CH663866A5

CH663866A5 - SELF-SWINGING INVERTER.

Info

Publication number: CH663866A5
Application number: CH3810/82A
Authority: CH
Inventors: Heinrich Dr Techn Dipl Pichler; Herman Dipl-Ing Dum
Original assignee: Zumtobel Ag
Priority date: 1981-06-24
Filing date: 1982-06-22
Publication date: 1988-01-15
Also published as: DE3222994C2; AT374313B; ATA280981A; DE3222994A1

Description

BESCHREIBUNG Die Erfindung betrifft einen selbstschwingenden Wechselrichter mit Rückkopplungstransformator zum Betrieb einer DESCRIPTION The invention relates to a self-oscillating inverter with a feedback transformer for operating a

Last mit einer periodischen Spannung aus einer Gleichstromquelle. Load with periodic voltage from a DC source.

Wechselrichter in Halbbrückenschaltung werden hauptsächlich zur Versorgung von überwiegend induktiven oder ohm'schen Lasten mit induktivem Anteil eingesetzt; durch den induktiven Anteil der Lastcharakteristik nämlich wird der Umschaltvorgang der Stromkommutierung von einem Schalterelement der Halbbrücke zum jeweils anderen verlustarm gestaltet. Soll eine rein ohm'sche Last oder eine mit kapazitivem Anteil betrieben werden, so wird durch Einfügen einer Anpassungsschaltung zwischen dem Ausgang des Wechselrichters und der Last eine induktive Lastcharakteristik erreicht. Inverters in half-bridge circuit are mainly used to supply predominantly inductive or ohmic loads with an inductive component; Because of the inductive part of the load characteristic, the switching process of the current commutation from one switch element of the half bridge to the other is designed with little loss. If a purely ohmic load or one with a capacitive component is to be operated, an inductive load characteristic is achieved by inserting an adaptation circuit between the output of the inverter and the load.

Soll die Ausgangsleistung eines derartigen Wechselrichters verändert werden, so gibt es im wesentlichen vier Möglichkeiten: Änderung der Versorgungsspannung, Änderung einer eventuell vorhandenen Anpassungsschaltung, Einführung eines lückenden Betriebes der Schalterelemente oder eine Änderung der Betriebsfrequenz. If the output power of such an inverter is to be changed, there are essentially four options: changing the supply voltage, changing any matching circuit, introducing intermittent operation of the switch elements or changing the operating frequency.

Eine Änderung der Versorgungsspannung des Wechselrichters zum Zwecke der Leistungsregelung bedingt wegen des festen Zusammenhanges der Ausgangsspannung mit der Versorgungsspannung (die Ausgangsspannung ist i.a. ein Rechtecksignal, bzw. bei Vorhandensein bestimmter Entlastungsnetzwerke ein Rechtecksignal mit abgeschrägten Flanken, dessen Amplitude gleich der Versorgungsspannung ist) eine proportionale Änderung der Ausgangsspannung; sie ist jedoch mit grossem konstruktivem Aufwand verbunden, da i.a. dazu dem Wechselrichter ein weiterer Umformer eingangsseitig in Serie geschaltet werden muss, um die erforderliche Spannungstransformation zu ermöglichen. Dadurch wird der Haupt vorteil der selbstschwingenden Wechselrichterschaltung, seine einfache schaltungstechnische Realisierung, aufgehoben. A change in the supply voltage of the inverter for the purpose of power control requires a proportional change due to the fixed relationship between the output voltage and the supply voltage (the output voltage is generally a square-wave signal, or, in the presence of certain relief networks, a square-wave signal with sloping edges, the amplitude of which is equal to the supply voltage) the output voltage; However, it is associated with a great deal of design effort, since i.a. For this purpose, a further converter on the input side must be connected in series to the inverter in order to enable the required voltage transformation. This eliminates the main advantage of the self-oscillating inverter circuit, its simple implementation in terms of circuitry.

Die Änderung einer eventuell vorhandenen Anpassungsschaltung zur Veränderung der an die Last abzugebenden Leistung kommt einer Umkonstruktion des Wechselrichters gleich und braucht daher nicht weiter erläutert zu werden. The modification of a possibly existing adaptation circuit to change the power to be delivered to the load is equivalent to a redesign of the inverter and therefore need not be explained further.

