaltungsanordnung erreicht werden, wenn der Impulsgeber zusätzlich eine asymmetrische bistabile Kippstufe steuert, wobei der jeweilige Endzustand der Kippstufe, der durch einen direkten steilen oder einen verzögerten relativ flachen Anstieg des Einschaltimpulses bestimmt ist, die Zeitkonstante der Anordnung definiert, wobei ferner ein Einwegelement, zum Beispiel eine Diode, eine Selbstansteuerung des einen, durch den steilen Anstieg bestimmten Endzustandes der Kippstufe verhindert.
Wird für die Anordnung auch im Short-Betrieb eine relativ lange Zeitkonstante, beispielsweise von grösser 1 sec., gefordert, woraus ein relativ langsamer Reset, d.h. eine relativ langsame Aufladung des Bereichskondensators auf die Ausgangsruhespannung resultiert, so kann für einen schnellen Reset ein weiteres, ebenfalls vom Impulsgeber gesteuertes Schaltelement den Zeitkonstantenwiderstand überbrücken. In welcher Betriebsart die Anordnung betrieben wird, lässt sich erkennen, wenn dem Spannungsteiler, der zur Festlegung der Ausgangsruhespannung dient, ein kurzschliessbarer Widerstand vorgeschaltet ist, dessen Kurzschliessen von der Kippstufe gesteuert ist; durch Zuschalten bzw. Kurzschliessen dieses Widerstandes wird dabei die Ausgangsruhespannung geändert.
Ein Nullpunktversatz infolge eines Driftstromes im Zeitkonstantenwiderstand lässt sich korrigieren, wenn diesem ein Analog-Integrator oder -Komparator parallel geschaltet ist; der Driftstrom fliesst dann nicht mehr durch den Zeitkonstantenwiderstand, sondern wird über den Analog-Integrator oder Komparator abgeführt.
Bei gegebenem Bereichskondensator lässt sich eine Optimierung des Messbereiches auf die vorgesehene Anwendung erreichen, wenn der Bereichskondensator über einen zweiten Spannungsteiler rückgekoppelt ist, wobei dem Messsignal-Eingang des Verstärkers ein Tiefpass vorgeschaltet ist; der Tiefpass dient dabei dazu, eine durch die Messbereicheinstellung mittels des zweiten Spannungsteilers auftretende Frequenzgangänderung zu kompensieren.
Wird das piezoelektrische Element des Piezomesswandlers von Masse isoliert in das Wandlergehäuse eingebaut und zwischen beide Verstärkereingänge eingesetzt, kann die Drift in der Piezomesswandler/Verstärkerkombination tief gehalten werden, da die Spannung am piezoelektrischen Element klein oder nicht vorhanden ist.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Grundschaltung,
Fig. 2 eine Schaltungsanordnung, bei der der restliche Speisestrom über ein geregeltes Steuerelement abgeführt wird,
Fig. 3 und 4 eine Schaltungsanordnung, bei der eine Zeitkonstantenumschaltung mittels einer bistabilen Kippstufe sowie eine Anzeige der gewählten Betriebsart vorgesehen sind,
Fig. 5 eine Schaltungsanordnung mit einem zusätzlichen Integrator parallel zum Zeitkonstantenwiderstand,
Fig. 6 eine Schaltung mit einem zweiten Spannungsteiler für die Messbereicheinstellung und mit einem Tiefpassfilter,
Fig. 7 eine Parameter-Darstellung der unter Beibehaltung der Messbereichskapazität möglichen Messbereiche, wobei der Parameter das Verhältnis des Spannungsteilers zur Einstellung des Messbereiches ist, und
Fig.
8 die Kompensation eines Arbeitspunktversatzes mithilfe eines Integrators.
Die Piezomesswandler/Ladungsverstärker-Kombination 1, die in Fig. 1 bis 6 in einem gestrichelten Rahmen dargestellt ist, ist über eine Zweidraht-Leitung 2 mit einer nicht weiter dargestellten Auswerte- und Versorgungseinheit verbunden. In dieser befinden sich eine Konstantstromquelle 3 und ein Kurzschlussschalter 4 für die Zweidrahtleitung 2, der zum Einschalten der Anordnung geöffnet wird.
