CH625924A5

CH625924A5 -

Info

Publication number: CH625924A5
Application number: CH780377A
Authority: CH
Inventors: Giovanni Tamburelli
Original assignee: Cselt Centro Studi Lab Telecom
Priority date: 1976-06-25
Filing date: 1977-06-24
Publication date: 1981-10-15
Also published as: US4170758A; NL175250B; NL7706938A; NL175250C; DE2727874C3; DE2727874A1; DE2727874B2; GB1587421A

Description

La presente invenzione si riferisce ad un procedimento secondo il preambolo della rivendicazione 1 e un dispositivo secondo il preambolo della rivendicazione 9.

È noto che nella trasmissione di dati numerici ad alta velocità uno dei principali effetti che degradano la trasmissione è la cosiddetta «interferenza intersimbolica». Questa è originata dal fatto che, a causa delle caratteristiche non ideali del canale di trasmissione, ogni impulso contenente l'informazione numerica è associato a postcursori (code) e a precursori che si sovrappongono agli impulsi adiacenti distorcendoli.

Tale interferenza, se troppo accentuata, rende errata la decisione sul segnale trasmesso; inoltre essa cresce con l'aumentare della velocità di trasmissione in tal misura da rappresentare il maggior ostacolo all'aumento della stessa e quindi impedisce uno sfruttamento più economico delle linee di trasmissione.

In fase di ricezione è pertanto necessario disporre di organi atti a compensare gli effetti nocivi dell'interferenza intersimbolica, sia per quanto riguarda la parte relativa ai precursori degli impulsi che seguono quello su cui si effettua la decisione, sia per quanto riguarda la parte relativa ai post-cursori degli impulsi precedenti.

Tale compensazione è ottenuta mediante l'impiego di opportuni filtri, noti con il nome di equalizzatori.

È noto dalla letteratura tecnica che i migliori risultati nell'equalizzazione rispetto ai fenomeni di interferenza dovuti ai postcursori sono stati ottenuti utilizzando strutture non lineari, per esempio del tipo con reazione delle decisioni.

Per l'equalizzazione rispetto ai fenomeni dovuti ai precursori si ricorre invece abitualmente a una correzione di tipo lineare.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

625924

4

L'uso combinato delle due tecniche permette di ottenere risultati migliori di quelli che si ottengono con la sola equa-lizzazione lineare, però non consente velocità di trasmissione molto elevate, con prestazioni accettabili, in quanto a tali velocità la componente di degradazione dovuta ai precursori sale notevolmente ed è difficilmente compensabile con l'equalizzazione lineare, che comunque provoca una esaltazione della potenza di rumore che degrada le prestazioni.

Poiché le attuali tecniche di trasmissione numerica tendono allo sviluppo di sistemi con velocità di trasmissione sempre più elevata, hanno assunto notevole importanza le ricerche volte alla realizzazione di un equalizzatore in cui si adotti il principio della compensazione del precursore tramite retroazione della decisione.

Una soluzione di tale problema è stata fornita da R.T. Boyd e F.C. Monds nell'articolo «Equalizer for digital communication» (Electronic Letters, 28 Gennaio 1971, Vol. 7, N. 2, P. 58-60).

In questo articolo è descritto un equalizzatore non lineare con reazione della decisione, in cui viene effettuata una correzione iterativa, mediante filtri trasversali, degli errori dovuti al precursore e al postcursore dei simboli.

Tale sistema è di realizzazione pratica molto complicata perché, per una efficace correzione degli errori dovuti ai postcursori, è necessario ripetere più volte la retroazione della decisione a mano a mano che la probabilità di errore dovuta al precursore si riduce; ciò comporta ovviamente la iterazione del filtro trasversale che realizza tale retroazione.

Inoltre, il sistema descritto nella citazione non è adatto all'impiego per l'equalizzazione di segnali modulati in fase, per i quali occorre introdurre ulteriori filtri per compensare l'interferenza proveniente dalle componenti in quadratura del segnale (interferenza intercanale), con conseguente aumento della complessità.

