CH632849A5

CH632849A5 - LOCKING CIRCUIT FOR THE CONTROLLABLE LOCALOSCILLATOR IN A RADAR DEVICE.

Info

Publication number: CH632849A5
Application number: CH948378A
Authority: CH
Inventors: Bo Fransson
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1977-09-13
Filing date: 1978-09-11
Publication date: 1982-10-29
Also published as: FR2402879A1; IT7827615A0; SE7710219L; NL7808929A; IT1098640B; NL189434C; FR2402879B1; NL189434B; SE410660B; GB2004427B; GB2004427A; DE2838254A1; DE2838254C2

Description

Die Erfindung betrifft eine Verriegelungsschaltung für den steuerbaren Lokaloszillator in einem Radargerät, in welchem ein Mikrowellengenerator ein Sendersignal erzeugt und gemeinsam mit dem Lokaloszillator jeweils über einen Multiplizierer mit einem Mischer verbunden ist, um ein Signal, dessen Frequenz die Zwischenfrequenz bildet, zu erhalten, wobei mittels einer phasenstarren Schlaufe das Lokaloszillatorsignal in Phase und Frequenz mit dem Sendersignal verriegelt wird und wobei zum Einfangen des steuerbaren Lokaloszillators auf das gewünschte Frequenzband ein Sägezahngenerator eine periodische und lineare Steuerspannung für den Lokaloszillator erzeugt. The invention relates to a locking circuit for the controllable local oscillator in a radar device, in which a microwave generator generates a transmitter signal and is connected together with the local oscillator via a multiplier to a mixer in order to obtain a signal, the frequency of which forms the intermediate frequency, by means of a phase-locked loop, the local oscillator signal is locked in phase and frequency with the transmitter signal and a sawtooth generator generates a periodic and linear control voltage for the local oscillator to capture the controllable local oscillator at the desired frequency band.

In einem Radarsystem muss häufig das Signal aus dem Lokaloszillator in Phase und Frequenz mit dem Sendersignal verriegelt werden, das von einem Mikrowellengenerator in dem System erzeugt wird. Verriegelung bedeutet, dass eine bestimmte Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Lokaloszillators und derjenigen des Generators unabhängig von möglichen Frequenzschwankungen im Ausgangssignal des Mikrowellengenerators (das Sendersignal) gehalten wird. Dies wird im allgemeinen durch eine phasenstarre Schleife bewerkstelligt, die zwischen den Ausgang eines Mischers und einen Steuereingang des Lokaloszillators geschaltet ist. Der Mischer gibt ein Signal ab, dessen Frequenz gleich der Differenzfrequenz zwischen der Sendersignalfrequenz fi und der Frequenz fo des Lokaloszillators ist. Die Differenzfrequenz fm bildet die Zwischenfrequenz im System und kann den Wert fi - fo oder fo 5 - fi annehmen, abhängig davon, ob fi>fo oder fo>fi. Es bestehen also zwei Möglichkeiten, die Frequenz fi des Sendersignals mittels einer phasenstarren Schleife zu verriegeln. Das Ausgangssignal des Lokaloszillators muss jedoch so geregelt werden, dass die Verriegelung an einer von zwei Positionen erfolgt, da 10 unter anderem bei einem Verfolgungsradar vom Dopplertyp die Anzeigesignale des Folgesystems in der zweiten Position fehlerhaft sein können. In a radar system, the signal from the local oscillator often has to be locked in phase and frequency with the transmitter signal, which is generated by a microwave generator in the system. Locking means that a certain frequency difference between the frequency of the local oscillator and that of the generator is kept independent of possible frequency fluctuations in the output signal of the microwave generator (the transmitter signal). This is generally accomplished by a phase locked loop connected between the output of a mixer and a control input of the local oscillator. The mixer emits a signal whose frequency is equal to the difference frequency between the transmitter signal frequency fi and the frequency fo of the local oscillator. The difference frequency fm forms the intermediate frequency in the system and can take the value fi - fo or fo 5 - fi, depending on whether fi> fo or fo> fi. There are therefore two possibilities for locking the frequency fi of the transmitter signal by means of a phase-locked loop. However, the output signal of the local oscillator must be controlled in such a way that the locking takes place in one of two positions, since, among other things, the display signals of the following system in the second position can be incorrect in the case of a Doppler-type tracking radar.

