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PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zur gesicherten Übertragung von Sprachsignalen auf einer einen Sender und einen Empfänger enthaltenden Analog-Übertragungsstrecke mit beschränkter Bandbreite, wobei im Sender pulscodemodulierte Sprachsignale erzeugt und in Abschnitte bestehend aus N Abtastproben eingeteilt, orthogonal transformiert, verschlüsselt und anschliessend übertragen werden und im synchronisiert zum Sender betriebenen Empfänger durch Rücktransformationen zu einem Sprachsignal zurückgeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass im Sender in einem ersten Verfahrensschritt eine dem Gehör angepasste Informationsreduktion vorgenommen wird und in einem zweiten Verfahrensschritt die verbleibende Information durch positive n-fach vervielfachte Zahlenwerte dargestellt, verschlüsselt und sequentiell als Analogsignal übertragen werden, wobei n eine reelle Zahl ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Verfahrensschritt das diskrete Spektrum des jeweiligen Abschnittes berechnet und derart verstärkt wird, dass die einzelnen Spektren eine konstante mittlere Amplitude aufweisen und dass dieses verstärkte Sprachspektrum in ein oberes und unteres Frequenzband aufgeteilt wird, wobei einerseits das obere Frequenzband für aus k gemittelten Bildproben approximierte Betragsinformationen und andererseits das untere Frequenzband für approximierte positive betragsund phasenbezogene Informationen vorgesehen ist und dass im zweiten Verfahrensschritt die daraus resultierenden Informationssignale einzeln n-fach vervielfacht und in einem Bereich von m Sprachabschnitten als Einheit pseudo-zufällig vertauscht und/oder gruppenweise verschlüsselt und übertragen werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die in einem Bereich.von m Sprachabschnitten pseudozufällig vertauschten, n-fach vervielfachten positiven Informationssignale als Einheit alternierend mit wechselndem Vorzeichen summiert werden, die resultierenden laufenden Partialsummen gebildet, n-fach vervielfacht, durch digitale Modulation der Bandbreite des Übertragungskanals angepasst und durch ein Synchronisiersignal ergänzt, übertragen werden.
4. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das vom Sender zu übertragende Sprachsignal (S(t)) dem Eingang einer Sprach-Parameterisierungs-Einheit (A) zugeführt ist, deren Ausgang über eine zwischengeschaltete Datenreduktions-Stufe (B) mit dem Eingang einer Codier-Einheit (C) verbunden ist, welche das Sendersignal (f(t)) steuert und wobei das übertragene Sendersignal (f'(t)) im Empfänger dem Eingang einer Rück-Codier-Einheit (C') zugeführt ist, deren Ausgang über eine Parameter-Rückgewinnungs-Einheit (B') mit einem Sprachsignalbildner (A') verbunden ist, welcher an seinem Ausgang ein empfangenes analoges Sprachsignal (S'(t)) abgibt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Sprach-Parameterisierungs-Einheit (A) aus einer Digitalisierungs-Stufe (1) mit nachgeschalteten Diskret-Fouriertransformations-Stufe (2) und Spektrums Gewichtungs-Stufe (3) besteht und dass die Codier-Einheit (C) aus einer Serienschaltung bestehend aus einem Daten Duplizierer (5), einem Daten-Verschlüssler (6), einem Daten Coder (7) und einem Modulator (8) aufgebaut ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Rück-Codier-Einheit (C') aus einem Demodulator (9) mit nachgeschalteten Synchronisations Detektor-Decoder (10) und Entschlüssler (11) besteht, dass die Parameter Rückgewinnungs-Einheit (B') aus einem Daten-Umformer (12) mit nachgeschalteter Invers-Spektrums-Gewichtungs-Stufe (13) besteht und dass der Sprachsignalbildner (a') aus einer Serienschaltung bestehend aus einer Diskret-Fourierrücktransformations-Stufe (14), einem Abschnitt-Grenzenanpasser (15) und einem Digital-Analog Wandler (16) aufgebaut ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Sprach-Parameterisierungs-Einheit (A) ein erster Pseudo-Zufallszahlengenerator (17) vorgeschaltet ist, dessen Ausgang die Anzahl N der Abtastproben steuert, und dass die Abschnittsbildung im Empfänger durch einen zweiten synchron zum ersten laufenden Pseudo-Zufallsgenerator (18) gesteuert wird.