Ovviano a questi e altri inconvenienti il procedimento ed il dispositivo oggetto della presente invenzione, che realizzano la correzione degli errori dovuti al postcursore in modo non iterativo, e che inoltre sono applicabili, con semplici modifiche, sia per segnali in banda base sia per segnali modulati in fase o in fase e ampiezza.

Il procedimento secondo l'invenzione è definito dalla parte caratteristica della rivendicazione 1.

Il dispositivo secondo l'invenzione è definito dalla parte caratteristica della rivendicazione 9.

Queste caratteristiche dell'invenzione risulteranno più chiaramente dalla descrizione che segue di alcune forme preferite di realizzazione della stessa, date a titolo esemplificativo prese in connessione con i disegni allegati, in cui:

— la fig. 1 è uno schema a blocchi di una prima forma di realizzazione del dispositivo secondo l'invenzione, utilizzabile per segnali in banda base;

— la fig. 2 è uno schema a blocchi di una seconda forma di realizzazione dell'invenzione, utilizzabile per segnali modulati in fase e in fase a ampiezza;

— le figg. da 3 a 8 mostrano alcune varianti dell'equalizzatore di fig. 1 ;

— la fig. 9 è un diagramma che mostra il principio di funzionamento di un'ulteriore forma di realizzazione della presente invenzione;

— la fig. 10 è uno schema a grandi blocchi di detta ulteriore forma di realizzazione del dispositivo secondo l'invenzione;

— la fig. 11 è uno schema che mostra una particolare forma di realizzazione del filtro FP di fig. 10;

— la fig. 12 è un diagramma che mostra il principio di funzionamento di una variante di detta ulteriore forma di realizzazione dell'invenzione, e

— la fig. 13 è un'altra forma di realizzazione del filtro FP di fig. 10.

Nella fig. 1, con 1 è indicato un generico canale di trasmissione, su cui sono convogliati dei segnali numerici contenenti simboli di informazione Xj, aventi periodo T, che devono essere equalizzati. Trattandosi di sistemi numerici, l'effettiva interferenza da compensare è dovuta in realtà a campioni sia del precursore che dei postcursori. Pertanto anche quando per semplicità si parlerà di precursori o post-cursori, deve essere chiaro che si intendono sempre campioni degli stessi.

Con SI è indicato un normale sommatore numerico a due ingressi e una uscita, atto a eseguire la differenza tra il segnale presente all'ingresso collegato alla connessione 1 ed un segnale di compensazione del postcursore, presente sull'ingresso di SI collegato a una connessione 4.

Con DI è indicato un normale organo di decisione a soglia, atto a riconoscere gli impulsi uscenti da SI su una connessione 2 ed a fornire in uscita, su una connessione 3, i simboli decisi Xj.

Con FT1 è indicato un normale filtro (che può avere, ma non necessariamente, struttura trasversale), atto a generare, sulla base dei simboli decisi % e delle caratteristiche del canale, il segnale di correzione dei campioni interferenti del postcursore.

Il modo con cui tale segnale di correzione è ottenuto è ben noto al tecnico del ramo e pertanto non sarà qui descritto in dettaglio.

L'insieme dei circuiti SI, Dl, FT1, costituisce un equalizzatore non lineare con retroazione della decisione, ben noto ai tecnici del ramo.

Con K1 è indicato un filtro, atto a ricavare dai simboli decisi ^ il valore dei campioni interferenti del precursore, che viene fornito in uscita su una connessione 5. Il modo con cui tale valore può essere ricavato conoscendo le caratteristiche del canale è ben noto ai tecnici del ramo, e pertanto non sarà descritto in dettaglio in quanto segue: La complessità di tale filtro (il numero di celle se esso ha struttura trasversale) dipenderà dal numero di campioni interferenti associati a ciascun impulso, cioè dalla velocità di trasmissione.

Nei casi più semplici, nei quali gli impulsi presentano un unico campione interferente del precursore, il filtro K1 si ridurrà a un semplice moltiplicatore.

Con LR1 è indicata una normale linea di ritardo, atta a introdurre sui segnali con il postcursore compensato, che le sono forniti tramite la connessione 2, un ritardo atto a consentire l'arrivo del segnale di compensazione ricavato dalla decisione dell'impulso successivo.