Die Veränderung der Wechselrichtercharakteristik durch lückenden Betrieb der beiden Schalterelemente wird üblicherweise in jedem Halbbrückenwechselrichter vorgesehen, da sonst die Möglichkeit besteht, dass die beiden Schalterelemente, deren Serienschaltung an der Versorgungsspannung liegt, gleichzeitig leitend werden und dadurch die Versorgungsspannung kurzschliessen: durch die dann fliessenden Querströme (Kurzschlussströme) werden die Schalterelemente in der Regel zerstört werden (die konstruktive Abhilfe besteht im Einfügen einer sogenannten Sättigungsdrossel in Serie zu den Schaltern, an der während eines kurzzeitig auftretenden Kurzschlusses die Versorgungsspannung abfallen kann, ohne dass es zur Ausbildung eines Querstromes kommt). Wegen des i.a. induktiven Charakters der Last bleibt die Brückenspannung trotz des lückenden Betriebes der Schalter rechteckförmig und die an die Last abgegebene Leistung wird nicht verändert; erst wenn die Tastlücken so weit vergrössert werden, dass der induktive Charakter der Last den Strom in den Tastlücken nicht weiter aufrecht zu halten vermag, wird die Ausgangsspannung von der Rechteckform abweichen, stromlose Pausen zwischen den einzelnen Schaltimpulsen werden auftreten und dadurch wird die an die Last abgegebene Leistung verringert. Derartige lange Tastlücken, die zur Leistungsstellung geeignet sind, können jedoch bei einem selbstschwingenden Wechselrichter kaum realisiert werden. The change in the inverter characteristic due to intermittent operation of the two switch elements is usually provided in each half-bridge inverter, since otherwise there is the possibility that the two switch elements, whose series connection is connected to the supply voltage, will become conductive at the same time and thereby short-circuit the supply voltage: through the then flowing cross currents ( Short-circuit currents), the switch elements will usually be destroyed (the constructive remedy consists in inserting a so-called saturation choke in series with the switches, at which the supply voltage can drop during a short-term short-circuit, without a cross-current being formed). Because of the i.a. inductive character of the load, the bridge voltage remains rectangular despite the intermittent operation of the switches and the power delivered to the load is not changed; Only when the key gaps are enlarged to such an extent that the inductive character of the load is no longer able to maintain the current in the key gaps, will the output voltage deviate from the rectangular shape, currentless pauses between the individual switching pulses will occur and this will result in the load output reduced. Such long gaps, which are suitable for power setting, can hardly be realized with a self-oscillating inverter.

Die Änderung der an die Last abgegebenen Leistung durch Variation der Frequenz lässt sich insbesondere durchführen, wenn die Last induktiven, oder ohm'schen Charakter mit induktivem Anteil zeigt, oder wenn diese Charakteristik durch einen Ankoppelkreis erreicht wird; dann ist der von der Last aufgenommene Strom bei konstanter Ausgangsspannung des Wandlers abhängig von der Frequenz. The change in the power delivered to the load by varying the frequency can be carried out in particular if the load shows an inductive or ohmic character with an inductive component, or if this characteristic is achieved by a coupling circuit; then the current consumed by the load with a constant output voltage of the converter depends on the frequency.

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

663 866 663 866

Die Schwingfrequenz des selbstschwingenden Wechselrichters wird wesentlich durch den Rückkoppelkreis bestimmt und die Veränderung der Frequenz wird durch Veränderung der Bauteilwerte des Rückkoppelkreises erreicht. Daraus ergibt sich unmittelbar eine weitere Problematik des selbstschwingenden Wechselrichters: Toleranzen der im Rückkopplungskreis verwendeten Bauteile beeinflussen die Schwingfrequenz und damit die vom Wechselrichter an die Last abgegebene Leistung. Dies ist besonders störend bei der Serienfertigung einer derartigen Schaltung, wo man aufgrund dieser Abhängigkeit ohne Abgleich von Bauelementen im Rückkoppelkreis bzw. in den Ansteuerkreisen der beiden Schalterelemente nicht auskommen kann. Dies steht im krassen Gegensatz zur konstruktiven Einfachheit des selbstschwingenden Wechselrichters. The oscillation frequency of the self-oscillating inverter is essentially determined by the feedback circuit and the change in frequency is achieved by changing the component values of the feedback circuit. This leads directly to another problem of the self-oscillating inverter: Tolerances of the components used in the feedback circuit influence the oscillation frequency and thus the power delivered by the inverter to the load. This is particularly disruptive in the series production of such a circuit, where, due to this dependency, it is not possible to do without adjusting components in the feedback circuit or in the control circuits of the two switch elements. This is in stark contrast to the structural simplicity of the self-oscillating inverter.

