CH662021A5

CH662021A5 - TAPE LOCK WITH A HIGHER DAMPING THAN 40 DB FOR LOCKING A TRANSMISSION DIRECTION OF AN AUXILIARY SIGNAL GENERATED BY A GENERATOR IN A TRANSMISSION SYSTEM.

Info

Publication number: CH662021A5
Application number: CH474483A
Authority: CH
Inventors: Jean-Paul Sandoz
Original assignee: Sodeco Compteurs De Geneve
Priority date: 1983-08-30
Filing date: 1983-08-30
Publication date: 1987-08-31
Also published as: DE3337834A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Bandsperre mit einer höheren Dämpfung als 40 dB gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Solche Bandsperren werden bei Signalübertragungen, z.B. bei Fernsprechübertragungen benutzt, um den Fluss gewisser Hilfssignale, z.B. Taximpulssignale, in eine bestimmte Richtung zu verhindern. Die von einer Fernsprechzentrale ausgesandten Taximpulssignale sollen ja in der Regel nur den Anrufer und nicht den Angerufenen erreichen. Ausserdem sind Signale, die im Frequenzband des Hilfssignals liegen und die in gleicher Richtung wie das Hauptsignal übertragen werden, zu unterdrücken, da sie für das Hilfssignal als Störer wirken. The invention relates to a bandstop with an attenuation higher than 40 dB according to the preamble of claim 1. Such bandstops are used in signal transmissions, e.g. used in telephone transmissions to block the flow of certain auxiliary signals, e.g. Prevent taxi pulse signals in a certain direction. The taxi pulse signals emitted by a telephone exchange should generally only reach the caller and not the called party. In addition, signals which are in the frequency band of the auxiliary signal and which are transmitted in the same direction as the main signal must be suppressed, since they act as interferers for the auxiliary signal.

Stand der Technik State of the art

Es ist bekannt zu diesem Zweck passive Bandsperrfilter in bekannter T- oder jt-Anordnung einzusetzen, die mindestens einen Parallel- oder Reihenresonanzkreis enthalten, der auf die Trägerfrequenz fTO des Hilfssignals abgestimmt ist. For this purpose it is known to use passive bandstop filters in a known T or jt arrangement which contain at least one parallel or series resonant circuit which is tuned to the carrier frequency fTO of the auxiliary signal.

Aufgabe und Lösung Task and solution

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Bandsperre hoher Dämpfung zu realisieren, die folgende Eigenschaften besitzt: The invention is based on the object of realizing a band-stop device with high attenuation and having the following properties:

Eine Dämpfung des Hilfssignals, selbst bei variabler und nichtresistiver Belastung des Übertragungsweges, grösser als 40 dB im Frequenzbereich des zu übertragenden Hauptsignals. Attenuation of the auxiliary signal, even with variable and non-resistive load on the transmission path, is greater than 40 dB in the frequency range of the main signal to be transmitted.

Eine geringe vernachlässigbare Dämpfung des Hauptsignals bei einer gleichzeitig relativ grossen Bandbreite desselben (300 Hz bis 3400 Hz). A low negligible attenuation of the main signal with a relatively large bandwidth of the same (300 Hz to 3400 Hz).

Eine sehr gute Impedanz-Transparenz im Frequenzbereich 300 Hz bis nahe fxQ. Very good impedance transparency in the frequency range 300 Hz to close to fxQ.

Keine grosse Anforderungen an die Genauigkeit der Trägerfrequenz des Hilfssignals und an die Genauigkeit der Abstimmfrequenz der Bandsperre. No great demands on the accuracy of the carrier frequency of the auxiliary signal and on the accuracy of the tuning frequency of the bandstop.

Ausschliessliche Verwendung von einfachen passiven Filtern mit Spulen niedriger Güte, d.h. mit 2 < Q < 4. Use only simple passive filters with low quality coils, i.e. with 2 <Q <4.

Möglicher Aufbau mit bekannten und geläufigen elektronischen Schaltungen. Possible construction with known and familiar electronic circuits.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. According to the invention, this object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 1.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. An embodiment of the invention is shown in the drawing and will be described in more detail below.

Es zeigen: Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Einspeisung eines Hilfssignals in einen Übertragungsweg mit gleichzeitiger Sperrung einer Übertragungsrichtung, 1 is a block diagram of the feeding of an auxiliary signal into a transmission path with simultaneous blocking of a transmission direction,

Fig. 2 eine bekannte Einspeisung eines Hilfssignals mit Verwendung eines passiven Bandsperrfilters, 2 shows a known supply of an auxiliary signal using a passive bandstop filter,

Fig. 3 ein vereinfachtes, prinzipielles Blockschaltbild einer Bandsperre hoher Dämpfung und Fig. 3 is a simplified, basic block diagram of a band-stop filter with high attenuation and

Fig. 4 ein ausführliches Schaltbild einer Bandsperre hoher Dämpfung. Fig. 4 is a detailed circuit diagram of a band-stop filter with high attenuation.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile. The same reference numerals designate the same parts in all figures of the drawing.