In bekannter Weise ist der Ausgang des Ladungsverstärkers 5, zwischen dessen beiden Eingängen 6 und 7 das piezoelektrische Messelement 8, z.B. ein Quarzkristall, angeordnet ist, über einen Bereichskondensator 9 mit der Kapazität Cg gegengekoppelt. Der Kondensator 5 wird zur Nullung über ein Schaltelement 10 nicht, wie bekannt, direkt kurzgeschlossen, sondern ist erfindungsgemäss über das Schaltelement 10 und einen Spannungsteiler 11, 12 auf den das Messsignal aufnehmenden Eingang 7 des Verstärkers 5 zurückgeführt. Der andere Eingang 6 des Verstärkers 5 ist durch eine Konstantspannungsquelle 13 auf einer definierten Referenzspannung gehalten.
Das Schaltelement 10, das - wie auch die anderen in der Anmeldung verwendeten Schaltelemente - in bekannter Weise zum Beispiel ein Relais, ein Mikroschalter, ein thermo- oder lichtgesteuerter Schalter oder, wie in den gezeigten Beispielen, ein FET sein kann, wird von einem Impulsgeber mit definierter Abklingzeit, der in den Beispielen ein entsprechend dimensioniertes RC-Glied 14, 15 ist, aber beispielsweise auch eine monostabile Kippstufe sein kann, an gesteuert. Weiterhin ist es möglich, was nicht gezeigt ist, der Referenzspannungsquelle 13 einen Spannungsteiler parallel zu schalten und die Referenzspannung für den Verstärkereingang 6 diesen abzunehmen; darüber hinaus kann mithilfe einer nicht gezeigten Diode parallel zum Widerstand 15 eine schnellere Entladung des Kondensators 14 bei kurzgeschlossener Zweidrahtleitung 2 erreicht werden.
Schliesslich ist der Verstärkerausgang durch eine weitere Diode 16 vom Ausgang 17 entkoppelt.
Die Funktionsweise der in der Grundschaltung wiedergegebenen Anordnung sei nun kurz beschrieben:
Beim Einschalten der Schaltungsanordnung baut sich an der als Konstantspannungsquelle dienenden Referenzdiode 13 die Referenzspannung auf, die nach dem Kondensator 14 einen Impuls erzeugt, der über den Widerstand 15 abklingt. Dieser Impuls steuert das Schaltelement 10 an, welches einen Regelkreis schliesst. Der Regelkreis hat als Sollgrösse die Referenzspannung am Eingang 6 des Verstärkers 5; die Istgrösse des Regelkreises ist die Spannung am Messsignale aufnehmenden Verstärkereingang 7; die Istgrösse wird aus der Ausgangspannung erzeugt, welche über den Spannungsteiler 11, 12 und das durchgesteuerte Schaltelement 10 zurückgeführt wird. In der Zeit, während der das Schaltelement 10 durchgesteuert ist und die Regelung aktiv ist, wird der Bereichskondensator 9 auf einen definierten Spannungswert geladen.
Ist die Istgrösse bei 7 kleiner als die Sollgrösse bei 6, vergrössert sich die Spannung am Ausgang 17 und damit auch die Istgrösse bei Eingang 7. Ist die Istgrösse bei 7 grösser als die Sollgrösse bei 6, verkleinert sich die Spannung am Ausgang 17 und damit auch die Istgrösse am Eingang 7.
Der Regelvorgang ist abgeschlossen, wenn Istgrösse und Sollgrösse gleich gross sind. Nach Abklingen des Impulses über den Widerstand 15 wird das Schaltelement 10 geöffnet und damit der Regelkreis unterbrochen. Die Anordnung ist nunmehr zur Messung piezoelektri scher Signale bereit.