Aufgabe der Erfindung ist es, vorstehende Probleme der Leistungsregelung bei selbstschwingenden Wechselrichtern der eingangs genannten Art zu lösen. Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass für die Steuerung der Regelung der in der Last umgesetzten Leistung oder für die Abschaltung des Wechselrichters der Rückkopplungstransformator eine zusätzliche Steuerwicklung aufweist, an die eine Stell- oder Regelschaltung für die Veränderung des Magnetflusses im Rückkopplungstransformator angeschlossen ist. The object of the invention is to solve the above problems of power control in self-oscillating inverters of the type mentioned. According to the invention, this is achieved in that the feedback transformer has an additional control winding for controlling the regulation of the power implemented in the load or for switching off the inverter, to which an actuating or regulating circuit for changing the magnetic flux in the feedback transformer is connected.

Hierdurch lässt sich insbesondere der Vorteil erreichen, dass durch geeignete Beeinflussung des in der potentialfreien Wicklung fliessenden Stromes die Ansteuersignale für die beiden Schalterelemente gemeinsam beeinflusst werden und damit die Schwingfrequenz gesteuert werden kann. In this way, the advantage can be achieved in particular that by suitably influencing the current flowing in the potential-free winding, the control signals for the two switch elements are influenced together and the oscillation frequency can thus be controlled.

Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beispielsweise beschrieben. Es zeigt: The invention is described below with reference to the drawings, for example. It shows:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines bekannten Wechselrichters von dem die Erfindung ausgeht, 1 shows the basic circuit diagram of a known inverter from which the invention is based,

Fig. 2 das Detailschaltbild des Wechselrichters gemäss Fig. 2 shows the detailed circuit diagram of the inverter according to FIG.

1, 1,

Fig. 3a bis 3h Strom- und Spannungsverläufe an Punkten der Schaltung gemäss Fig. 2, 3a to 3h current and voltage profiles at points of the circuit according to FIG. 2,

Fig. 4 den in erfindungsgemässer Weise weitergebildeten Wechselrichter der Fig. 1 bzw. 2, 4 shows the inverter of FIGS. 1 and 2, further developed in accordance with the invention,

Fig. 5a bis 5c mögliche Ausführungsformen der Stell- bzw. Regelschaltung gemäss Fig. 4, 5a to 5c possible embodiments of the control circuit according to FIG. 4,

Fig. 6 den in erfindungsgemässer Weise ausgestalteten Wechselrichter gemäss Fig. 1 bzw. Fig. 2 mit einer weiteren Ausführungsform der Stell- bzw. Regelschaltung und 6 shows the inverter designed in accordance with the invention according to FIG. 1 or FIG. 2 with a further embodiment of the control or regulating circuit and

Fig. 7 wieder eine andere Ausführungsform der Stell- bzw. Regelschaltung. Fig. 7 shows another embodiment of the control circuit.

Der in Fig.l gezeigte Wechselrichter 1 nach dem Stand der Technik wird an den Klemmen AB mit Gleichspannung versorgt und liefert an seinen Ausgangsklemmen CD eine Wechselspannung für die an diese Klemmen CD angeschlossene Last 2. Bevorzugt handelt es sich bei dieser Last 2 um eine ohmisch-induktive Last. Der Wechselrichter 1 besteht aus zwei Schalterstufen 3 und 4, welche über jeweils einen Ansteuerkreis 5 bzw. 6 mit den Sekundärwicklungen W2 eines Rückkopplungstransformators 7 verbunden sind. Die Primärwicklung wi des Rückkopplungstransformators wird vom Laststrom II durchflössen. Ein «Lastkreis» 8 stellt den für das verlustarme Schalten vorteilhaften induktiven Charakter der Last sicher bzw. formt als Tiefpassfilter die von den Schalterstufen 3 und 4 erzeugte Rechteckspannung in eine annähernd sinusförmige Spannung um und gestattet weiters die Anpassung der Last 2 an die Versorgungsspannung des Wandlers, und zwar ist je nach Bemessung des Lastkreises 8 eine Spannungserhöhung oder Spannungsverminderung (Impedanztransformation) möglich. Ein Startkreis 9 erzeugt die für das Anschwingen der Schaltung notwendigen Signale. The inverter 1 according to the prior art shown in FIG. 1 is supplied with DC voltage at the terminals AB and supplies an AC voltage at its output terminals CD for the load 2 connected to these terminals CD. This load 2 is preferably an ohmic one -inductive load. The inverter 1 consists of two switch stages 3 and 4, which are each connected to the secondary windings W2 of a feedback transformer 7 via a control circuit 5 and 6, respectively. Load current II flows through the primary winding wi of the feedback transformer. A “load circuit” 8 ensures the inductive character of the load, which is advantageous for low-loss switching, or, as a low-pass filter, converts the square-wave voltage generated by switch stages 3 and 4 into an approximately sinusoidal voltage and also allows the load 2 to be adapted to the supply voltage of the converter , depending on the dimensioning of the load circuit 8, a voltage increase or voltage reduction (impedance transformation) is possible. A starting circuit 9 generates the signals necessary for the circuit to oscillate.