Es ist bereits bekannt, das Signal des Lokaloszillators auf eine der obenerwähnten Frequenzpositionen zu verriegeln, '5 indem eine lineare Steuerspannung verwendet wird, beispielsweise eine Sägezahnspannung und eine sogenannte AFC-Schlaufe (Automatic-Frequency Control bzw. Automatische Frequenzregelung), und zwar neben der Steuerspannung, die von der Phasenschleife geliefert wird, siehe beispielsweise 20 US-PS 3 142 022. In dieser Schleife sind Diskriminatorschaltun-gen enthalten, die vorgesehen sind, um eine bestimmte Diskri-minatorcharakteristik bei bestimmten Frequenzwerten zu verschaffen, die den zwei möglichen Werten der Zwischenfrequenz entsprechen und die anzeigen, dass die Verriegelung auf 25 einen dieser Werte erfolgen kann. Bei dieser bekannten Anordnung besteht jedoch die Gefahr, dass die Verriegelung auf der falschen Diskriminatorcharakteristik erfolgt, weshalb weitere Schaltungen hinzugefügt werden, um dies zu verhindern. It is already known to lock the signal of the local oscillator to one of the frequency positions mentioned above, '5 by using a linear control voltage, for example a sawtooth voltage and a so-called AFC loop (Automatic Frequency Control), in addition to the Control voltage supplied by the phase loop, see for example 20 US Pat. No. 3,142,022. This loop contains discriminator circuits which are provided to provide a certain discriminator characteristic at certain frequency values which correspond to the two possible values of the Intermediate frequency correspond and indicate that the locking to 25 one of these values can take place. With this known arrangement, however, there is a risk that the locking takes place on the wrong discriminator characteristic, which is why further circuits are added to prevent this.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Verriegelungsschaltung 30 zu schaffen, die einfacher ist als bei den bekannten Anordnungen. The object of the invention is to provide a latch circuit 30 which is simpler than in the known arrangements.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Massnahmen gelöst. This object is achieved by the measures specified in claim 1.

Bei der Schaltung nach der Erfindung werden also wie bei 35 der bekannten Anordnung eine phasenstarre Schleife zum Verriegeln der Frequenz des Lokaloszillators auf die Frequenz des Sendersignals und eine lineare Steuerspannung zum Abstimmen der Lokaloszillatorfrequenz auf den gewünschten Wert verwendet. In the circuit according to the invention, a phase-locked loop for locking the frequency of the local oscillator to the frequency of the transmitter signal and a linear control voltage for tuning the local oscillator frequency to the desired value are thus used as in 35 of the known arrangement.

40 Gemäss der Erfindung wird jedoch einerseits der Moment erfasst, wo die Frequenz des Ausgangssignals des Lokaloszillators die Frequenz des Sendersignals durchläuft, d. h. wenn die Frequenz des aus dem Mischer gewonnen Signals den Wert Null durchläuft, und andererseits die Zeitpunkte, wo die 45 Lokaloszillatorfrequenz den Wert durchläuft, der sich von der Sendersignalfrequenz um die Zwischenfrequenz unterscheidet, wodurch eine korrekte Verriegelung des Ausgangssignals des Lokaloszillators auf das gewünschte Frequenzband erreicht wird. 40 According to the invention, however, on the one hand the moment is detected when the frequency of the output signal of the local oscillator passes through the frequency of the transmitter signal, i. H. when the frequency of the signal obtained from the mixer passes through zero and, on the other hand, the times when the local oscillator frequency passes through the value which differs from the transmitter signal frequency by the intermediate frequency, whereby the output signal of the local oscillator is correctly locked to the desired frequency band becomes.

so Weitere Merkmale und Zweckmässigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen: Further features and advantages of the invention result from the description of exemplary embodiments with reference to the figures. From the figures show:

Fig. 1 ein Blockdiagramm der erfindungsgemässen Schaltung und Fig. 1 is a block diagram of the circuit according to the invention and

55 Fig. 2 ein Zeitdiagramm der Charakteristika bestimmter Signale, die bei der Schaltung nach Fig. 1 auftreten. FIG. 2 is a timing diagram of the characteristics of certain signals that occur in the circuit of FIG. 1.