Fig. 2 unterscheidet sich von Fig. 1 nur dadurch, dass der Ausgang des Verstärkers 5 nicht direkt über die Diode 16 am Ausgang 17 liegt, sondern dass der Verstärker 5 über einen regelbaren Transistor 18 an den Ausgang 17 angeschlossen ist.
Bei zu niedriger Istgrösse des Regelkreises steuert der Verstärker 5 den Transistor 18 so an, dass er sperrt, wodurch sich die Spannung am Ausgang 17 und damit die Istgrösse vergrössert.
Bei zu hoher Istgrösse steuert der Verstärker 5 den Transistor 18 so an, dass dieser leitend wird, wobei er entsprechend der zu hohen Ausgangsspannung bei 17 so geregelt wird, dass ein Teil dieser Spannung durch einen über ihn fliessenden Strom abgebaut wird, wodurch die Ausgangs Spannung und damit auch die Istgrösse bei 7 verkleinert wird. Auf diese Weise wird der abfliessende Strom an den Eingangskomponenten vorbeigeführt, wodurch deren Erwärmung verringert wird.
In den Fig. 3 und 4 ist die Anordnung durch einen Zeitkonstantenwiderstand 19 von der Grösse Rg sowie durch eine asymmetrische bistabile Kippstufe 20 erweitert, die ebenfalls von dem Impulsgeber 14, 15 gesteuert wird. Eine Selbstansteuerung der Kippstufe in ihren einen Endzustand wird dabei durch ein Einwegelement, zum Beispiel eine Diode 21, verhindert.
Wie bereits erwähnt, dient die Kippstufe 20 einer Umschaltung zwischen Short- und Longbetrieb, wobei die Zeitkonstante im Shortbetrieb - bei gegebenem Bereichskondensator 9 - im Wesentlichen durch die Grösse Rg des Zeitkonstantenwiderstandes 19 bestimmt ist, während die Zeitkonstante des Longbetriebs im Wesentlichen durch den Widerstand des offenen Schaltelementes 10 gegeben ist. In welchem Endzustand die Kippstufe 20 sich befindet, ist von der Form des Einschaltimpulses bestimmt. Gelangt der Einschaltimpuls direkt, d.h. mit einer steilen Flanke bei einer - in den Beispielen aus einem Schalter 22 und einem Kondensator 23 bestehenden - inaktiven Verzögerung in der Auswerte- und Speiseeinheit, in die Kippstufe 20, so arbeitet die Anordnung im Longbetrieb.
Ein steiler Einschaltimpuls bewirkt dabei über den Impulsgeber 14, 15 einen Impuls auf den Transistor 25 der Kippstufe 20, der dadurch leitend wird und nach Abklingen des Einschaltimpulses die Stellung "offen" am Schaltelement 10 gewährleistet. Gleichzeitig bewirkt der leitende Transistor 25, dass ein Schaltelement 26 (Fig. 3), das einen zusätzlichen Widerstand 27 im Spannungsteiler 11, 12 kurzschliessen kann, offen bleibt, sodass eine für die Betriebsart Long charakteristische Ausgangsruhespannung auftritt.
Erfolgt das Einschalten der Anordnung infolge der aktivierten Verzögerung 22, 23 in der Auswerte- und Speiseeinheit mit langsam ansteigender Flanke, so vermag der vom Impulsgeber 14, 15 ausgesandte Impuls den Transistor 25 nicht in den leitenden Zustand zu versetzen, sodass infolge der Asymmetrie der Kippstufe 20 der Transistor 28 im anderen stabilen Endzustand leitend ist. Dies bewirkt zum einen, dass das Schaltelement 10 auch nach einem Abklingen des Einschaltimpulses leitend bleibt, und zum anderen, dass das Schaltelement 26 den Widerstand 27 kurzschliesst; durch dieses Kurzschliessen stellt sich eine für den Shortbetrieb vorgegebene Ausgangsruhespannung ein. Bei durchgesteuertem Schaltelement 10 ist die Zeitkonstante im Wesentlichen durch die Grösse Rg des Zeitkonstantenwiderstandes 19 bestimmt. Wie bereits ausgeführt, befindet sich die Anordnung damit im Shortbetrieb.