Fig. 2 zeigt eine hinsichtlich der Schalterstufen und der Ansteuerkreise detaillierte Schaltung. Jede Schalterstufe ist im wesentlichen durch einen Bipolartransistor 10 bzw. 11 realisiert. 2 shows a circuit which is detailed with regard to the switch stages and the control circuits. Each switch stage is essentially realized by a bipolar transistor 10 or 11.

Die Basis-Emitterstrecke jeweils eines Transistors ist über einen als Ansteuerkreis dienenden Widerstand 12, 13 einer Sekundärwicklung W2 des Rückkopplungstransformators 7 parallel geschaltet. Jede Emitter-Kollektorstrecke der Transistoren 10, 11 5 ist mit einer jeweils im selben Sinn gepolten Diode 14, 15 überbrückt. The base-emitter path of a transistor is connected in parallel via a resistor 12, 13 serving as a control circuit of a secondary winding W2 of the feedback transformer 7. Each emitter-collector path of the transistors 10, 11 5 is bridged with a diode 14, 15 which is polarized in the same sense.

Nachstehend ist die Funktionsweise der Schaltung gemäss Fig. 2 anhand der Strom- und Spannungsverläufe gemäss Fig. 3 näher erläutert, wobei Fig. 3a die Kollektorspannung Ucio des io Transistors 10, Fig. 3b den Kollektorstrom Icio des Transistors 10, Fig. 3c den Kollektorstrom Icn des Transistors 11, Fig. 3d den durch die Last 2 fliessenden Laststrom II, Fig. 3e den durch die Diode 14 fliessenden Diodenstrom Idm, Fig. 3g die Spannung Ustw2 an der dem Transistor 10 zugeordneten Sekun-15 därwicklung des Rückkopplungstransformators 7 und Fig. 3h den Basisstrom Ibio des Transistors 10 zeigt. The mode of operation of the circuit according to FIG. 2 is explained in more detail below on the basis of the current and voltage profiles according to FIG. 3, FIG. 3a the collector voltage Ucio of the transistor 10, FIG. 3b the collector current Icio of the transistor 10, FIG. 3c the collector current Icn of the transistor 11, FIG. 3d the load current II flowing through the load 2, FIG. 3e the diode current Idm flowing through the diode 14, FIG. 3g the voltage Ustw2 on the secondary winding of the feedback transformer 7 assigned to the transistor 10 and FIG 3h shows the base current Ibio of the transistor 10.

Zunächst sei angenommen, dass der Transistor 10 zum Zeitpunkt Ti leitend sei, sein Kollektorstrom Icio wird entsprechend dem annähernd sinusförmigen Laststrom II ansteigen. Der 20 Laststrom II fliesst durch die Primärwicklung wi des Rückkopplungstransformators 7 und ruft dort eine Änderung des magnetischen Flusses hervor. Dadurch wird in der Primärwicklung wi eine Spannung induziert (proportional zu Ustw2), welche transformiert mit dem Übersetzungsverhältnis des Rückkopp-25 lungstransformators auch an der Sekundärwicklung W2 des Rückkopplungstransformators auftritt (Ustw2); der dadurch fliessende Basisstrom (Ibio) hät den Transistor 10 weiter durchgesteuert (positiver Anteil von Ibio). Sobald der Kollektorstrom Icio seinen Maximalwert überschritten hat, fällt die in der Se-3o kundärwicklung W2 induzierte Spannung auf Null und kehrt schliesslich ihr Vorzeichen um, es fliesst daher im Basiskreis ein negativer Basistrom und der Transistor 10 wird ausgeschaltet (negativer Anteil von Ibio). Daraufhin wird der Transistor 11 durch die in der ihm zugeordneten Wicklung mit umgekehrter 35 Polarität induzierten Spannung durchgeschaltet, sein Kollektorstrom Lu steigt und zwar so lange, bis er durch die Wirkung der anderen Sekundärwicklung W2 in gleicher Weise wie der Transistor 10 abgeschaltet wird. First assume that transistor 10 is conductive at time Ti, its collector current Icio will increase in accordance with the approximately sinusoidal load current II. The 20 load current II flows through the primary winding wi of the feedback transformer 7 and causes a change in the magnetic flux there. As a result, a voltage is induced in the primary winding wi (proportional to Ustw2), which, transformed with the transformation ratio of the feedback transformer, also occurs on the secondary winding W2 of the feedback transformer (Ustw2); the base current (Ibio) flowing thereby kept the transistor 10 turned on (positive portion of Ibio). As soon as the collector current Icio has exceeded its maximum value, the voltage induced in the secondary winding W2 falls to zero and finally reverses its sign, therefore a negative base current flows in the base circuit and the transistor 10 is switched off (negative portion of Ibio). Thereupon, the transistor 11 is switched through by the voltage induced in the winding with reversed polarity 35, its collector current Lu increases until it is switched off by the action of the other secondary winding W2 in the same way as the transistor 10.