Im Blockdiagramm nach Fig. 1 ist ein Oszillator mit 1 bezeichnet, zweckmässigerweise ein Kristalloszillator, der über einen Multiplizierer 2 das Sendersignal mit der Frequenz fi des 60 Radarsystems erzeugt, wobei fi beispielsweise gleich 9600 MHz beträgt. In the block diagram according to FIG. 1, an oscillator is designated 1, expediently a crystal oscillator, which generates the transmitter signal with the frequency fi of the 60 radar system via a multiplier 2, where fi is, for example, equal to 9600 MHz.

Der Block 3 bildet den Lokaloszillator des Systems, der über den Multiplizierer 4 ein Signal mit der Frequenz fo erzeugt. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 2 und 4 wer-65 den mit einem Mischer 5 verbunden, der die Differenz | fi - fo | aus der Frequenz des Sendersignals und derjenigen des Lokaloszillatorsignals bildet, um die Zwischenfrequenz des Systems zu erzeugen, beispielsweise 30 MHz. In einem senderkohären The block 3 forms the local oscillator of the system, which generates a signal with the frequency fo via the multiplier 4. The output signals of the multipliers 2 and 4 are connected to a mixer 5 which measures the difference fi - fo | from the frequency of the transmitter signal and that of the local oscillator signal to generate the intermediate frequency of the system, for example 30 MHz. In a transmitter coherence

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ten Radarsystem ist es notwendig, dass die Phase und die Frequenz fo des Lokaloszillators auf die Frequenz fi des Sendersignals mit einer bestimmten Differenz verriegelt sind, die gleich der Zwischenfrequenz fm ist. Mit dem Ausgang des Mischers 5 ist daher in bekannter Weise eine phasenstarre Schleife verbunden, die aus einem Verstärker 6, einem Phasendetektor 7, einem Tiefpassfilter (Schlaufenfilter) 8 und einem zusätzlichen Verstärker 9 besteht. Die Schlaufe ist über den Ausgang des Verstärkers mit dem Lokaloszillator über einen Steuereingang si verbunden, wobei das Ausgangssignal des Verstärkers 9 die Steuergrösse zur Abstimmung der Lokaloszillatorfrequenz fo auf einen bestimmten Wert bildet, zweckmässigerweise durch Verändern des Spannungsabfalls an einer Varactordiode bzw. Kapazitätsdiode, die im Lokaloszillator 3 enthalten ist. Die Steuergrösse wird dadurch erhalten, dass im Phasendetektor ein Vergleich zwischen der Phase des aus dem Mischer 5 gewonnenen und verstärkten Signals und der Phase eines Referenzsignals Ur erfolgt und anschliessend im Filter 8 ausgesiebt wird. Dadurch wird erreicht, dass die Lokaloszillatorfrequenz fo der Frequenz des Sendersignals innerhalb eines bestimmten Bereiches erfolgt (der sogenannte Hochziehbereich in der Phasenschlaufe), beispielsweise 2 MHz. ten radar system, it is necessary that the phase and frequency fo of the local oscillator are locked to the frequency fi of the transmitter signal with a certain difference which is equal to the intermediate frequency fm. A phase-locked loop is therefore connected to the output of the mixer 5 in a known manner, which consists of an amplifier 6, a phase detector 7, a low-pass filter (loop filter) 8 and an additional amplifier 9. The loop is connected via the output of the amplifier to the local oscillator via a control input si, the output signal of the amplifier 9 forming the control variable for tuning the local oscillator frequency fo to a certain value, expediently by changing the voltage drop across a varactor diode or capacitance diode, which in the Local oscillator 3 is included. The control variable is obtained by carrying out a comparison in the phase detector between the phase of the signal obtained and amplified from the mixer 5 and the phase of a reference signal Ur and then filtering it out in the filter 8. It is thereby achieved that the local oscillator frequency fo the frequency of the transmitter signal takes place within a certain range (the so-called pull-up range in the phase loop), for example 2 MHz.