Die vorliegende Erfindung geht aus von einem Verfahren zur gesicherten Übertragung von Sprachsignalen nach der Gattung des Anspruchs 1 und einer Schaltungsanordnung nach der Gattung des Anspruchs 4.
Bekanntlich finden bei der nachrichtentechnischen Übertragung von Sprache in zunehmendem Masse Methoden zur Sicherung vor unbefugtem Abhören Anwendung. Die entsprechende Sprachübertragung erfolgt zu diesem Zweck entweder durch: Codierung oder Parameterisierung mit anschliessender Verschlüsselung oder durch Verschleierung.
Sprachverschleierungsgeräte lassen sich bis heute in sechs Entwicklungsgenerationen einteilen, wobei die letzte nicht mehr von einer Übertragung des Sprachsignals selber ausgeht, sondern von einer orthogonalen Transformation des Sprachsignals (vgl. u.a. IEEE Transactions on Audio and Electro-acoustics, Vol. AU-21, No. 3, June 1973, pp. 165-174 und P. Meier, Secure Speech Communication over a CCITT Speech Channel, published in NATO ASI Proceedings on Speech Understanding and Synthesis, Bonas France, July
1979).
Es ist ein Verfahren zur Verschleierung von Sprachsignalen gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bekannt (DAS 25 23 828). In einer Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens wird ein in seiner Bandbreite auf 3 kHz beschränktes Sprachsignal pulscodemoduliert und durch einen Zeitverwürfler gesteuert in Abtastproben geteilt. Aus den Abtastproben werden mittels einer orthogonalen Matrix Bildproben gewonnen und deren Werte abschnittweise nacheinander von einem Sender zu einem Empfänger übertragen.
Theoretisch ist bei diesem Verfahren der Übertragungsweg als ideal angenommen worden; in praxi ist nur eine sehr beschränkte Verständlichkeit erreichbar, da die Systemgrenzen eines realen Übertragungsweges (z.B. CCITT-Sprachkanal) nicht genügend berücksichtigt sind.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur gesicherten analogen schmalbandigen Sprachübertragung zu schaffen, welche eine hohe Sprachqualität beim berechtigten Empfänger ergeben und gleichzeitig eine erhöhte Sicherheit gegen unbefugtes Abhören aufweisen.
Das im Anspruch 1 genannte Verfahren erweist sich insbesondere bei Übertragungsstrecken mit einem CCITT Sprachkanal als vorteilhaft (vgl. CC ITT, International Telecommunication Union, Geneva 1977, Vol. III Line Transmission, Vol. V Telephone Transmission Quality).
Die Informationsreduktion nach Anspruch 1 basiert auf der Erkenntnis, dass insbesondere bei Frequenzen über zirka
1 kHz vom menschlichen Gehör her die Phaseninformationen des Sprachsignals von geringer Bedeutung sind. Die entsprechende, dem menschlichen Gehör angepasste Informationsreduktion erlaubt nun die durch die orthogonale Transformation gewonnenen Bildproben trotz beschränkter Bandbreite zusätzlich durch eine Verschlüsselung gesichert zu übertragen, was einerseits einen grösseren Schutz vor unbefugtem
Abhören ergibt und andererseits die Störempfindlichkeit der Signale im Übertragungsweg verringert.
In den abhängigen Ansprüchen sind zweckmässige Weiterbildungen der Erfindung angegeben.
Das Verfahren nach Anspruch 2 lässt sich mit den Mitteln der modernen Elektronik relativ einfach realisieren und weist die Vorteile hoher Betriebs- sowie Störsicherheit und guter Übertragungsqualität auf.