Beschreibung description

In der Fig. 1 ist eine Zentrale A, und damit auch der Angerufene in einer Fernsprechverbindung, mit Hilfe eines zweipoligen Übertragungsweges über eine Bandsperre 1 mit dem Anrufer B verbunden. Der Ausgang eines Taximpulsgebers 2 der Zentrale A ist auf den Moduliereingang eines Generators 3 geschaltet, dessen Ausgang seinerseits ein moduliertes Hilfssignal in den Übertragungsweg einspeist und zwar im Einspeisepunkt M am Eingang der Bandsperre 1. Dieser Eingang befindet sich auf der Anruferseite der Bandsperre 1. In den nachfolgenden Figuren wird der Taximpulsgeber 2 aus Gründen der zeichnerischen Einfachheit nicht mehr dargestellt. In Fig. 1 a center A, and thus also the called party in a telephone connection, is connected to the caller B with the aid of a two-pole transmission path via a band reject 1. The output of a taxi pulse generator 2 of the center A is connected to the modulating input of a generator 3, the output of which in turn feeds a modulated auxiliary signal into the transmission path, specifically at the entry point M at the entrance to the band-stop 1. This input is located on the caller side of the band-stop 1. In In the following figures, the tax pulse generator 2 is no longer shown for the sake of simplicity of the drawing.

Die Bandsperre 1 besteht z.B. aus einem passiven Filter in 7t-Anordnung gemäss der Fig. 2, dessen Längszweig aus einem Parallel-Resonanzkreis 4 gebildet ist, der aus einer Spule LI und einem ersten Kondensator Cl besteht, und dessen beide Querzweige aus je einer Impedanz ZI bzw. Z2 gebildet sind. Die beiden Impedanzen ZI und Z2 sind die Leitungseingangsimpedanzen des Übertragungsweges und besitzen im Fall einer Fernsprechübertragung je einen Wert von annähern 600 Ohm. Die Einspeisung des Hilfssignals erfolgt über einen zweiten Kondensator C2, der mit dem Generator 3 in Reihe geschaltet ist und die Funktion einer ersten Einspeiseschaltung 5 ausübt. Bandstop 1 is e.g. 2, the longitudinal branch of which is formed from a parallel resonant circuit 4, which consists of a coil LI and a first capacitor Cl, and whose two transverse branches are each formed from an impedance ZI or Z2 are. The two impedances ZI and Z2 are the line input impedances of the transmission path and each have a value of approximately 600 ohms in the case of a telephone transmission. The auxiliary signal is fed in via a second capacitor C2, which is connected in series with the generator 3 and performs the function of a first feed circuit 5.

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

662 021 662 021

Die Reihenschaltung 3; C2 liegt parallel zur Impedanz Z2 der Anruferseite. The series circuit 3; C2 is parallel to the impedance Z2 of the caller side.

Die Bandsperre hoher Dämpfung der Fig. 3 entspricht annähernd der Fig. 2, nur dass der Generator 3 hier noch zusätzlich über die Kaskadenschaltung eines Amplituden/Phasen-Einstell-gliedes 6 und einer zweiten Einspeiseschaltung 7 mit einem weiteren Einspeisepunkt N am Ausgang des Parallel-Resonanzkrei-ses 4 verbunden ist. Dieser Ausgang befindet sich auf der Seite der Zentrale der Bandsperre 1. Die zweite Einspeiseschaltung 7 besteht z.B. aus einem dritten Kondensator C3. Der Generator 3 speist das Amplituden/Phasen-Einstellglied 6 an seinem ersten Eingang 8, während ein zweiter Eingang 9 mit dem weiteren Einspeisepunkt N und fakultativ ein dritter Eingang 10 mit dem Einspeisepunkt M verbunden ist. 3 corresponds approximately to that of FIG. 2, except that the generator 3 here additionally via the cascade connection of an amplitude / phase setting element 6 and a second feed circuit 7 with a further feed point N at the output of the parallel Resonance circuits 4 is connected. This output is located on the side of the control center of the bandstop filter 1. The second feed circuit 7 is e.g. from a third capacitor C3. The generator 3 feeds the amplitude / phase setting element 6 at its first input 8, while a second input 9 is connected to the further feed point N and optionally a third input 10 is connected to the feed point M.