Con S2 è indicato un altro sommatore numerico anch'esso di un qualsiasi tipo noto, atto a effettuare la sottrazione tra il segnale depurato del postcursore, che esso riceve tramite la connessione 6, ed il valore del campione interferente del precursore relativo allo stesso segnale, che esso riceve tramite la connessione 5.

Con D2 è indicato un secondo organo di decisione a soglia, atto a effettuare la decisione sui simboli depurati da postcursori e precursori, presenti sulla connessione 7, ed a fornire in uscita sulla connessione 8 i simboli corretti e decisi.

Con K2, LR2, S3, D3 sono indicati degli organi aventi la stessa struttura e le stesse funzioni rispettivamente di Kl, LR1, S2, D2: sulle connessioni 9, 10, 11, 12 si avranno quindi segnali corrispondenti a quelli presenti rispettivamente sulle connessioni 5, 6, 7, 8.

La cella di equalizzazione composta da K2, LR2, S3, D3, ed eventuali ulteriori celle di equalizzazione di struttura identica, possono essere aggiunte al dispositivo per compen5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

5

625924

sare gli eventuali errori di decisione o per perfezionare le correzioni eseguite nella prima cella, come si spiegherà più dettagliatamente in seguito.

Nella fig. 2 è rappresentato uno schema di equalizzatore adatto all'impiego con segnali modulati in fase o fase e ampiezza.

In essa con 1 è indicato ancora il canale trasmissivo; con Ml, M2 sono indicati due normali moltiplicatori che, come d'uso in questa tecnica, moltiplicano il segnale in arrivo rispettivamente per i riferimenti cos wct e sen coct (wc essendo la pulsazione della portante), effettuando così una demodulazione del segnale ricevuto. MI fornisce in uscita, sulla connessione 15, la componente in fase del segnale demodulato, e M2 fornisce in uscita, sulla connessione 16, la componente in quadratura del segnale demodulato.

Con FIO, F20 sono indicati due normali filtri passa basso, atti a eliminare le componenti in alta frequenza dai segnali presenti sulle connessioni 15 e rispettivamente 16, e a sagomare eventualmente detti segnali in modo da facilitare le successive operazioni di reazione.

Con SM1, SM2 sono indicati due sommatori numerici, atti a sommare algebricamente i segnali filtrati, presenti sulle connessioni 17 e rispettivamente 18, con segnali di compensazione dei postcursori dell'interferenza intersimbolica, presenti sulle connessioni 23 e rispettivamente 25, e con segnali di compensazione dei postcursori dell'interferenza in-tercanale, presenti sulle connessioni 24 e rispettivamente 26.

Con DEI è indicato un organo di decisione che, ricevendo tramite le connessioni 19 e 20 rispettivamente la componente in fase e quella in quadratura del segnale, è atto a ricavare da tali componenti l'informazione relativa al livello di ampiezza Ak e all'angolo caratteristico cpk della fase e a fornire in uscita, sulle connessioni 21, 22 e 27, 28, i simboli decisi relativi alle due componenti, cioè le funzioni trigonometriche cos <pk, sen cpk di detto angolo, nel caso di sola modulazione di fase, o i prodotti Ak cos cpk, Ak sen cpk, nel caso di modulazione di fase e ampiezza.

Organi di decisione di questo tipo sono descritti per esempio nell'articolo «Generalized décision feedback receiver for PSK and APSK signais» (CSELT Rapporti Tecnici - Voi. 3, N. 4 - Dicembre 1975) a nome R. Dogliotti, U. Mazzei, G. Tamburelli.

Con IS1, IS2 è indicata una coppia di filtri atti a ricavare dai segnali presenti sulle connessioni 21 e rispettivamente 22 i segnali di correzione dei campioni dei postcursori dell'interferenza intersimbolica, rispettivamente per la componente in fase e la componente in quadratura dei segnali in arrivo dal canale 1.