Der Vorteil eines gemäss Anspruch 3 erweiterten Verfahrens liegt in der erzielten, zusätzlichen Abhörsicherheit.
Die Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 ergibt den Vorteil einfach zu überwachender Funktionsgruppen.
Die Weiterbildungen nach den Ansprüchen 5 und 6 zeichnen sich durch ihre systematisch zugeordneten Funktionseinheiten aus und erlauben eine weitere Erhöhung der Systemsicherheit.
Die Ausgestaltung nach Anspruch 7 resultiert in einem zusätzlichen Schutz vor unbefugter Entschleierung.
Nachfolgend werden anhand von Zeichnungen das Verfahren sowie eine bevorzugte Schaltungsanordnung näher erläutert; die nicht der Sicherung vor unbefugtem Abhören dienenden Baugruppen des Systems sind der Einfachheit halber nicht näher dargestellt. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders sowie
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Empfängers in einem System zur sicheren Sprachübertragung,
Fig. 3 ein abgetastetes, pulscodemoduliertes Sprachsignal von 20 ms Dauer,
Fig. 4 das komplexe diskrete Fourierspektrum des Signals Fig. 3,
Fig. 5 das Fourierspektrum Fig. 4 nach seiner Gewichtung,
Fig. 6 eine Darstellung resultierender Sprachparameter nach einer lnformationsreduktion und dreifachem Duplizieren,
Fig. 7 die Sprachparameter Fig. 6 nach ihrer Permutation,
Fig. 8 die Sprachparameter Fig. 7 nach ihrer Codierung,
Fig.
9 das übertragene modulierte Sprach-Parametersignal (Sendersignal f'(t)),
Fig. 10 die Sprachsignalparameter nach ihrer Demodulation im Empfänger (vergleichbar mit Fig. 8),
Fig. 11 die Sprachsignalparameter nach ihrer Decodierung (vergleichbar mit Fig. 7),
Fig. 12 die Sprachsignalparameter nach ihrer Entschlüsselung (vergleichbar mit Fig. 6),
Fig. 13 das rekonstruierte Fourierspektrum (Fourierkoeffizienten gebildet aus Sprachparameter, vergleichbar mit Fig. 4, wobei die verwendete Informationsreduktion erkennbar wird),
Fig. 14 das Fourierspektrum nach seiner inversen Gewichtung (vergleichbar mit Fig. 4),
Fig. 15 das (vergleichbar mit Fig. 3) rekonstruierte Sprachsignal,
Fig. 16a codierte Sprach-Parametersignale über einem Intervall von 100 ms (5 Sprachabschnitte zu je 128 Abtastwerten),
Fig. 16b die Sprach-Parametersignale Fig. 16a nach erfolgter Modulation,
Fig.
16c den Effekt einer einem CCITT-Sprachkanal entsprechenden Bandpassfilterung (des Signals 16b) mit einem Durchlassbereich von 300 bis 3000 Hz und
Fig. 17 einen Qualitätsvergleich zwischen einem Originalsprachsignal Fig. 17a und einem gesichert übertragenen, rekonstruierten Sprachsignal 17b.
Ein Sender gemäss Fig. 1 weist im wesentlichen eine Sprach-Parameterisierungs-Einheit A mit nachgeschalteter Datenreduktions-Stufe B und anschliessender Codier-Einheit C auf. Ein dem Sender entsprechender Empfänger, Fig. 2, ist mit einer Rückcodier-Einheit C', einer Parameter-Rückgewinnungs-Einheit B' und einem Sprachsignalbildner A' ausgerüstet.
Ein Sprachsignal S(t) wird in einer Digitalisierungs-Stufe 1 (Fig. I) zuerst in bekannter Weise einem Bandpassfilter mit einem Durchlassbereich von 400 bis 2800 Hz zugeführt.