Die Fig. 4 entspricht annähernd der Fig. 3 mit folgenden Unterschieden: 4 corresponds approximately to FIG. 3 with the following differences:

Die Spule LI ist die erste Spule eines Dreispulen-Transfor-mators 11, dessen beide andere Spulen L2 und L3 in je einem Draht des zweipoligen Übertragungsweges in Reihe zwischengeschaltet sind. Der Paraliel-Resonanzkreis 4 ist somit nicht mehr direkt, sondern induktiv mit dem Übertragungsweg verbunden. Der Dreispulen-Transformator 11 und der erste Kondensator Cl bilden ein passives Bandsperrfilter 12, welches mit dem Übertragungsweg in Kaskade geschaltet ist. Der Ausgang der zweiten Einspeiseschaltung 7 ist hier nicht mehr direkt mit dem weiteren Einspeisepunkt N, sondern mit einem Pol N' des Par-allel-Resonanzkreises LI; Cl verbunden, während dessen anderer Pol an Masse liegt. The coil LI is the first coil of a three-coil transformer 11, the other two coils L2 and L3 of which are connected in series in one wire each of the two-pole transmission path. The parallel resonant circuit 4 is thus no longer directly but inductively connected to the transmission path. The three-coil transformer 11 and the first capacitor C1 form a passive bandstop filter 12 which is cascaded with the transmission path. The output of the second feed circuit 7 is here no longer directly with the further feed point N, but with a pole N 'of the parallel resonance circuit LI; Cl connected, while the other pole is grounded.

Der Generator 3 ist ein hochfrequenter Rechteckgenerator und sein Ausgang wird nicht direkt, sondern über einen Teil des Amplituden/Phasen-Einstellgliedes 6 und einen daran anschliessenden Zweispulen-Transformator 13 auf den zweiten Kondensator C2 geführt. Dabei ist ein Pol der Primärwicklung 13a des Zweispulen-Transformators 13 mit einem zweiten Ausgang 14 des Amplituden/Phasen-Einstellgliedes 6 verbunden, während dessen erster Ausgang 15 auf den Eingang der zweiten Einspeiseschaltung 7 geführt ist. Der andere Pol der Primärwicklung 13a liegt an Masse, während die Sekundärwicklung 13b des Zweispulen-Transformators 13 mit dem zweiten Kondensator C2 in Reihe geschaltet ist. Der Zweispulen-Transformator 13 und der zweite Kondensator C2 bilden hier zusammen die erste Einspeiseschaltung 5. The generator 3 is a high-frequency square-wave generator and its output is not led directly to the second capacitor C2, but via part of the amplitude / phase setting element 6 and a two-coil transformer 13 connected to it. One pole of the primary winding 13a of the two-coil transformer 13 is connected to a second output 14 of the amplitude / phase adjusting element 6, during the first output 15 of which is led to the input of the second feed circuit 7. The other pole of the primary winding 13a is grounded, while the secondary winding 13b of the two-coil transformer 13 is connected in series with the second capacitor C2. The two-coil transformer 13 and the second capacitor C2 here together form the first feed circuit 5.

Im Amplituden/Phasen-Einstellglied 6 wird mit Hilfe eines zweipoligen Umschalters 16 entweder der zweite oder der dritte Eingang 9 oder 10 auf den zweipoligen Eingang eines Band-pass-Verstärkers 17 geschaltet, der über einen Synchron-Ampli-tudendetektor 18 mit dem Eingang einer Steuereinheit 19 verbunden ist. Der erste Ausgang 20 der Steuereinheit 19 ist auf den Steuereingang eines ersten Verstärkers 21 mit variablem Verstärkungsfaktor, der zweite Ausgang 22 auf denjenigen eines Phasenschiebers 23, der dritte Ausgang 24 auf denjenigen eines zweiten Verstärkers 25 mit variablem Verstärkungsfaktor und der vierte Ausgang 26 auf den Steuereingang des Umschalters 16 geführt. Der Phasenschieber 23 besitzt zwei Ausgänge, und ist einerseits mit Hilfe des ersten Ausgangs mit dem ersten Verstärker 21 über einen ersten Rechteck/Sinus-Wandler 27 und anderseits mit Hilfe des zweiten Ausgangs mit dem zweiten Verstärker 25 über einen zweiten Rechteck/Sinus-Wandler 28 in Kaskade geschaltet. Der Ausgang des Generators 3 ist über eine dieser beiden Kaskadenschaltungen jeweils mit dem Eingang der zweiten bzw. mit dem Eingang der ersten Einspeiseschaltung 7 bzw. 5 verbunden. Zusätzlich ist der Ausgang des Generators 3 noch über einen Frequenzteiler 29 auf den Synchro-nisier-Eingang des Synchron-Amplitudendetektors 18 geschaltet. Nur wenn der Phasenschieber ein digitaler Phasenschieber ist, ist der Generator 3 ein hochfrequenter Rechteckgenerator. Ist dies nicht der Fall, so kann der Generator 3 ein Tonfrequenzgenerator sein und die beiden Rechteck/Sinus-Wandler In the amplitude / phase setting element 6, either the second or the third input 9 or 10 is switched to the two-pole input of a band-pass amplifier 17 with the aid of a two-pole switch 16, which is connected via a synchronous amplitude detector 18 to the input one Control unit 19 is connected. The first output 20 of the control unit 19 is on the control input of a first amplifier 21 with a variable gain factor, the second output 22 on that of a phase shifter 23, the third output 24 on that of a second amplifier 25 with a variable gain factor and the fourth output 26 on the control input of the switch 16 out. The phase shifter 23 has two outputs, and is on the one hand using the first output with the first amplifier 21 via a first square / sine converter 27 and on the other hand using the second output with the second amplifier 25 via a second square / sine converter 28 cascaded. The output of the generator 3 is connected via one of these two cascade circuits to the input of the second or to the input of the first feed circuit 7 or 5. In addition, the output of the generator 3 is also connected via a frequency divider 29 to the synchronizing input of the synchronous amplitude detector 18. Only when the phase shifter is a digital phase shifter is the generator 3 a high-frequency rectangular generator. If this is not the case, the generator 3 can be an audio frequency generator and the two square / sine converters