Bei relativ kleinen Zeitkonstantenwiderständen 19, bei denen Zeitkonstanten bis zu etwa 1 sec erreicht werden, ist eine durch den Widerstand 19 bestimmte Resetzeit tolerierbar; sie beträgt etwa das 6fache der Zeitkonstante. Für längere Zeitkonstanten sollte man die Resetzeiten verkürzen, was durch ein weiteres Schaltelement 30, das ebenfalls vom Impulsgeber 14, 15 in der gleichen Weise wie das Schaltelement 10 im Long- oder Shortbetrieb gesteuert wird, erfolgen kann. Mit diesem Schaltelement 30 wird der Zeitkonstantenwiderstand 19 während des Resets, d.h. während der Aufladung des Bereichskondensators 9, überbrückt.
In der in Fig. 5 gezeigten Schaltung ist dem Zeitkonstantenwiderstand 19 ein Analog-Integrator 31 parallel geschaltet. Dieser be wirkt, wie in Fig. 8 gezeigt, eine Driftstromkorrektur, wenn infolge eines Driftstromes, der durch den Zeitkonstantenwiderstand fliesst, am Ausgang des Verstärkers 5 eine Arbeitspunktverschiebung auftritt. In Fig. 8 sind als Abszisse die Zeit in sec und als Ordinate die Spannung am Ausgang 17 in Volt (V) aufgetragen. Beim Einschalten der Anordnung durch \ffnen des Schalters 4 in der Auswerteeinheit zur Zeit t0 verschiebt sich infolge der erwähnten Drift am Ausgang 17 beispielsweise die Spannung gegen null, die ihren minimalen Endwert zur Zeit t1 erreicht.
Durch den Integrator 31, der auch durch einen Komparator ersetzt sein kann, wird diese Spannung langsam abgebaut, sodass zur Zeit t2 die Arbeitspunktverschiebung ausgeregelt ist und mit der Messung begonnen werden kann. Mit 32 sind in Fig. 8, schematisch angedeutet, Messsignale bezeichnet.
Die Schaltung nach Fig. 6, die der Übersicht wegen gegenüber den vorhergehenden Figuren vereinfacht worden ist, zeigt einen zweiten Spannungsteiler 33, 34, über den der Bereichskondensator 9 rückgekoppelt wird. Dieser Spannungsteiler 33, 34 ermöglicht, je nach Wahl seines Widerstandsverhältnisses, gegenüber dem durch die Kapazität Cg und durch die vom Spannungsteiler 11, 12 bestimmten maximalen Messbereich empfindlichere Messbereiche festzulegen, ohne die Kapazität Cg und den Spannungsteiler 11, 12 in ihrem Wert zu verändern. Dadurch kann die Schaltungsanordnung optimal an die zu messende Grösse angepasst werden.
Diese Art der Messbereichseinstellung verursacht eine Frequenzgangänderung. Diese Änderung wird kompensiert durch ein Tiefpassfilter 35, 36 vor diesem Verstärkereingang 7.
Die Wirkung der Erfindung sei nun anhand von Fig. 7 für eine willkürlich vorgegebenen Auslegung der Schaltungskomponenten erläutert, wobei auf der Abszisse die Ruhespannung über dem Bereichskondensator 9 nach Reset in Volt (V) und auf der Ordinate der jeweils zugehörige Ladungs-Messbereich in Nano-Coulomb (nC) angegeben sind. Mit U(Cg) ist die Spannung am Bereichskondensator 9, also dessen Spannung nach Abklingen des Einschaltimpulses unmittelbar vor Messbeginn, aufgetragen. Die Spannung U1(Cg) entspricht im Maximum der Differenz aus der Ausgangsruhespannung U (A) der Anordnung und der Referenzspannung U (R) am Eingang 6 des Verstärkers 5, da ja beide Verstärkereingänge 6 und 7 auf denselben Spannungenswert abgeglichen sind. Der mögliche Gesamtbereich dieser Spannung U(Cg) erstreckt sich über die gesamte Ausgangsruhespannung U (A).