Anschliessend erfolgt auf konventionelle Art eine Digitalisierung des Sprachsignals durch einen 12-bit-Analog-Digital Konverter bei einer Abtastfrequenz von 6,4 kHz. Ein daraus resultierender Sprachabschnitt (engl. Frame), bestehend aus 128 Datenpunkten in einem Zeitintervall von 20 ms ist als pulscodemoduliertes Signal s(t) in Fig. 3 dargestellt. In der der Digitalisierungs-Stufe 1 nachgeschalteten Diskret-Fouriertransformations-Stufe 2 wird das komplexe diskrete Spektrum dieses Sprachabschnittes gewonnen, so dass an ihrem einen Ausgang eine Funktion A(f) gemäss Fig. 4 entsteht. In einer anschliessenden Spektrums-Gewichtungs-Stufe 3 erfolgt nun eine für höhere Frequenzen linear zunehmende Verstärkung (pre-emphasise), so dass die mittlere Amplitude des Spektrums annähernd konstant wird. Mit dieser Spektrums Gewichtungs-Stufe 3 (engl.
Spectral Flattening) wird der Dynamikbereich des Übertragungskanals (CCITT-Kanal) optimal genutzt. Durch die daraus resultierende geänderte Energieverteilung wird zudem die Restverständlichkeit des Signals drastisch reduziert und folglich die analytische Sicherheit in einem ersten Schritt erhöht.
Die Systemgrenzen der nachfolgenden Datenreduktions Stufe B basieren auf den physiologischen Eigenschaften des menschlichen Gehörs. Dementsprechend ist ein unteres Frequenzband (lb in den Figuren) von 400 bis 1250 Hz und ein oberes Frequenzband (ub in den Figuren) von 1250 bis 2800 Hz vorgesehen. Wiederum aus physiologischen Gründen werden im unteren Frequenzband sämtliche approximierten positiven phasenbezogenen Informationen übertragen, während im oberen Frequenzband lediglich über (k = 4) Bildproben approximierte Betragsinformationen verarbeitet werden.
Diese Informationen erfahren nun in einem Daten Duplizierer 5 ein dreifaches Duplizieren und ergeben ein Signal A(t) gemäss Fig. 6, wobei hier vier Parameter für Synchronisationszwecke reserviert sind. Im anschliessenden Daten-Verschlüssler 6 erfolgt eine Verschlüsselung, siehe Fig.
7 A(t) mit den zu Fig. 6 permutierten Sprachparametern des gleichen Sprachabschnittes (m = 1). Nun erfolgt in bekannter Weise in einem Daten-Coder 7 eine Codierung, wobei die nfach vervielfachten Informationssignale als Einheit alternierend mit wechselndem Vorzeichen summiert werden, die resultierenden laufenden Partialsummen gebildet und n-fach vervielfacht am Ausgang erscheinen, vgl. Fig. 8 A(t). n ist eine reelle Zahl in einem Modulator 8 erfolgt hierauf eine digitale Modulation, welche der spezifischen Bandbreite des Übertragungskanals, im vorliegenden Fall einem CCITT-Sprachkanal angepasst ist und nach Umsetzung in einem 12-bit-Digital-Analog-Konverter und Tiefpassfilterung in Form eines analogen Sendersignals f(t) (Fig. 9) in diesen eingespeist wird.
Das übertragene Sprachparameter-Signal f'(t) (übertragenes Sendersignal) gelangt auf den Eingang eines Demodulators 9, Fig. 2; es wird hier demoduliert, so dass A(t) einen Verlauf gemäss Fig. 10 aufweist. Dieses Signal wird anschliessend einem Synchronisations-Detektor-Decoder 10 zugeführt und erscheint an dessen Ausgang in der decodierten Form A(t) nach Fig. 11. In einem nachgeschalteten Entschlüssler 11 wird der Signalverlauf A(t) gemäss Fig. 12 erzielt, welcher dieselbe Parameterfolge wie derjenige nach Fig. 6 aufweist.