27 und 28 sowie der Frequenzteiler 29 können eingespart werden. 27 and 28 and the frequency divider 29 can be saved.

Funktionsbeschreibung Functional description

Nachfolgend wird angenommen, dass es sich bei der Übertragung um eine Fernsprechübertragung handelt. In diesem Fall stellt ein Anrufer B gemäss der Fig. 1 über die Bandsperre 1 und die Zentrale A eine Fernsprechverbindung her mit einem angerufenen Teilnehmer. Die Zentrale ermittelt den Taxwert des Ferngesprächs und teilt diesen dem Anrufer B mit, indem der Taximpulsgeber 2 in der Zentrale A Taximpulse erzeugt, die die Trägerfrequenz fjo des Generators 3 auf irgendeine Art modulieren, und wobei das so modulierte Taximpulssignal anschliessend im Einspeisepunkt M in den zweipoligen Übertragungsweg eingespeist wird. Die Bandsperre 1 verhindert, dass der angerufene Teilnehmer das modulierte Taximpulssignal empfängt. Die Frequenzen des übertragenen Hauptsignals, d.h. des Sprachbandes, liegen zwischen 300 Hz und 3400 Hz, während die Trägerfrequenz fro des Taximpulssignals oft gleich 12 kHz oder 16 kHz gewählt wird. In diesem Fall genügt die Verwendung eines der bekannten einfachen passiven Filter, z.B. eines Filters gemäss der Fig. 2, als Bandsperre 1. Die Abgleichfrequenz fo des Parallel-Resonanzkreises 4 wird dabei in der Regel gleich der Trägerfrequenz fxo des Taximpulssignals gewählt. In the following it is assumed that the transmission is a telephone transmission. In this case, a caller B according to FIG. 1 establishes a telephone connection with a called subscriber via the band-stop 1 and the central office A. The center determines the tax value of the long-distance call and notifies the caller B by the tax impulse generator 2 in the center A generating tax impulses which modulate the carrier frequency fjo of the generator 3 in some way, and the tax pulse signal thus modulated subsequently at the entry point M into the two-pole transmission path is fed. The bandstop 1 prevents the called subscriber from receiving the modulated taxi pulse signal. The frequencies of the transmitted main signal, i.e. of the voice band are between 300 Hz and 3400 Hz, while the carrier frequency fro of the taxi pulse signal is often chosen to be equal to 12 kHz or 16 kHz. In this case it is sufficient to use one of the known simple passive filters, e.g. of a filter according to FIG. 2, as a bandstop filter 1. The adjustment frequency fo of the parallel resonance circuit 4 is generally chosen to be equal to the carrier frequency fxo of the taxi pulse signal.

Für gewisse Anwendungen ist es notwendig oder mindestens vorteilhaft, wenn die Trägerfrequenz fro möglichst niedrig ist, d.h. in der Nähe von 3400 Hz liegt, damit das Taximpulssignal in der Richtung, in der es übertragen werden soll, nicht nennenswert stärker gedämpft wird als das als Hauptsignal übertragene Sprachsignal. Die Trägerfrequenz fTO wird dann z.B. For certain applications it is necessary or at least advantageous if the carrier frequency fro is as low as possible, i.e. is in the vicinity of 3400 Hz, so that the taxi pulse signal is not attenuated significantly more in the direction in which it is to be transmitted than the speech signal transmitted as the main signal. The carrier frequency fTO is then e.g.