Der maximalen Spannung am Kondensator 9 bei Messbeginn ist ein maximaler Messbereich d für die zu messende Ladung Q zugeordnet, der sich über die ganze Höhe der Ordinate in Fig. 7 erstreckt.
Vom Endpunkt E dieses Messbereiches, also seinem Maximalwert, bei maximaler Spannung U1(Cg) ergibt sich in der Parameterdarstellung der Fig. 7 der mögliche Messbereich für eine zu messende Ladung Q durch Zuordnung dieser Ladung zum jeweiligen Wert für U(Cg) mithilfe der Geraden, die von E aus über den ganzen möglichen Bereich für U(Cg) verläuft, d.h. über die ganze Abszissenstrecke für die Ausgangsruhespannung U(A). Ein für eine bestimmte Aufgabe geeigneter Messbereich für die Ladung Q bzw. die dafür notwendige Spannung U(Cg) kann dabei mitilfe des Spannungsteilers 33, 34 ausgewählt werden.
Aus Fig. 7 lässt sich daher ersehen, dass mit einer Anordnung nach dem Stand der Technik, bei der ja zu Messbeginn der Wert U(Cg) = 0, in Fig. 7 mit U0(Cg) bezeichnet, gegeben ist, nur ein einziger Messbereich a genutzt werden kann, während mit der erfindungsgemässen Schaltung bei dem Maximalwert U1(Cg) der gesamte, auf der Ordinate dargestellte Ladungsbereich d erfasst werden kann.
Mithilfe des Spannungsteilers 33, 34 ist es darüber hinaus möglich, einen beliebigen Zwischenwert U2(Cg) und damit einen verkleinerten möglichen Messbereich b für die Ladung Q auszuwählen. Für die zugrunde gelegte Auslegung ermöglicht ein Wert U2(Cg) = 2 Volt beispielsweise einen Messbereich b für die Ladung Q von 15 nC.
Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die beschriebenen Beispiele und die darin gezeigten Auslegungen der Schaltungsanordnung beschränkt, sondern ergibt sich aus den Patentansprüchen.
The invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of claim 1. Such is known from CH Patent 542 434. In this known arrangement, the range or negative feedback capacitance is completely discharged when the supply is reset by switching off the supply, so that before the supply is switched on again a renewed measurement at this capacitance there is no voltage, which is why this process is also called zeroing. This zeroing of the range capacitor has the disadvantage that measurements can only be carried out in a single measurement range, which is predetermined by its capacitance, as will be explained later.
The object of the invention is to provide a circuit arrangement in which the measuring range, independent of the direct link to the capacitance of the range capacitor, can be set within certain limits. This object is achieved by the features in the characterizing part of claim 1.
The voltage divider ensures that after switching on the supply, i.e. When the reset short circuit of the two-wire line is opened, an output quiescent voltage, which depends on the choice of the voltage divider, is built up, the size of which determines the measuring range to be recorded. This voltage build-up takes place in that when the supply is switched on, a pulse of a defined time period closes the switching element during this defined time period. As a result, a control circuit charges the range capacitor to a defined voltage, the reference voltage at one input of the amplifier serving as the target variable of the control circuit, while the output voltage across the voltage divider and the switching element at the other input of the amplifier is adjusted to the reference voltage as the actual variable.
After the defined time has elapsed, the arrangement is ready for measurement.
If the actual size is too large in the control described above, the output voltage must be reduced. The current flowing through it is dissipated via the input components, which leads to heating and thus increased drift. In order to keep this heating as low as possible, the voltage divider, which is used to determine the output quiescent voltage, can be connected in parallel with a control element regulated by the amplifier, for example a controllable transistor. The remaining feed current can then be dissipated past the input components via this.