Dieses Signal wird einem Daten-Umformer 12 zugeführt, worauf das in Fig. 13 dargestellte rekonstruierte Fourierspektrum A(f) entsteht. In der nachfolgenden Invers-Spektrums Gewichtungs-Stufe 13 wird das invers gewichtete Fourierspektrum entsprechend Fig. 14 gebildet. Dieses Spektrum A(f) erfährt in der nachgeschalteten Diskret-Fourierrücktransformations-Stufe 14 eine Rücktransformation und wird anschliessend in den hintereinander geschalteten Abschnitt Grenzenanpasser 15 und Digital-Analog-Wandler 16 (12-bit D/A-Wandler mit Tiefpassfilter) zu einem rekonstruierten Sprachsignal S'(t), Fig. 15, aufgearbeitet.
Im weiteren hat es sich als vorteilhaft erwiesen, dem Empfänger, Fig. 2, eingangsseitig einen Entzerrer vorzuschalten und das Eingangssignal mit der gegenüber dem Sender doppelten Abtastfrequenz von 12,8 kHz abzutasten. Dadurch verbleiben zusätzliche Datenpunkte für die Detektion, Synchronisation und die Rekonstruktion des Sprachsignals.
Aus Fig. 16, einer Darstellung A(t) von codierten Sprachparametern über 5 Bildproben entsprechend einem Intervall von 100 ms lassen sich weitere Zusammenhänge erkennen.
Fig. 16a zeigt die Sprachparametersignale mit den durch Pfeile s symbolisierten, in Abständen von jeweils 20 ms erfolgenden Synchronisationsinformationen. Die gleichen Sprachparameter weisen nach ihrer Modulation einen Zeitverlauf gemäss Fig. 16b auf sowie nach einer Bandpassfilterung mit einem Durchlassbereich von 300 bis 3000 Hz (was einem realen Übertragungsweg entspricht) einen Verlauf nach Fig. 16c.
Das oben dargestellte System kann durch den Fachmann in weiten Grenzen variiert und weiterentwickelt werden. So ist bereits im Ausführungsbeispiel, Fig. 1, ein Pseudo-Zufallszahlengenerator 17 vorgesehen, welcher die Anzahl N der Abtastproben in der Sprach-Parameterisierungsstufe steuert.
Dementsprechend erfolgt die Bildung der Sprachabschnitte im Empfänger, Fig. 2, durch einen synchronisierten Pseudo Zufallsgenerator (18).
Ebenfalls kann beispielsweise die Restverständlichkeit im Übertragungsweg praktisch auf Null reduziert werden durch eine Permutation der Sprachparameter über mehrere Sprachabschnitte oder durch zeitlich variierende Sprachabschnitte, vgl. Fig.7mitm=1.
Die Darstellungen Fig. 17 ergeben einen eindrücklichen Qualitätsbeweis für das System: Fig. 17a stellt dabei das Original-Sprachsignal S(t) und Fig. 17b das rekonstruierte Sprachsignal S'(t) dar.
Weitere Nachweise über die hohe Übertragungsqualität konnten durch entsprechende Spektogramme der Sprachsignale S(t) und S'(t) erbracht werden, welche jedoch hier aus zeichentechnischen Gründen nicht dargestellt sind.
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PATENT CLAIMS
1.Procedure for the secure transmission of voice signals on an analog transmission path containing a transmitter and a receiver with limited bandwidth, the transmitter generating pulse code-modulated voice signals and dividing them into sections consisting of N samples, transforming them orthogonally, encrypted and then transmitting them and synchronizing them Transmitter-operated receivers are returned to a speech signal by reverse transformations, characterized in that in a first process step the information is adapted to the hearing in the transmitter and in a second process step the remaining information is represented by positive n-fold multiplied numerical values, encrypted and sequentially as an analog signal are transmitted, where n is a real number.
2. The method according to claim 1, characterized in that in the first method step, the discrete spectrum of the respective section is calculated and amplified such that the individual spectra have a constant mean amplitude and that this amplified speech spectrum is divided into an upper and lower frequency band, wherein on the one hand, the upper frequency band is provided for amount information approximated from k and on the other hand the lower frequency band is provided for approximated positive amount and phase-related information and that in the second step the resulting information signals are multiplied individually n times and in a range of m speech sections as a unit pseudo-random exchanged and / or encrypted and transmitted in groups.