gleich 3400 Hz/0,9 = 3800 Hz gewählt. In diesem Fall ist die Güte der erwähnten einfachen passiven Filter nicht mehr genügend um die geforderte Übertragungsqualität zu gewährleisten, da das Taximpulssignal dafür in Sperrichtung durch die Bandsperre 1 bei ca. 3400 Hz annähernd um 40 dB gedämpft werden muss, ohne dass dabei das Sprachsignal dämpfungsmässig nennenswert beeinflusst werden darf. Die erwähnten einfachen passiven Filter würden, um dies zu gewährleisten, einen Gütefaktor Q > 200 benötigen, was mit den verwendbaren Spulen mit einfachen Filtern praktisch nicht zu bewerkstelligen ist. Dies um so weniger, als die Belastung des Filters durch die Belastwiderstände des Übertragungsweges variabel und nichtresistiv sein kann. Zusätzliche Schwierigkeiten ergeben sich aus der Tatsache, dass je grösser der geforderte Gütefaktor Q ist, d.h. je schmalbandi-ger der gewünschte Sperrbereich der Bandsperre 1 ist, je stabiler und je genauer übereinstimmend müssen die Trägerfrequenz fro des Taximpulssignals und die Abgleichfrequenz fo des Parallel-Resonanzkreises 4 sein. Ausserdem ist die Modulierbarkeit des Hilfssignals bei extrem schmalbandigen Filtern beschränkt. Dem abzuhelfen ist teuer, da viele Spulen benötigt werden, und ergibt eine schlechte Impedanz-Transparenz, vor allem im Frequenzbereich 3000 Hz bis 3600 Hz. Die relative Änderung dieser beiden Frequenzen darf höchstens 0,1 bis 0,01 Prozent betragen, damit das Taximpulssignal bei 3400 Hz annähernd um 40 dB gedämpft ist. Unter Berücksichtigung der Alterung der Bauelemente und die nicht konstanten Umgebungsbedingungen der Schaltung ist ein unterschiedliches Abwandern beider Frequenzen fxo und fo kaum zu vermeiden, so dass die zulässige relative Abwanderung kaum eingehalten werden kann. Um alle diese Nachteile zu vermeiden, wird am besten eine Bandsperre hoher Dämpfung gemäss eine der Fig. 3 oder 4 verwendet. Diese Bandsperre besitzt ebenfalls ein passives Bandsperrfilter 12 mit einem Paraliel-Resonanzkreis 4. Sein Gütefaktor braucht jedoch nur mehr einen Wert zwischen 2 und 4 zu besitzen, was leicht zu realisieren ist. Ein Kompensationssignal der Kreisfrequenz coxo = 2n fxo wird dabei zusätzlich über die zweite Einspeiseschaltung 7 in das Bandsperrfilter 12 (Fig. 4) bzw. zen- 3400 Hz / 0.9 = 3800 Hz selected. In this case, the quality of the simple passive filters mentioned is no longer sufficient to ensure the required transmission quality, since the taxi pulse signal must be attenuated in the blocking direction by the band-stop filter 1 at approximately 3400 Hz by approximately 40 dB without the speech signal being attenuated may be significantly influenced. To ensure this, the simple passive filters mentioned would require a quality factor Q> 200, which is practically impossible to achieve with the coils that can be used with simple filters. This is all the less because the load on the filter can be variable and non-resistive due to the load resistances of the transmission path. Additional difficulties arise from the fact that the greater the required quality factor Q, i.e. the more narrowband the desired blocking range of bandstop filter 1 is, the more stable and the more precisely matched the carrier frequency fro of the taxi pulse signal and the adjustment frequency fo of the parallel resonant circuit 4 must be. In addition, the ability to modulate the auxiliary signal is restricted in the case of extremely narrow-band filters. To remedy this is expensive, since many coils are required, and results in poor impedance transparency, especially in the frequency range 3000 Hz to 3600 Hz. The relative change in these two frequencies must not exceed 0.1 to 0.01 percent for the taxi pulse signal is attenuated by approximately 40 dB at 3400 Hz. Taking into account the aging of the components and the non-constant environmental conditions of the circuit, a different migration of both frequencies fxo and fo can hardly be avoided, so that the permissible relative migration can hardly be maintained. In order to avoid all these disadvantages, it is best to use a band-stopper with high attenuation according to one of FIGS. 3 or 4. This bandstop filter also has a passive bandstop filter 12 with a parallel resonant circuit 4. However, its quality factor only needs to have a value between 2 and 4, which is easy to implement. A compensation signal of the angular frequency coxo = 2n fxo is additionally fed into the bandstop filter 12 (FIG. 4) or zen via the second feed circuit 7

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

662 021 662 021

tralseitig des Bandsperrfilters 12 in den Übertragungsweg eingespeist. Dieses Kompensationssignal besitzt demnach die gleiche Frequenz fxo wie das primäre Taximpulssignal der Kreisfrequenz (üto, das über die erste Einspeiseschaltung 5 anruferseitig in den Übertragungsweg eingespeist wird. Beide Signale besitzen in der Regel unterschiedliche Amplituden und Phasen. Diese werden mit Hilfe der Steuereinheit 19 dermassen ermittelt, dass die resultierende Spannung un(t) am Ausgang N,N* des Bandsperrfilters 12 (siehe Fig. 4) annähernd gleich Null ist. Es gilt dann die Gleichung: tral side of the notch filter 12 fed into the transmission path. Accordingly, this compensation signal has the same frequency fxo as the primary taxi pulse signal of the angular frequency (üto, which is fed into the transmission path on the caller side via the first feed circuit 5. Both signals generally have different amplitudes and phases. These are determined with the help of the control unit 19 that the resulting voltage un (t) at the output N, N * of the bandstop filter 12 (see FIG. 4) is approximately equal to zero.