Unter der Voraussetzung, dass der Rückkopplungstransfor-40 mator 7 im linearen Betrieb arbeitet, wird die Schaltung annähernd auf der Grundfrequenz des Ausgangskreises schwingen. Um Querströme durch die beiden Brückentransistoren 10, 11 zu vermeiden, wird eine «lückende» Ansteuerspannung benötigt, d.h., dass während einer bestimmten Zeitdauer keiner der bei-45 den Schalttransistoren 10, 11 durchgesteuert wird. Dies wird gemäss dem Stand der Technik erreicht, indem der Rückkopplungstransformator so dimensioniert wird, dass der Magnetkern nur während eines kleinen Zeitraumes während der Schaltungsperiode nicht gesättigt ist. Dies führt zu Steuerspannungsfor-50 men, wie sie in Fig. 3g gezeigt sind. Hiedurch ist die Schwingfrequenz des Wandlers nicht mehr ausschliesslich durch den Ausgangskreis bestimmt, sondern auch von den Sättigungseigenschaften des Rückkopplungstransformators. Wenn dieser Rückkopplungstransformator schon relativ früh im Verlauf der 55 Schaltperiode gesättigt ist, wird der jeweils durchgeschaltete Transistor schon früh gesperrt und damit die Schwingfrequenz des Wechselrichters erhöht. Die Frequenz des Ausgangsstromes liegt daher über der Resonanzfrequenz des Ausgangskreises. Der Ausgangskreis zeigt daher induktives Verhalten, sein 60 Scheinwiderstand wird mit steigender Frequenz grösser und der Ausgangsstrom sinkt mit steigender Frequenz bei sonst gleichbleibenden Verhältnissen. Diese Abhängigkeit des Ausgangsstromes und damit der Ausgangsleistung des Wechselrichters wird in erfindungsgemässer Weise dazu genützt, die an einen 65 Wechselstromverbraucher abzugebende Leistung zu beeinflussen. Hiezu wird gemäss Fig. 4 bei einer Schaltung gemäss Fig. 1 bzw. Fig. 2 der Rückkopplungstransformator 7 mit einer zusätzlichen Steuerwicklung W3 ausgebildet, an die eine Stell- bzw. Provided that the feedback transformer 7 operates in linear mode, the circuit will oscillate approximately at the fundamental frequency of the output circuit. In order to avoid cross currents through the two bridge transistors 10, 11, a "gaping" drive voltage is required, i.e. that none of the switching transistors 10, 11 is turned on for a certain period of time. This is achieved according to the prior art by dimensioning the feedback transformer in such a way that the magnetic core is not saturated for only a small period during the switching period. This leads to control voltage shapes as shown in Fig. 3g. This means that the oscillation frequency of the converter is no longer determined exclusively by the output circuit, but also by the saturation properties of the feedback transformer. If this feedback transformer saturates relatively early in the course of the 55 switching period, the transistor that is switched through is blocked early and thus the oscillation frequency of the inverter is increased. The frequency of the output current is therefore above the resonance frequency of the output circuit. The output circuit therefore shows inductive behavior, its 60 impedance increases with increasing frequency and the output current decreases with increasing frequency under otherwise constant conditions. This dependency of the output current and thus the output power of the inverter is used in the manner according to the invention to influence the power to be delivered to an AC consumer. For this purpose, according to FIG. 4, in a circuit according to FIG. 1 or FIG. 2, the feedback transformer 7 is formed with an additional control winding W3 to which an actuating or

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Regelschaltung 16 für die Veränderung des Magnetflusses im Rückkopplungstransformator 7 angeschlossen ist. Durch den zusätzlich über diese Steuerwicklung entnommenen Strom Ir wird der gesamte Magnetfluss im Kern des Rückkopplungstransformators beeinflusst und damit festgelegt, bei welcher Grösse des Ausgangsstromes II der Kern magnetisch gesättigt wird; hiedurch ist auch der Umschaltzeitpunkt der Brückenspannung (cio) festgelegt. Control circuit 16 for changing the magnetic flux in the feedback transformer 7 is connected. The entire magnetic flux in the core of the feedback transformer is influenced by the current Ir additionally drawn via this control winding, and it is thus determined at which size of the output current II the core is magnetically saturated; this also determines the switchover time of the bridge voltage (cio).