3. The method as claimed in claim 2, characterized in that the positive information signals which are pseudo-randomly exchanged in a range of m speech sections and are multiplied n times as a unit are alternately summed up with alternating signs, the resulting running partial sums are formed, multiplied n times, by digital Modulation of the bandwidth of the transmission channel adapted and supplemented by a synchronization signal, transmitted.
4. Circuit arrangement for carrying out the method according to claim 1, characterized in that the speech signal to be transmitted by the transmitter (S (t)) is fed to the input of a speech parameterization unit (A), the output of which via an intermediate data reduction stage ( B) is connected to the input of a coding unit (C) which controls the transmitter signal (f (t)) and the transmitted transmitter signal (f '(t)) in the receiver corresponds to the input of a reverse coding unit (C' ) is supplied, the output of which is connected via a parameter recovery unit (B ') to a speech signal generator (A') which emits a received analog speech signal (S '(t)) at its output.
5. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that the speech parameterization unit (A) consists of a digitization stage (1) with a downstream Discrete Fourier Transformation stage (2) and spectrum weighting stage (3) and that Coding unit (C) is constructed from a series circuit consisting of a data duplicator (5), a data encryptor (6), a data encoder (7) and a modulator (8).
6. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that the re-coding unit (C ') consists of a demodulator (9) with a subsequent synchronization detector-decoder (10) and decoder (11) that the parameters of the recovery unit ( B ') consists of a data converter (12) with a downstream inverse spectrum weighting stage (13) and that the speech signal generator (a') consists of a series circuit consisting of a discrete Fourier inverse transformation stage (14), a section Limit adjuster (15) and a digital-to-analog converter (16) is constructed.
7. Circuit arrangement according to one of claims 4 or 5, characterized in that the speech parameterization unit (A) is connected upstream of a first pseudo-random number generator (17), the output of which controls the number N of samples, and that the section formation in the receiver is controlled by a second pseudo-random generator (18) in synchronization with the first one.
The present invention is based on a method for the secure transmission of voice signals according to the preamble of claim 1 and a circuit arrangement according to the preamble of claim 4.
As is well known, methods of protecting against unauthorized eavesdropping are increasingly being used in the transmission of voice messages. The corresponding voice transmission takes place for this purpose either by: coding or parameterization with subsequent encryption or by obfuscation.
To date, speech concealers can be divided into six development generations, with the last no longer starting from a transmission of the speech signal itself, but from an orthogonal transformation of the speech signal (see, inter alia, IEEE Transactions on Audio and Electro-acoustics, Vol. AU-21, No 3, June 1973, pp. 165-174 and P. Meier, Secure Speech Communication over a CCITT Speech Channel, published in NATO ASI Proceedings on Speech Understanding and Synthesis, Bonas France, July
1979).
A method for concealing voice signals according to the preamble of claim 1 is known (DAS 25 23 828). In an arrangement for carrying out this method, a speech signal limited in bandwidth to 3 kHz is pulse code modulated and divided into samples controlled by a time scrambler. Image samples are obtained from the samples using an orthogonal matrix and their values are successively transmitted in sections from a transmitter to a receiver.
In theory, the transmission path has been assumed to be ideal in this method; In praxi, only a very limited intelligibility can be achieved because the system limits of a real transmission path (e.g. CCITT voice channel) are not sufficiently taken into account.
It is therefore an object of the invention to provide a method and a circuit arrangement for secure analog narrowband voice transmission which result in high voice quality for the authorized recipient and at the same time have increased security against unauthorized eavesdropping.
The method mentioned in claim 1 proves to be particularly advantageous for transmission links with a CCITT voice channel (cf. CC ITT, International Telecommunication Union, Geneva 1977, Vol. III Line Transmission, Vol. V Telephone Transmission Quality).