A(t) • sin[ft)To • t + cp(t)] - A' (t) • sin[ct>TO • t + (p' (t)] = u>j(t) = 0, A (t) • sin [ft) To • t + cp (t)] - A '(t) • sin [ct> TO • t + (p' (t)] = u> j (t) = 0,

wobei A' (t) die Amplitude und <p' (t) die Phase des Spannungsanteils von un(t) ist, der vom ersten Verstärker 21 herrührt, während A(t) die Amplitude und cp(t) die Phase des Spannungsanteils von UN(t) ist, der vom zweiten Verstärker 25 herrührt. where A '(t) is the amplitude and <p' (t) is the phase of the voltage component of un (t) resulting from the first amplifier 21, while A (t) is the amplitude and cp (t) the phase of the voltage component of UN (t) that comes from the second amplifier 25.

Der Dreispulen-Transformator 11 dient der Gewinnung der Symmetrie und zusätzlich mit dem Zweispulen-Transformator 13 der galvanischen Trennung zwischen Übertragungsweg und Amplituden/Phasen-Einstellglied 6. Die Beschattung des Übertragungsweges mit dem Dreispulen-Transformator 11 und dem ersten Kondensator Cl ist an sich aus einschlägigen PTT-Vorschriften bekannt und nicht Gegenstand der Erfindung. The three-coil transformer 11 is used to obtain the symmetry and, in addition, with the two-coil transformer 13, to provide electrical isolation between the transmission path and the amplitude / phase setting element 6. The shading of the transmission path with the three-coil transformer 11 and the first capacitor C1 is in itself out relevant PTT regulations known and not the subject of the invention.

Die Spannung UN(t) am Ausgang des Bandsperrfilters 12 wird über den zweiten Eingang 9 dem Amplituden/Phasen-Ein-stellglied 6 zugeführt. Wegen den Pegelschwankungen am Eingang des Bandsperrfilters 12, welche z.B. bedingt sind durch Impedanzschwankungen oder Schaltvorgänge im Übertragungsweg, ist es von Vorteil aus Stabilitätsgründen auch die Spannung umOO am Eingang des Bandsperrfilters 12 über den dritten Eingang 10 dem Amplituden/Phasen-Einstellglied 6 zuzuführen. In diesem Fall werden die beiden Spannungen um© und un(î) am Eingang und am Ausgang des Bandsperrfilters 12 zeitlich abwechselnd mit Hilfe des Umschalters 16 dem Bandpass-Verstärker 17 zweipolig zugeführt. Dessen hoher Eingangswiderstand verhindert eine zusätzliche Belastung des Übertragungsweges, und dessen Bandpassfilter, das eine mittlere Abgleichfrequenz von fro besitzt, eliminiert alle taximpulsfremde Signale, wie z.B. das Sprachsignal. Der Synchron-Amplituden-detektor 18 detektiert anschliessend mittels einer synchronen Démodulation die Amplituden von UN(t), die anschliessend in der Steuereinheit 19 numerisch dermassen ausgewertet werden, dass solche Werte der Amplitude A' (t) und der Phase (p' (t) des Kompensationssignals ermittelt werden, die die resultierende Spannung un(î) am Ausgang des Bandsperrfilters 12 annähernd Null machen. Wegen den durch Schaltvorgänge und Ladungsschwankungen bedingten Nichtstationaritäten auf dem Übertragungsweg müssen in jedem Augenblick fortlaufend die Werte der Amplitude A' (t) und der Phase (p' (t) neu ermittelt und an-gepasst werden. The voltage UN (t) at the output of the bandstop filter 12 is fed to the amplitude / phase setting element 6 via the second input 9. Because of the level fluctuations at the input of the notch filter 12, which e.g. are caused by fluctuations in impedance or switching processes in the transmission path, it is also advantageous for stability reasons to supply the voltage umOO at the input of the bandstop filter 12 to the amplitude / phase setting element 6 via the third input 10. In this case, the two voltages around © and un (î) at the input and at the output of the bandstop filter 12 are alternately supplied to the bandpass amplifier 17 in two poles with the aid of the switch 16. Its high input resistance prevents an additional load on the transmission path, and its bandpass filter, which has an average adjustment frequency of fro, eliminates all non-tax impulse signals, e.g. the speech signal. The synchronous amplitude detector 18 then uses synchronous demodulation to detect the amplitudes of UN (t), which are then evaluated numerically in the control unit 19 such that values of the amplitude A '(t) and the phase (p' (t ) of the compensation signal, which make the resulting voltage un (î) at the output of the bandstop filter 12 almost zero. Because of the non-stationarities on the transmission path caused by switching processes and charge fluctuations, the values of the amplitude A '(t) and the Phase (p '(t) can be newly determined and adjusted.