Ein Sägezahngenerator, der mit 10 bezeichnet ist, erzeugt eine Sägezahnspannung Ui, die an einen weiteren Steuereingang S2 des Lokaloszillators 3 angelegt wird. Die Lokalsoszillatorfrequenz fo kann dadurch innerhalb eines grossen Frequenzintervalls im Vergleich zum Hochziehbereich der Phasenschlaufe verändert werden. Der Sägezahngenerator 10 kann wiederum durch ein Signal mit einer bestimmten Polarität am Steuereingang S3 ausgelöst und angehalten werden. A sawtooth generator, denoted by 10, generates a sawtooth voltage Ui, which is applied to a further control input S2 of the local oscillator 3. The local oscillator frequency fo can thereby be changed within a large frequency interval in comparison to the pull-up range of the phase loop. The sawtooth generator 10 can in turn be triggered and stopped by a signal with a specific polarity at the control input S3.

Mit dem Ausgang des Mischers 5 sind zwei Zweige verbunden, die über eine Logikschaltung 16 ein Signal erzeugen, das dem Steuereingang S3 des Kippsägezahngenerators 10 zugeführt werden soll, um die abgegebene Sägezahnspannung anzuhalten, so dass eine Verriegelung des Lokaloszillators 3 auf das gewünschte Frequenzband erzielt wird. Der eine Zweig enthält einen ersten abgestimmten Kreis 11, der aus einem Verstärker gemeinsam mit zugehörigem Begrenzer und Tiefpassfilter besteht. Mit dem Ausgang des Kreises ist ein Hüllkurvendetektor 13 verbunden, dessen Ausgang mit einem monostabilen Flip flop 15 verbunden ist. Das Tiefpassfilter in dem Kreis 11 weist eine obere Grenzfrequenz auf, die beträchtlich niedriger ist als die Zwischenfrequenz des Systems, beispielsweise 2 MHz. Der andere Zweig enthält einen zweiten abgestimmten Kreis 12, der aus einem Verstärker gemeinsam mit zugehörigem Begrenzer gebildet ist und anders als der Kreis 11 ein Bandfilter enthält, dessen Durchlassbereich so ausgelegt ist, dass die Frequenz fo des Lokaloszillators einen Wert innerhalb des Hochziehbereiches der Phasenschlaufe annimmt, und dessen Zwischenfrequenz mit dem Wert der Zwischenfrequenz zusammenfällt, beispielsweise 30 MHz. Der Ausgang des monostabilen Flipflop 15 und der Detektor 14 sind mit der Logikschaltung 16 verbunden, die so ausgelegt ist, dass sie ein Ausgangssignal mit einem bestimmten Pegel («niedrig») liefert, wenn seine zwei Eingänge denselben Pegel («hoch») führen und diesen Pegel so lange beibehält, wie der Pegel des einen Eingangssignals U2 unverändert ist. Die Schaltung 16 ist beispielsweise aus einem SR-Flipflop (Setzen-Rücksetzen) gebildet, die aus zwei Nicht-UND-Schaltungen N2, N3 und einer weiteren Nicht- Two branches are connected to the output of the mixer 5, which generate a signal via a logic circuit 16 which is to be fed to the control input S3 of the tilt saw tooth generator 10 in order to stop the saw tooth voltage which is emitted, so that the local oscillator 3 is locked to the desired frequency band . One branch contains a first tuned circuit 11, which consists of an amplifier together with the associated limiter and low-pass filter. With the output of the circuit, an envelope detector 13 is connected, the output of which is connected to a monostable flip-flop 15. The low pass filter in the circuit 11 has an upper cutoff frequency which is considerably lower than the intermediate frequency of the system, for example 2 MHz. The other branch contains a second tuned circuit 12, which is formed from an amplifier together with an associated limiter and, unlike circuit 11, contains a bandpass filter whose passband is designed such that the frequency fo of the local oscillator takes on a value within the pull-up range of the phase loop , and whose intermediate frequency coincides with the value of the intermediate frequency, for example 30 MHz. The output of the monostable flip-flop 15 and the detector 14 are connected to the logic circuit 16, which is designed in such a way that it delivers an output signal with a certain level (“low”) when its two inputs have the same level (“high”) and maintains this level as long as the level of the one input signal U2 is unchanged. The circuit 16 is formed, for example, from an SR flip-flop (set-reset), which consists of two NAND circuits N2, N3 and a further non-

Und-Schaltung Ni besteht, welches gemäss Fig. 1 geschaltet sind. AND circuit Ni exists, which are connected according to FIG. 1.