The information reduction according to claim 1 is based on the knowledge that especially at frequencies above approximately
1 kHz from the human ear, the phase information of the speech signal is of little importance. The corresponding information reduction, adapted to human hearing, now allows the image samples obtained by the orthogonal transformation to be transmitted in an encrypted manner despite the limited bandwidth, which on the one hand offers greater protection against unauthorized persons
Eavesdropping results and, on the other hand, reduces the sensitivity of the signals to interference in the transmission path.
Appropriate developments of the invention are specified in the dependent claims.
The method according to claim 2 can be implemented relatively easily with the means of modern electronics and has the advantages of high operational and interference immunity and good transmission quality.
The advantage of a method expanded in accordance with claim 3 lies in the additional security against eavesdropping achieved.
The circuit arrangement according to claim 4 gives the advantage of easy-to-monitor function groups.
The further developments according to claims 5 and 6 are characterized by their systematically assigned functional units and allow a further increase in system security.
The embodiment according to claim 7 results in additional protection against unauthorized unveiling.
The method and a preferred circuit arrangement are explained in more detail below with the aid of drawings; The components of the system which are not used to protect against unauthorized eavesdropping are not shown in detail for the sake of simplicity. Show it:
Fig. 1 is a block diagram of a transmitter and
2 is a block diagram of a receiver in a system for secure voice transmission,
3 shows a sampled, pulse code-modulated speech signal of 20 ms duration,
4 shows the complex discrete Fourier spectrum of the signal of FIG. 3,
5 shows the Fourier spectrum of FIG. 4 according to its weighting,
6 shows a representation of resulting speech parameters after information reduction and triple duplication,
7 the speech parameters FIG. 6 after their permutation,
8 the speech parameters FIG. 7 after their coding,
Fig.
9 the transmitted modulated speech parameter signal (transmitter signal f '(t)),
10 shows the speech signal parameters after their demodulation in the receiver (comparable to FIG. 8),
11 shows the speech signal parameters after their decoding (comparable to FIG. 7),
12 shows the speech signal parameters after their decryption (comparable to FIG. 6),
13 shows the reconstructed Fourier spectrum (Fourier coefficients formed from speech parameters, comparable to FIG. 4, the information reduction used being recognizable),
14 shows the Fourier spectrum after its inverse weighting (comparable to FIG. 4),
15 the reconstructed speech signal (comparable to FIG. 3),
16a coded speech parameter signals over an interval of 100 ms (5 speech sections with 128 samples each),
16b the speech parameter signals FIG. 16a after modulation,
Fig.
16c the effect of a bandpass filtering (of signal 16b) corresponding to a CCITT voice channel with a passband of 300 to 3000 Hz and
17 shows a quality comparison between an original speech signal FIG. 17a and a securely transmitted, reconstructed speech signal 17b.
A transmitter according to FIG. 1 essentially has a speech parameterization unit A with a downstream data reduction stage B and a subsequent coding unit C. A receiver corresponding to the transmitter, FIG. 2, is equipped with a re-coding unit C ', a parameter recovery unit B' and a speech signal generator A '.
A speech signal S (t) is first supplied in a digitization stage 1 (FIG. I) in a known manner to a bandpass filter with a pass band from 400 to 2800 Hz.
The speech signal is then digitized in a conventional manner using a 12-bit analog-digital converter at a sampling frequency of 6.4 kHz. A resulting speech section (English frame) consisting of 128 data points in a time interval of 20 ms is shown as pulse code modulated signal s (t) in FIG. 3. In the discrete Fourier transformation stage 2 downstream of the digitization stage 1, the complex discrete spectrum of this speech section is obtained, so that a function A (f) according to FIG. 4 arises at one output. In a subsequent spectrum weighting stage 3 there is now a linear increase (pre-emphasize) for higher frequencies, so that the mean amplitude of the spectrum becomes approximately constant. With this spectrum weighting level 3
Spectral Flattening) the dynamic range of the transmission channel (CCITT channel) is used optimally. The resulting changed energy distribution also drastically reduces the residual intelligibility of the signal and consequently increases analytical safety in a first step.