Sobald die Induktion im Kern in die Nähe der Sättigungsinduktion kommt, wird durch die rasch geringer werdende Neigung der Magnetisierungslinie B (H) des Kernmaterials auch die induzierte Spannung rasch geringer werden. Damit fällt die Steuerspannung für den jeweils leitenden Transistor auf Null und der Transistor wird gesperrt. As soon as the induction in the core comes close to the saturation induction, the rapidly decreasing inclination of the magnetization line B (H) of the core material will also rapidly decrease the induced voltage. The control voltage for the respective conductive transistor thus drops to zero and the transistor is blocked.

Fig. 5 zeigt mögliche Ausführungsformen der an die zusätzliche Steuerwicklung W3 des Rückkopplungstransformators 7 angeschlossenen Schaltung, nämlich verschiedene Stellschaltungen. Im einfachsten Fall besteht gemäss Fig. 5a die Stellschaltung aus einem linearen oder nicht linearen Widerstand mit ohm'schem bzw. überwiegend ohm'schem Charakter, z.B. aus einem NTC-Widerstand. Durch die Verwendung eines solchen Widerstandes wird eine kontinuierliche Bedämpfung des Magnetkreises in Abhängigkeit von der in der zusätzlichen Steuerwicklung W3 des Rückkopplungstransformators induzierten Spannung erreicht. 5 shows possible embodiments of the circuit connected to the additional control winding W3 of the feedback transformer 7, namely different control circuits. In the simplest case, according to FIG. 5a, the control circuit consists of a linear or non-linear resistor with an ohmic or predominantly ohmic character, e.g. from an NTC resistor. By using such a resistor, a continuous damping of the magnetic circuit is achieved as a function of the voltage induced in the additional control winding W3 of the feedback transformer.

Alternativ kann zur Erzielung einer Schwellwertcharakteristik ein Netzwerk bestehend gemäss Fig. 5b aus einem Widerstand 20 der obigen Art und einer Spannungsquelle 21 oder ein Netzwerk gleichfalls aus einem solchen Widerstand 20 und einem Schwellwertschaltelement, z.B. in Form zweier antiparallel geschalteter Dioden 22, 23 vorgesehen werden, wie dies Fig. 5c zeigt. Alternatively, in order to achieve a threshold characteristic, a network consisting of a resistor 20 of the above type and a voltage source 21 according to FIG. 5b or a network likewise comprising such a resistor 20 and a threshold switching element, e.g. in the form of two antiparallel connected diodes 22, 23, as shown in FIG. 5c.

Eine weitere mögliche Ausführungsform einer Stellstufe zeigt Fig. 5d, gemäss welcher ein Feldeffekttransistor 24 Verwendung findet, der mit seinen Drain- und Sourceanschlüssen an die zusätzliche Steuerwicklung W3 angeschlossen ist. Der Feldeffekttransistor kann entweder als blosser Dämpfungswiderstand im Sinne der Fig. 5a arbeiten, indem an seine Gateelektrode eine feste Vorspannung gelegt ist, oder als Stellschaltung mit Schwellwertcharakteristik arbeiten, indem an seine Gateelektrode z.B. eine Zenerdiodenschaltung angeschlossen ist. Die Beschaltung der Gateelektrode des Feldeffekttransistors 24 ist in Fig. 5d schematisch durch den Block 25 angedeutet. Als besondere Form der Beschaltung der Gateelektrode des FET ist ein Impulsbreitenmodulator anzusehen, der durch sein Tastverhältnis verschiedene wirksame Kanalwiderstände realisiert bzw. bei dauerndem Durchschalten auch die Abschaltung bewirkt. 5d shows a further possible embodiment of an actuating stage, according to which a field effect transistor 24 is used which is connected to the additional control winding W3 with its drain and source connections. The field effect transistor can either work as a mere damping resistor in the sense of FIG. 5a, by applying a fixed bias voltage to its gate electrode, or as a control circuit with threshold characteristic, e.g. by operating on its gate electrode a zener diode circuit is connected. The wiring of the gate electrode of the field effect transistor 24 is indicated schematically by the block 25 in FIG. 5d. A special form of wiring the gate electrode of the FET is a pulse width modulator, which uses its duty cycle to implement various effective channel resistances or, with continuous switching, also causes the shutdown.