Die Arbeitsweise der Schaltung wird unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm nach Fig. 2 erläutert. Der Sägezahngene-5 rator 10 gibt eine periodische Sägezahnspannung Ui ab, und zum Zeitpunkt, wo ein Kippvorgang beginnt, steigt die Spannung Ui linear an. Für kleine Werte von Ui wird angenommen, dass der Lokaloszillator 3 eine niedrige Frequenz abgibt, während bei hohem Wert von Ui die Frequenz fo hoch ist. Zwischen 10 dem niedrigsten und höchsten Wert soll der Oszillator 3 so verriegelt werden, dass die Frequenz fo einen Wert innerhalb des gewünschten Frequenzbandes fo - fi annimmt, wobei fo>fi. Wenn die Sägezahnspannung Ui nach der Zeit to ansteigt, so wird ein Wert fo zum Zeitpunkt ti erhalten, der nach Mischen 15 im Mischer 5 eine Zwischenfrequenz fm = fi - fo (fi>fo) ergibt. Dadurch erscheint ein Ausgangssignal U2 am Detektor 14, da der abgestimmte Kreis 12 ein Ausgangssignal bei einer Frequenz seines Eingangssignals abgibt, die gleich dem Wert der Zwischenfrequenz ist. Zum Zeitpunkt t2 besitzt die Differenz fi 20 - fo einen so niedrigen Wert (beispielsweise 2 MHz bei obigem Beispiel), dass das Tiefpassfilter im Kreis 11 ein Ausgangssignal erzeugt und dieses Ausgangssignal so lange andauert, wie das Signal aus dem Mischer 5 einen Frequenzwert annimmt, der niedriger ist als die obere Grenzfrequenz des Tiefpassfilter, d. h. 251 fi - fo I ^ 2 MHz. Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal U3 aus dem Detektor 13 empfangen, welches das monostabile Flipflop 15 aktiviert, so dass ein hochliegendes Signal U4 aus diesem gewonnen wird. Wenn die Sägezahnspannung Ui weiter ansteigt, so wird zum Zeitpunkt t3 ein derartiger Wert für fo 30 erhalten, dass fo - fi = fm, wobei nun fo>fi. Der Mischer 5 gibt dann ein Ausgangssignal ab, dessen Frequenz wie beim Zeitpunkt ti gleich der Zwischenfrequenz fm ist, wobei dieses Ausgangssignal den abgestimmten Kreis 12 aktiviert, jedoch nicht den Kreis 11, so dass ein Ausgangssignal U2 erneut erscheint. 35 Die Ausgangssignale U2 und U4 liegen somit zum Zeitpunkt tä beide hoch und aktivieren die Logikschaltung 16, wodurch ein niedriges Ausgangssignal am Steuereingang S3 des Sägezahngenerators 10 abgegeben wird. Dieses Signal verriegelt den Sägezahngenerator 10 auf den Wert, der zum Zeitpunkt t3 4o abgegeben wurde, wodurch die Lokaloszillatorfrequenz fo auf den Wert festgeriegelt wird, für den fo - fi = fm gilt (fo>fi), und der Wert von fo wird nun nur in einem kleinen Frequenzintervall ±2 MHz und in Abhängigkeit von der Steuerspannung aus der Phasenschlaufe 6,7,8,9 verändert. Die Logikschaltung 16 45 ist so aufgebaut, dass das Ausgangssignal Us zum Zeitpunkt t3 beibehalten wird, selbst wenn das Signal U» aus den Flipflop 15 aufhört. Sollte aus irgendeinem Grunde das Ausgangssignal Us verschwinden, so erzeugt der Sägezahngenerator 10 erneut eine Sägezahnspannung, und der Verriegelungsvorgang auf das 50 gewünschte Frequenzband wird wie oben beschrieben wiederholt. The operation of the circuit will be explained with reference to the timing diagram of FIG. 2. The sawtooth generator 5 outputs a periodic sawtooth voltage Ui, and at the time when a tilting operation begins, the voltage Ui increases linearly. For small values of Ui it is assumed that the local oscillator 3 emits a low frequency, while for a high value of Ui the frequency fo is high. Between 10 the lowest and highest value, the oscillator 3 is to be locked in such a way that the frequency fo assumes a value within the desired frequency band fo - fi, fo> fi. If the sawtooth voltage Ui increases after the time to, a value fo is obtained at the time ti which, after mixing 15 in the mixer 5, gives an intermediate frequency fm = fi - fo (fi> fo). As a result, an output signal U2 appears on the detector 14 since the tuned circuit 12 emits an output signal at a frequency of its input signal which is equal to the value of the intermediate frequency. At time t2, the difference fi 20-fo has such a low value (for example 2 MHz in the example above) that the low-pass filter in circuit 11 generates an output signal and this output signal continues as long as the signal from mixer 5 assumes a frequency value, which is lower than the upper cut-off frequency of the low-pass filter, i.e. H. 251 fi-fo I ^ 2 MHz. In this way, an output signal U3 is received from the detector 13, which activates the monostable flip-flop 15, so that a high-level signal U4 is obtained therefrom. If the sawtooth voltage Ui continues to increase, a value for fo 30 is obtained at time t3 such that fo - fi = fm, where fo> fi. The mixer 5 then emits an output signal whose frequency is equal to the intermediate frequency fm as at time ti, this output signal activating the tuned circuit 12, but not the circuit 11, so that an output signal U2 reappears. 35 The output signals U2 and U4 are therefore both high at the time t 1 and activate the logic circuit 16, as a result of which a low output signal is output at the control input S3 of the sawtooth generator 10. This signal locks the sawtooth generator 10 to the value that was output at time t3 4o, thereby locking the local oscillator frequency fo to the value for which fo - fi = fm (fo> fi) applies, and the value of fo now only becomes changed in a small frequency interval ± 2 MHz and depending on the control voltage from the phase loop 6,7,8,9. The logic circuit 16 45 is constructed such that the output signal Us is retained at the time t3, even if the signal U »from the flip-flop 15 stops. If for any reason the output signal Us disappears, the sawtooth generator 10 generates a sawtooth voltage again and the locking process to the desired frequency band is repeated as described above.