Im Fall eines digitalen Phasenschiebers 23 wird die Trägerfrequenz fro des Taximpulssignals von der durch den Generator 3 erzeugten hohen Frequenz von z.B. 1024-3800 Hz = 3,8912 In the case of a digital phase shifter 23, the carrier frequency fro of the taxi pulse signal is determined by the high frequency generated by the generator 3, e.g. 1024-3800 Hz = 3.8912

MHz abgeleitet mit Hilfe des Frequenzteilers auf fxo = 3800 Hz reduziert. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 29 dient dazu den Synchron-Amplitudendetektor 18 mit der Trägerfrequenz fxo zu synchronisieren. Je höher die Frequenz des Generators 3 ist, je genauer kann die Phase <p' (t) des Kompensationssignals anschliessend generiert werden; je grösser ist dann allerdings auch der Geräteaufwand des Frequenzteilers 29. MHz derived using the frequency divider reduced to fxo = 3800 Hz. The output signal of the frequency divider 29 is used to synchronize the synchronous amplitude detector 18 with the carrier frequency fxo. The higher the frequency of the generator 3, the more precisely the phase <p '(t) of the compensation signal can then be generated; however, the greater the expenditure of equipment of the frequency divider 29.

Wenn der Ausgang des Bandsperrfilters 12 mit Hilfe des Umschalters 16 auf den Bandpass-Verstärker 17 geschaltet ist, wirkt der erste Ausgang 20 der Steuereinheit 19 auf den Steuereingang des ersten Verstärkers 21 ein und stellt denVerstär-kungsfaktor so ein, dass die Amplitude A' (t) des Kompensationssignals, am Ausgang des Bandsperrfilters 12 gemessen, den geforderten Wert besitzt. Gleichzeitig wirkt der zweite Ausgang 22 der Steuereinheit 19 auf den Steuereingang des Phasenschiebers 23 ein und stellt die Phase <p' (t) des Kompensationssignals ein. Der Generator 3 speist den Phasenschieber 23 mit der hohen rechteckförmigen Frequenz von 3,8912 MHz, so dass die Phase <p' (t) mit Phasenschritten im Wert von 2V1024 mit der gewünschten Genauigkeit eingestellt werden kann. If the output of the bandstop filter 12 is switched to the bandpass amplifier 17 by means of the switch 16, the first output 20 of the control unit 19 acts on the control input of the first amplifier 21 and adjusts the amplification factor so that the amplitude A '( t) the compensation signal, measured at the output of the notch filter 12, has the required value. At the same time, the second output 22 of the control unit 19 acts on the control input of the phase shifter 23 and sets the phase <p '(t) of the compensation signal. The generator 3 feeds the phase shifter 23 with the high rectangular frequency of 3.8912 MHz, so that the phase <p '(t) can be set with phase increments of 2V1024 with the desired accuracy.

Wenn dagegen der Eingang des Bandsperrfilters 12 mit Hilfe des Umschalters 16 auf den Bandpass-Verstärker 17 geschaltet ist, stellt der dritte Ausgang 24 der Steuereinheit 19 den Verstärkungsfaktor des zweiten Verstärkers 25 dermassen ein, dass die Pegelschwankungen der Spannung Um(0 am Eingang des Bandsperrfilters 12 möglichst stark reduziert werden und die Gesamtschaltung stabil bleibt. Die Ausgangssignale an den beiden Ausgängen des Phasenschiebers 23 sind im Fall eines digitalen Phasenschiebers rechteckförmig. Sie werden mit Hilfe der Rechteck/Sinus-Wandler 27 und 28 in sinusförmige Signale der Frequenz fxo umgewandelt. Die Kaskadenschaltung bestehend aus Phasenschieber 23, zweiten Rechteck/Sinus-Wandler 28 und zweiten Verstärker 25 erzeugt das primäre, im Einspeisepunkt M einzuspeisende Taximpulssignal. Die Kaskadenschaltung bestehend aus Phasenschieber 23, ersten Rechteck/Sinus-Wandler 27 und ersten Verstärker 21 generiert das Kompensationssignal, welches an einem anderen Einspeisepunkt als das primäre Taximpulssignal in den Übertragungsweg eingekoppelt wird, nämlich im zweiten Einspeisepunkt N bzw. N'. Wie bereits erwähnt sind die beiden Rechteck/Sinus-Wandler 27 und 28 überflüssig, wenn der Phasenschieber 23 nichtdigital ist, und können dann weggelassen werden. If, on the other hand, the input of the bandstop filter 12 is switched to the bandpass amplifier 17 with the aid of the switch 16, the third output 24 of the control unit 19 adjusts the amplification factor of the second amplifier 25 to such an extent that the level fluctuations in the voltage Um (0 at the input of the bandstop filter The output signals at the two outputs of the phase shifter 23 are rectangular in the case of a digital phase shifter and are converted into sinusoidal signals of the frequency fxo with the aid of the square-wave / sine converters 27 and 28 The cascade circuit consisting of phase shifter 23, second square-wave / sine converter 28 and second amplifier 25 generates the primary tax pulse signal to be fed in at the entry point M. The cascade circuit consisting of phase shifter 23, first square-wave / sine converter 27 and first amplifier 21 generates the compensation signal, which at another feed sepunkt as the primary taxi pulse signal is coupled into the transmission path, namely in the second feed point N or N '. As already mentioned, the two square / sine converters 27 and 28 are superfluous if the phase shifter 23 is not digital and can then be omitted.