Con ICI, IC2 è indicata un'ulteriore coppia di filtri,

atti a ricavare dai segnali presenti sulle connessioni 21 e rispettivamente 22 i segnali di correzione dei postcursori dell'interferenza intercanale, rispettivamente per la componente in quadratura e la componente in fase dei segnali in arrivo dal canale 1.

Filtri che svolgono tali compiti sono ben noti ai tecnici dal ramo e pertanto non saranno descritti con maggiori dettagli.

L'insieme degli organi descritti finora costituisce un equalizzatore a controreazione di tipo noto.

Con Hl, H2 sono indicati dei filtri, atti a ricavare dai simboli decisi in DEI, relativi rispettivamente alla componente in fase e in quadratura dei segnali ricevuti tramite il canale 1, i valori dei campioni interferenti dei precursori di tali segnali. Anche Hl, H2, nei casi in cui si ha solo un campione interferente dei precursori, possono essere dei semplici moltiplicatori.

Con DL1, DL2 sono indicate due linee di ritardo, uguali fra loro e atte a ritardare i segnali presenti sulle connessioni 19 e rispettivamente 20, del tempo necessario a consentire l'arrivo dei segnali di compensazione dei campioni interferenti del precursore.

Con SM3, SM4 sono indicati due ulteriori sommatori,

atti a sottrarre i valori dei campioni dei precursori dei segnali in fase ed in quadratura, presenti rispettivamente sulle connessioni 29, 30, dai segnali di informazione uscenti da DL1, DL2, presenti rispettivamente sulle connessioni 31, 32.

Con DE2 è indicato un secondo organo di decisione, anch'esso di tipo noto, atto ad effettuare la decisione sui simboli depurati dei precursori e dei postcursori.

In uscita da DE2, su connessioni 35, 36, si hanno i simboli decisi relativi alle due componenti del segnale, che potranno essere sottoposti ad ulteriori compensazioni in celle di equalizzazione comprendenti organi corrispondenti agli organi DL1, DL2, HI, H2, SM3, SM4, DE2.

Nelle figg. da 3 a 8 sono rappresentate alcune varianti del dispositivo di fig. 1, indicando con gli stessi riferimenti gli organi identici nelle varie figure.

Il dspositivo di fig. 3 è particolarmente adatto nei casi in cui un'unica correzione del postcursore non sia sufficiente.

In tale figura con LR30 è indicata una linea di ritardo, atta a ritardare il segnale in arrivo sul canale 1 di un tempo pari al ritardo complessivo introdotto da LR1, LR2 (fig. 1).

Con S3' (fig. 3) è indicato un sommatore a tre ingressi e un'uscita, atto a sottrarre dai segnali in arrivo sul canale 1, ritardati da LR 30 e presenti sulla connessione 13, i segnali presenti sulla connessione 9, corrispondenti ai valori dei campioni interferenti dei precursori ricavati dai simboli già corretti, ed i segnali presenti sulla connessione 14, che costituiscono ulteriori segnali di correzione dei postcursori.

Con D3' è indicato un normale circuito di decisione, di struttura simile a D3, atto ad effettuare la decisione sui segnali uscenti da S3', presenti sulla connessione 11'.

'Con FT2 è indicato un ulteriore filtro, analogo a FT1 e atto a generare gli ulteriori segnali di correzione dei post-cursori.

La fig. 4 mostra una variante il cui impiego è particolarmente conveniente nei casi in cui vi sia un unico campione interferente sia del postcursore che del precursore, ed il valore di detti campioni sia sostanzialmente identico.

In tale figura, con U è indicato un normale elemento unidirezionale, atto a consentire la propagazione degli impulsi solo nel senso indicato dalla freccia, cioè atto a consentire il trasferimento degli impulsi dalla connessione 1 alla connessione 50.

Con GÌ è indicato un filtro, eventualmente costituito da un semplice moltiplicatore, atto a ricavare dai simboli decisi in DI, presenti sulla connessione 51, il segnale di correzione del campione interferente del precursore e del post-cursore.

Tale segnale è fornito da GÌ, tramite una connessione 52, a un circolatore CRI e a un sommatore SOI, le cui funzioni saranno descritte in seguito.