As is known, the time constant, and thus the lower limit frequency, of the arrangement can be set within certain limits by choosing a suitable time constant resistor of the size Rg, for example between an operation with a relatively short time constant, which is referred to as "short", and one as " long "designated operating state with the longest possible time constant can be switched. In short operation, the time constant - for a given range capacitance Cg - is essentially determined by the size Rg of the time constant resistance, while in long operation the resistance of the open switching element essentially determines the time constant. An input or
Switching to one of the two operating modes can be achieved with the new circuit arrangement if the pulse generator also controls an asymmetrical bistable multivibrator, the respective final state of the multivibrator, which is determined by a direct steep or a delayed relatively flat increase in the switch-on pulse, the time constant of the Arrangement defined, furthermore a disposable element, for example a diode, prevents self-activation of the one final state of the flip-flop determined by the steep rise.
If a relatively long time constant, for example greater than 1 second, is required for the arrangement even in short operation, which results in a relatively slow reset, i.e. If the range capacitor is charged relatively slowly to the output quiescent voltage, a further switching element, likewise controlled by the pulse generator, can bridge the time constant resistance for a quick reset. It can be seen in which operating mode the arrangement is operated if the voltage divider, which is used to determine the output quiescent voltage, is preceded by a short-circuitable resistor, the short-circuiting of which is controlled by the trigger circuit; by switching this resistor on or short-circuiting, the quiescent output voltage is changed.
A zero offset due to a drift current in the time constant resistor can be corrected if an analog integrator or comparator is connected in parallel; the drift current then no longer flows through the time constant resistor, but is dissipated via the analog integrator or comparator.
For a given range capacitor, the measurement range can be optimized for the intended application if the range capacitor is fed back via a second voltage divider, with a low-pass filter connected upstream of the measurement signal input of the amplifier; the low-pass filter serves to compensate for a change in frequency response that occurs as a result of the measurement range setting by means of the second voltage divider.
If the piezoelectric element of the piezo transducer is installed insulated from ground in the transducer housing and inserted between the two amplifier inputs, the drift in the piezo transducer / amplifier combination can be kept low since the voltage at the piezoelectric element is low or not present.
The invention is explained below on the basis of exemplary embodiments.
Show it
1 is a basic circuit diagram of the basic circuit,
2 shows a circuit arrangement in which the remaining feed current is discharged via a regulated control element,
3 and 4 a circuit arrangement in which a time constant switching by means of a bistable flip-flop and a display of the selected operating mode are provided,
5 shows a circuit arrangement with an additional integrator in parallel with the time constant resistor,
6 shows a circuit with a second voltage divider for setting the measuring range and with a low-pass filter,
7 shows a parameter representation of the measuring ranges possible while maintaining the measuring range capacity, the parameter being the ratio of the voltage divider to the setting of the measuring range, and
FIG.
8 compensation of an operating point offset using an integrator.
The piezo transducer / charge amplifier combination 1, which is shown in a dashed frame in FIGS. 1 to 6, is connected via a two-wire line 2 to an evaluation and supply unit (not shown). This contains a constant current source 3 and a short-circuit switch 4 for the two-wire line 2, which is opened to switch on the arrangement.
In a known manner, the output of the charge amplifier 5, between the two inputs 6 and 7 of which the piezoelectric measuring element 8, e.g. a quartz crystal is arranged, fed back through a region capacitor 9 with the capacitance Cg. The capacitor 5 is not directly short-circuited for zeroing via a switching element 10, as is known, but is, according to the invention, fed back via the switching element 10 and a voltage divider 11, 12 to the input 7 of the amplifier 5 receiving the measurement signal. The other input 6 of the amplifier 5 is kept at a defined reference voltage by a constant voltage source 13.
The switching element 10, which - like the other switching elements used in the application - in a known manner, for example a relay, a microswitch, a thermo or light-controlled switch or, as in the examples shown, can be an FET, is provided by a pulse generator with a defined decay time, which in the examples is a correspondingly dimensioned RC element 14, 15, but can also be a monostable multivibrator, for example. Furthermore, it is possible, which is not shown, to connect a voltage divider in parallel to the reference voltage source 13 and to take the reference voltage for the amplifier input 6 from it; In addition, a faster discharge of the capacitor 14 can be achieved with a short-circuited two-wire line 2 using a diode, not shown, parallel to the resistor 15.