The system limits of the subsequent data reduction level B are based on the physiological properties of human hearing. Accordingly, a lower frequency band (Ib in the figures) from 400 to 1250 Hz and an upper frequency band (ub in the figures) from 1250 to 2800 Hz are provided. Again, for physiological reasons, all approximated positive phase-related information is transmitted in the lower frequency band, while in the upper frequency band only approximated amount information is processed via (k = 4) image samples.
This information now experiences a triple duplication in a data duplicator 5 and results in a signal A (t) according to FIG. 6, four parameters being reserved here for synchronization purposes. Encryption takes place in the subsequent data encryptor 6, see FIG.
7 A (t) with the speech parameters permuted to FIG. 6 of the same speech section (m = 1). A coding is now carried out in a known manner in a data coder 7, the n-times multiplied information signals being summed up alternately as a unit with alternating signs, the resulting current partial sums being formed and appearing n-times multiplied at the output, cf. Fig. 8 A (t). n is a real number in a modulator 8, followed by digital modulation, which is adapted to the specific bandwidth of the transmission channel, in the present case a CCITT voice channel, and after implementation in a 12-bit digital-to-analog converter and low-pass filtering in the form of a analog transmitter signal f (t) (Fig. 9) is fed into this.
The transmitted speech parameter signal f '(t) (transmitted transmitter signal) reaches the input of a demodulator 9, FIG. 2; it is demodulated here so that A (t) has a profile according to FIG. 10. This signal is then fed to a synchronization detector decoder 10 and appears at its output in the decoded form A (t) according to FIG. 11. In a downstream decoder 11, the signal curve A (t) according to FIG. 12 is achieved, which is the same Sequence of parameters as that of FIG. 6.
This signal is fed to a data converter 12, whereupon the reconstructed Fourier spectrum A (f) shown in FIG. 13 arises. In the subsequent inverse spectrum weighting stage 13, the inverse weighted Fourier spectrum is formed in accordance with FIG. 14. This spectrum A (f) undergoes a reverse transformation in the downstream discrete Fourier reverse transformation stage 14 and is subsequently reconstructed into a section adjuster 15 and digital-analog converter 16 (12-bit D / A converter with low-pass filter) connected in series to form a reconstruction Speech signal S '(t), Fig. 15, processed.
Furthermore, it has proven to be advantageous to connect an equalizer upstream of the receiver, FIG. 2, and to sample the input signal with the sampling frequency of 12.8 kHz, which is double that of the transmitter. This leaves additional data points for the detection, synchronization and reconstruction of the speech signal.
16, a representation A (t) of coded speech parameters over 5 image samples corresponding to an interval of 100 ms, further correlations can be seen.
16a shows the speech parameter signals with the synchronization information symbolized by arrows s and occurring at 20 ms intervals. The same speech parameters have a time profile according to FIG. 16b after their modulation and a profile according to FIG. 16c after bandpass filtering with a pass band of 300 to 3000 Hz (which corresponds to a real transmission path).
The system shown above can be varied and further developed by the person skilled in the art within wide limits. A pseudo-random number generator 17 is already provided in the exemplary embodiment, FIG. 1, which controls the number N of samples in the speech parameterization stage.
Accordingly, the speech sections in the receiver, FIG. 2, are formed by a synchronized pseudo random generator (18).
Likewise, for example, the residual intelligibility in the transmission path can be reduced to practically zero by permutation of the speech parameters over several speech sections or through time-varying speech sections, cf. Fig. 7 with m = 1.
The representations in FIG. 17 provide impressive proof of the quality of the system: FIG. 17a represents the original speech signal S (t) and FIG. 17b the reconstructed speech signal S '(t).
Further evidence of the high transmission quality could be provided by corresponding spectograms of the speech signals S (t) and S '(t), which are not shown here for drawing reasons.