Gemäss Fig. 6 ist die an die zusätzliche Steuerwicklung W3 des Rückkopplungstransformators angeschlossene Schaltung als Regelschaltung ausgebildet. Diese Ausführungsform wird bevorzugt dann angewendet werden, wenn die Konstanthaltung der Ausgangsspannung unabhängig von Schwankungen der 6, the circuit connected to the additional control winding W3 of the feedback transformer is designed as a control circuit. This embodiment is preferably used when the output voltage is kept constant regardless of fluctuations in the

Versorgungsspannung bzw. Änderungen der Lastcharakteristik erfolgen soll. Supply voltage or changes in the load characteristics should take place.

In Übereinstimmung mit Fig. 5d sind an die zusätzliche Steuerwicklung die Drain- und Sourceelektroden eines Feldeffekttransistors 24 angeschlossen. An die Gateelektrode des Feldeffekttransistors 24 ist ein Regelverstärker 26 angeschlossen, welcher die Differenz aus der an seinem einen Eingang anliegenden von einem Sollwertgeber 27 erzeugten Spannung, die dem Sollwert der Lastspannung proportional ist, und einer von einem Mittelwertbildner 28 erzeugten Spannung, die dem Istwert der Lastspannung proportional ist, bildet. Der Eingang des Mittelwertbildners 28 ist direkt an die Last 2 angeschlossen. Mit einer ähnlichen Schaltungsanordnung kann auch die Konstanthaltung einer anderen Lastgrösse, wie z.B. des Laststromes oder der an die Last abgegebenen Leistung, erreicht werden. Die vorstehend beschriebene Schaltungsanordnung ist in der Fig. 6 mit 30 bezeichnet. Im übrigen entspricht die Schaltung gemäss Fig. 6 jener der Fig. 4. 5d, the drain and source electrodes of a field effect transistor 24 are connected to the additional control winding. A control amplifier 26 is connected to the gate electrode of the field-effect transistor 24, which amplifier controls the difference between the voltage applied to its one input by a setpoint generator 27, which is proportional to the setpoint of the load voltage, and a voltage generated by an averager 28, which corresponds to the actual value of the Load voltage is proportional, forms. The input of the averager 28 is connected directly to the load 2. With a similar circuit arrangement it is also possible to keep a different load size constant, e.g. of the load current or the power delivered to the load. The circuit arrangement described above is designated by 30 in FIG. 6. 6 corresponds to that of FIG. 4.

Bei den vorstehenden Ausführungsformen der Stell- bzw. Regelschaltung mit Schwellwertcharakteristik kann die Charakteristik der Stell- bzw. Regelschaltung so gewählt werden, dass der Wechselrichter weiter arbeitet, jedoch mit herabgesetzter Leistung, oder dass der Wechselrichter überhaupt abschaltet, z.B. dann, wenn entnommene Leistung bzw. Strom einen vorgegebenen Grenzwert überschreitet. In the above embodiments of the control circuit with threshold characteristic, the characteristic of the control circuit can be selected so that the inverter continues to operate, but with reduced power, or that the inverter switches off at all, e.g. then, when drawn power or current exceeds a predetermined limit.

Eine beispielsweise Ausführungsform der Stell- bzw. Regel-Schaltung für den letzteren Betriebsfall zeigt Fig. 7. An exemplary embodiment of the control circuit for the latter case of operation is shown in FIG. 7.

An die Klemme EF der zusätzlichen Steuerwicklung W3 ist ein steuerbarer Schalter 31 und an dessen Steuereingang ein Komparator 32 angeschlossen. An einem Eingang des Kompa-rators 32 hegt eine Sollspannungsquelle 33, am anderen Eingang des Komparators 32 der Ausgang eines Abtasthaltekreises, welcher die Funktion eines Spitzenwertdetektors mit Haltecharakteristik hat, dessen Eingang an die Klemme E geführt ist. Im einfachsten Fall kann der Abtasthaltekreis z.B. aus einer Diode mit einem grossen Speicherkondensator bestehen. A controllable switch 31 is connected to the terminal EF of the additional control winding W3 and a comparator 32 is connected to its control input. At one input of the comparator 32 there is a target voltage source 33, at the other input of the comparator 32 there is the output of a sample and hold circuit, which has the function of a peak value detector with a holding characteristic, the input of which is led to the terminal E. In the simplest case, the sample and hold circuit can e.g. consist of a diode with a large storage capacitor.