Finally, the amplifier output is decoupled from the output 17 by a further diode 16.
The operation of the arrangement shown in the basic circuit will now be briefly described:
When the circuit arrangement is switched on, the reference voltage 13, which serves as a constant voltage source, builds up the reference voltage, which generates a pulse after the capacitor 14, which decays via the resistor 15. This pulse drives the switching element 10, which closes a control loop. The control loop has the reference voltage at the input 6 of the amplifier 5; the actual size of the control loop is the voltage at the amplifier input 7 receiving measurement signals; the actual variable is generated from the output voltage, which is fed back via the voltage divider 11, 12 and the controlled switching element 10. In the time during which the switching element 10 is turned on and the regulation is active, the range capacitor 9 is charged to a defined voltage value.
If the actual size at 7 is smaller than the target size at 6, the voltage at output 17 increases and thus also the actual size at input 7. If the actual size at 7 is larger than the target size at 6, the voltage at output 17 decreases and thus also the actual size at input 7.
The control process is complete when the actual size and the target size are the same size. After the pulse has died down via the resistor 15, the switching element 10 is opened and the control circuit is thus interrupted. The arrangement is now ready for measuring piezoelectric signals.
Fig. 2 differs from Fig. 1 only in that the output of the amplifier 5 is not directly via the diode 16 at the output 17, but that the amplifier 5 is connected to the output 17 via a controllable transistor 18.
If the actual size of the control loop is too low, the amplifier 5 drives the transistor 18 in such a way that it blocks, which increases the voltage at the output 17 and thus the actual size.
If the actual size is too high, the amplifier 5 controls the transistor 18 in such a way that it becomes conductive, and is regulated in accordance with the excessively high output voltage at 17 in such a way that part of this voltage is reduced by a current flowing through it, as a result of which the output voltage and thus the actual size is reduced to 7. In this way, the current flowing past the input components, which reduces their heating.
3 and 4, the arrangement is expanded by a time constant resistor 19 of the size Rg and by an asymmetrical bistable multivibrator 20, which is also controlled by the pulse generator 14, 15. Self-actuation of the flip-flop in its one final state is prevented by a one-way element, for example a diode 21.
As already mentioned, the flip-flop 20 serves to switch between short and long operation, the time constant in short operation - with a given range capacitor 9 - being essentially determined by the size Rg of the time constant resistor 19, while the time constant of long operation is essentially determined by the resistance of the open switching element 10 is given. The final state of flip-flop 20 is determined by the shape of the switch-on pulse. If the switch-on pulse arrives directly, i.e. With a steep edge with an inactive delay in the evaluation and supply unit, in the flip-flop 20 in the examples consisting of a switch 22 and a capacitor 23, the arrangement operates in long operation.
A steep switch-on pulse causes a pulse on the transistor 25 of the flip-flop 20 via the pulse generator 14, 15, which thereby becomes conductive and ensures the "open" position on the switching element 10 after the switch-on pulse has subsided. At the same time, the conductive transistor 25 has the effect that a switching element 26 (FIG. 3), which can short-circuit an additional resistor 27 in the voltage divider 11, 12, remains open, so that an output quiescent voltage characteristic of the Long operating mode occurs.
If the arrangement is switched on as a result of the activated delay 22, 23 in the evaluation and supply unit with a slowly rising edge, the pulse emitted by the pulse generator 14, 15 is unable to put the transistor 25 into the conductive state, so that due to the asymmetry of the flip-flop 20 the transistor 28 is conductive in the other stable final state. On the one hand, this causes the switching element 10 to remain conductive even after the switch-on pulse has subsided, and on the other hand, the switching element 26 short-circuits the resistor 27; this short-circuiting results in a default output voltage for short operation. When the switching element 10 is activated, the time constant is essentially determined by the size Rg of the time constant resistor 19. As already stated, the arrangement is therefore in short operation.