Die vorstehend beschriebene erfindungsgemässe Schaltungslösung bewirkt, dass das Lokaloszillatorsignal auf das obere Frequenzband fo - fi (fo>fi) relativ zum Sendersignal ver-55 riegelt wird. Die Verriegelung kann jedoch auch auf dem unteren Band fi - fo (f 1 > fo) erfolgen, indem die Kipprichtung des Generators verändert wird, so dass die Sägezahnspannung von hohen zu niedrigen Spannungswerten durchfahren wird. Die übrige Schaltung bleibt dabei unverändert. The circuit solution according to the invention described above has the effect that the local oscillator signal is locked to the upper frequency band fo - fi (fo> fi) relative to the transmitter signal. However, locking can also take place on the lower band fi - fo (f 1> fo) by changing the tilting direction of the generator so that the sawtooth voltage is traversed from high to low voltage values. The rest of the circuit remains unchanged.

G G

1 Blatt Zeichnungen 1 sheet of drawings

Claims

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1. Locking circuit for the controllable local oscillator in a radar device, in which a microwave generator generates a transmitter signal and is connected together with the local oscillator via a multiplier to a mixer in order to obtain a signal whose frequency forms the intermediate frequency, by means of a phase-locked Loop the local oscillator signal is locked in phase and frequency with the transmitter signal and a sawtooth generator generates a periodic and linear control voltage for the local oscillator to capture the controllable local oscillator at the desired frequency band, characterized by a first selective circuit (11) with a low-pass filter for generating a first output signal, when the frequency of the signal obtained from the mixer (5) is within a certain low frequency range compared to the intermediate frequency, a second selective circuit (12) with a band filter for emitting a second iten output signal, when the frequency of the signal obtained from the mixer (5) takes a value around the intermediate frequency, a first and a second detector (13 and 14) for the detection of the first and the second output signal and by logic circuits (16) connected to the first detector and directly to the second detector via a pulse extension circuit (15) for outputting a stop signal to the sawtooth generator (10) when an output signal is obtained from the second detector after an output signal from the first Detector was obtained.

2. Circuit according to claim 1, characterized in

that the pulse extension circuit consists of a monostable flip-flop (15) which, when activated, emits an output signal with a certain level for a long period of time which is at least the time interval (t3-tî) between the signals from the first and second detectors (13 and 14 ) corresponds.

3. Circuit according to claim 1 or 2, characterized in that the first and the second selective circuit (11 or 12) each further contain a limiting amplifier for limiting the amplitude of the associated input signal to a certain value.