Da die Amplitude der in der zusätzlichen Steuerwicklung induzierten Spannung dem Laststrom proportional ist, trifft dies auch für die am Ausgang des Abtasthaltekreises 34 auftretende Spannung zu. Durch Wahl der Spannung der Sollspannungsquelle 33 kann somit jener maximale Laststrom voreingestellt werden, bei welchem der Wechselrichter abgeschaltet wird. Bei gleich grossen Komparatoreingangsspannungen schliesst das dann am Komparatorausgang auftretende Signal den steuerbaren Schalter, wodurch der Magnetkreis des Rückkopplungstransformators sehr stark bedämpft und hiedurch abgeschaltet wird. Since the amplitude of the voltage induced in the additional control winding is proportional to the load current, this also applies to the voltage occurring at the output of the sample and hold circuit 34. By selecting the voltage of the target voltage source 33, the maximum load current at which the inverter is switched off can thus be preset. If the comparator input voltages are of the same size, the signal then occurring at the comparator output closes the controllable switch, as a result of which the magnetic circuit of the feedback transformer is very strongly damped and thereby switched off.

Gleichermassen liegt im Rahmen vorliegender Erfindung eine Ausführungsform einer Stell- bzw. Regelschaltung, bei welcher zwei Schwellwerte einstellbar sind, nämlich ein unterer Schwellwert, ab welchem die abgegebene Leistung des Sollwertreglers herabgesetzt wird und ein zweiter Schwellwert, bei welchem der Sollwertregler überhaupt abgeschaltet wird. Likewise, within the scope of the present invention there is an embodiment of an actuating or regulating circuit in which two threshold values can be set, namely a lower threshold value from which the output power of the setpoint regulator is reduced and a second threshold value at which the setpoint regulator is switched off at all.

4 4th

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

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50 50

v v

7 Blätter Zeichnungen 7 sheets of drawings

Claims

663 866

1.Self-oscillating inverter with feedback transformer for operating a load with a periodic voltage from a direct current source, characterized in that an additional control winding for controlling or regulating the power converted in the load (2) or for switching off the inverter of the feedback transformer (7) (w3), to which an adjusting or regulating circuit (16) for changing the magnetic flux in the feedback transformer (7) is connected.

2. Inverter according to claim 1, characterized in that the control circuit has at least one linear or non-linear resistor (20) with ohmic or predominantly ohmic character (Fig. 5a).

2nd

PATENT CLAIMS

3. Inverter according to claim 2, characterized in that the resistor is formed by an NTC resistor.

4. Inverter according to claim 2, characterized in that the resistor is formed by a VDR resistor.

5. Inverter according to claim 1, characterized in that the control circuit has a linear or non-linear resistor (20) with ohmic or predominantly ohmic character and a voltage source (21) (Fig. 5b).

6. Inverter according to claim 1, characterized in that the control circuit has a linear or non-linear resistor (20) with ohmic or predominantly ohmic character and a threshold switching element (22, 23 (Fig. 5c).

7. Inverter according to claim 6, characterized in that the threshold switching element is formed from two antiparallel connected diodes (22, 23) (Fig. 5c).

8. Inverter according to claim 1, characterized in that the control circuit is formed by the channel resistance of a field effect transistor (24) which is connected with its drain and source connections to the additional control winding (w3) of the feedback transformer (7) (E, F) and at the gate electrode of which there is a control stage (25), according to which the field effect transistor operates either as a resistor and / or as a threshold switching element (FIG. 5d).

9. Inverter according to claim 1, characterized in that for keeping a load variable, such as load current, load voltage or converted power, the additional control winding (w3) of the feedback transformer (7) a controlled system e.g. Source-drain path of a field effect transistor (24) is connected in parallel, to the control input of which a control amplifier (26) is connected, at one input of which a setpoint generator (27) and at the other input of which an actual value transmitter (28) is present (FIG. 6).

10. Inverter according to claim 1, characterized in that the additional control winding (w3) of the feedback transformer (7) has a controllable switch (31) connected in parallel (E, F), the control input of which is connected to the output of a comparator (32), at one input there is a reference value transmitter (33) and at the other input there is an actual value transmitter (34), which thus causes the inverter to be partially or completely switched off when certain container ratios are present (FIG. 7).

11. Inverter according to one of claims 8 to 10, characterized in that a semiconductor switch, controlled by a pulse width modulator, is used for the power control, position or shutdown.