Zu Beginn stellt die Steuereinheit 19 in einem ersten Schritt z.B. die Amplitude A' (t) und die Phase (p' (t) gleichzeitig ein, damit die Spannung u„(t) schnell möglichst stark gedämpft wird, z.B. auf 10 dB. Später erfolgt dann die Feineinstellung indem abwechselnd entweder nur die Amplitude A' (t) oder die Phase <p' (t) in aufeinanderfolgenden Schritten fortlaufend verstellt wird, um die Spannung UN(t) zuerst zu minimieren und dann auf Null zu reduzieren. At the beginning, the control unit 19 in a first step e.g. the amplitude A '(t) and the phase (p' (t) at the same time, so that the voltage u "(t) is damped as quickly as possible, for example to 10 dB. Later, the fine adjustment is made by alternating either only the amplitude A '(t) or the phase <p' (t) is continuously adjusted in successive steps in order to first minimize the voltage UN (t) and then reduce it to zero.

Die Dämpfung der gesamten Bandsperre ist grösser als 40 dB im Frequenzbereich des Hauptsignals, d.h. des Sprachbandes. The attenuation of the entire bandstop is greater than 40 dB in the frequency range of the main signal, i.e. of the language band.

4 4th

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

V V

2 Blätter Zeichnungen 2 sheets of drawings

Claims

662 021

1. band stop with attenuation higher than 40 dB for blocking a direction of transmission of an auxiliary signal generated by a generator in a transmission system without appreciably affecting a main signal to be transmitted, with a passive band stop filter that is cascaded with the transmission path, and a first feed circuit, which is connected to the input of the passive bandstop filter, characterized in that the generator (3) additionally via an amplitude / phase setting element (6) and its first input (8) and a subsequent second feed circuit (7) is connected to another feed point (N, N ') of the passive bandstop filter (4, 12), the amplitude / phase adjusting element (6) also having at least one second input (9) for measuring the output voltage of the passive bandstop filter (4, 12 ) has.

2. Bandstop according to claim 1, characterized in that within the amplitude / phase adjusting element (6) the second input (9) via a bandpass amplifier (17) and a subsequent synchronous amplitude detector (18) with the input of a control unit ( 19), which is used to determine the values of the amplitude A '(t) and the phase q>' (t) of a voltage component generated by a compensation signal, and their first and second outputs (20, 22) to the control input of a first Amplifiers (21) with a variable gain factor or a phase shifter (23) are guided, which serve to generate the compensation signal and are both connected in cascade, the generator (3) on the one hand via this cascade circuit (23; 21) with the input of the second Feed circuit (7) and on the other hand is connected to the synchronizing input of the synchronous amplitude detector (18).

2nd

PATENT CLAIMS

3. Bandstop according to claim 2, characterized in that the amplitude / phase setting element (6) additionally, for measuring the input voltage of the passive bandstop filter (12), has a third input (10) that within the amplitude / phase Setting member (6) of the second and third inputs (9, 10) is connected via a changeover switch (16) to the input of the bandpass amplifier (17) and the control unit (19) by means of a third output (24) to the control input of a second Amplifier (25) with a variable gain factor and connected to the control input of the switch (16) by means of a fourth output (26), a second output of the phase shifter (23) via the second amplifier (25) with the input of the first feed circuit (5 ) connected is.

4. bandstop according to claim 2 or 3, characterized in that the phase shifter (23) is a digital phase shifter, the output or outputs of each via a square / sine converter (27 or 27, 28) with the amplifier connected downstream ( 21 or 25) that the generator (3) is a high-frequency square-wave generator, and that its output is routed via a frequency divider (29) to the synchronizing input of the synchronous amplitude detector (18).

Area of application and purpose