In the case of relatively small time constant resistors 19, in which time constants of up to approximately 1 sec are reached, a reset time determined by the resistor 19 can be tolerated; it is about 6 times the time constant. The reset times should be shortened for longer time constants, which can be done by a further switching element 30, which is also controlled by the pulse generator 14, 15 in the same way as the switching element 10 in long or short operation. With this switching element 30, the time constant resistor 19 during the reset, i.e. bridged during the charging of the area capacitor 9.
In the circuit shown in FIG. 5, an analog integrator 31 is connected in parallel with the time constant resistor 19. This acts, as shown in Fig. 8, a drift current correction if, due to a drift current flowing through the time constant resistor, an operating point shift occurs at the output of the amplifier 5. 8 shows the time in sec as the abscissa and the voltage at the output 17 in volt (V) as the ordinate. When the arrangement is switched on by opening the switch 4 in the evaluation unit at time t0, for example, as a result of the drift mentioned at output 17, the voltage shifts towards zero, which reaches its minimum end value at time t1.
This voltage is slowly reduced by the integrator 31, which can also be replaced by a comparator, so that the working point shift is corrected at time t2 and the measurement can be started. 32 in FIG. 8, schematically indicated, denotes measurement signals.
The circuit according to FIG. 6, which has been simplified compared to the previous figures for the sake of clarity, shows a second voltage divider 33, 34, via which the range capacitor 9 is fed back. This voltage divider 33, 34 makes it possible, depending on the choice of its resistance ratio, to determine more sensitive measuring ranges with respect to the maximum measuring range determined by the capacitance Cg and by the maximum measuring range determined by the voltage divider 11, 12, without changing the value of the capacitance Cg and the voltage divider 11, 12. As a result, the circuit arrangement can be optimally adapted to the size to be measured.
This type of measuring range setting causes a change in frequency response. This change is compensated for by a low-pass filter 35, 36 in front of this amplifier input 7.
The effect of the invention will now be explained with reference to FIG. 7 for an arbitrarily specified configuration of the circuit components, the open circuit voltage on the abscissa after the reset in volts (V) on the abscissa and the respectively associated charge measurement range in nanometers on the ordinate. Coulomb (nC) are given. U (Cg) is the voltage on the range capacitor 9, that is to say its voltage after the switch-on pulse has subsided immediately before the start of the measurement. The voltage U1 (Cg) corresponds in the maximum to the difference between the quiescent output voltage U (A) of the arrangement and the reference voltage U (R) at the input 6 of the amplifier 5, since both amplifier inputs 6 and 7 are matched to the same voltage value. The possible total range of this voltage U (Cg) extends over the entire output quiescent voltage U (A).
The maximum voltage across the capacitor 9 at the start of the measurement is assigned a maximum measurement range d for the charge Q to be measured, which extends over the entire height of the ordinate in FIG. 7.
From the end point E of this measuring range, i.e. its maximum value, at maximum voltage U1 (Cg), the possible measuring range for a charge Q to be measured results in the parameter representation in FIG. 7 by assigning this charge to the respective value for U (Cg) using the straight line , which extends from E over the entire possible range for U (Cg), ie over the entire abscissa distance for the output rest voltage U (A). A measuring range suitable for a specific task for the charge Q or the voltage U (Cg) required for this can be selected using the voltage divider 33, 34.
It can therefore be seen from FIG. 7 that with an arrangement according to the prior art, in which the value U (Cg) = 0 at the start of the measurement, designated U0 (Cg) in FIG. 7, there is only one Measuring range a can be used, while the circuit according to the invention can be used to record the entire charge range d shown on the ordinate at the maximum value U1 (Cg).
With the aid of the voltage divider 33, 34 it is also possible to select any intermediate value U2 (Cg) and thus a reduced possible measuring range b for the charge Q. For the underlying design, a value U2 (Cg) = 2 volts enables, for example, a measuring range b for the charge Q of 15 nC.
Of course, the invention is not limited to the examples described and the designs of the circuit arrangement shown therein, but results from the patent claims.