Con LB1 è indicata una linea di ritardo bidirezionale, che, introducendo gli opportuni ritardi, è atta in un senso a trasferire alle celle successive dell'equalizzatore gli impulsi provenienti dal canale 1 e nell'altro senso è atta a far retroagire sugli impulsi in arrivo il segnale di correzione del post-cursore.

I segnali entranti in LB1 o uscenti da essa sono convogliati da un lato da una diramazione bidirezionale della connessione 50, e dall'altro da una connessione 57.

II circolatore CRI, a tre porte, è atto da un lato a fornire alla linea di ritardo LB1, tramite la connessione 57,

i segnali uscenti da GÌ sulla connessione 52, e dall'altro a

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

625 924

6

trasferire sulla connessione 58 gli impulsi in arrivo da LB1 tramite la connessione 57.

Il sommatore SOI è atto a sottrarre dagli impulsi in arrivo all'ingresso collegato alla connessione 58 i segnali di correzione forniti da GÌ tramite la connessione 52, e a fornire sulla connessione 53 segnali depurati sia del precursore che del postcursore.

Gli organi LB2, G2, CR2, S02 hanno funzioni esattamente identiche a quelle di LB1, GÌ, CRI, SOI; pertanto sulle connessioni 54, 55, 56, 59, 60 saranno presenti segnali corrispondenti a quelli presenti rispettivamente sulle connessioni 51, 52, 53, 57, 58.

Nel caso occorra tener conto di più campioni interferenti del postcursore, si può distribuire la retroazione della decisione su più celle, ritardando ad ogni cella i segnali da compensare di un tempo pari al periodo di simbolo T. Ciò consente di correggere gli errori dovuti al postcursore senza ricorrere a filtri complessi (per la presenza di più linee di ritardo) nei circuiti di reazione della decisione, e inoltre di ridurre l'eventuale propagazione di errori di decisione sempre possibile durante la compensazione del postcursore.

Lo schema del dispositivo può diventare allora quello rappresentato nelle figg. 5-^8.

Si noterà che lo schema di fig. 5, per consentire una mglior comprensione di questa forma di realizzazione dell'invenzione, è stato ampliato rispetto a quello della fig. 1 con l'aggiunta di un'ulteriore cella di equalizzazione del precursore, identica alle precedenti e comprendente la linea di ritardo LR3, il filtro K3, il sommatore S4 e l'organo di decisione D4. Con 100, 105, 106, 107, sono indicate le connessioni di collegamento tra gli organi di detta cella.

Nell'equalizzatore di fig. 5 le linee di ritardo LR1, LR2, LR3 sono atte ognuna a introdurre un ritardo pari a un periodo di simbolo T sui segnali con il postcursore compensato che esse ricevono rispettivamente tramite le connessioni 2, 6 e 10.

In questo modo, sulle connessioni 8, 12, 107, uscenti rispettivamente dagli organi di decisione D2, D3, D4, si avranno a ogni istante i simboli decisi relativi agli impulsi che precedono rispettivamente di un tempo T, 2T ... l'impulso presente all'ingresso dell'organo di decisione DI. Ciò consente di ricavare i segnali di compensazione dei campioni interferenti del postcursore successivi al primo dai simboli presenti sulle uscite degli organi di decisione D2, D3 ... invece che unicamente dai simboli decisi in DI.

Con questa disposizione il filtro FT1 di fig. 1 (che generalmente è a struttura trasversale e quindi è di realizzazione complicata nel caso in cui si debbano compensare più campioni) può essere sostituito dal blocco FI.

In tale blocco, con CI, C2, C3 sono indicati tre normali moltiplicatori, ciascuno dei quali è atto a generare un segnale di correzione di un campione interferente del post-cursore. A questo scopo, tramite le connessioni 3, 8, 12, i moltiplicatori C1,C2, C3 ricevono rispettivamente i simboli decisi in DI, D2, D3.

La struttura di tali moltiplicatori ed il modo in cui essi operano per ricavare i segnali di correzione sono ben noti ai tecnici del ramo e pertanto non saranno descritti nel seguito.

Nel disegno si sono rappresentati tre moltiplicatori C; è però evidente che il loro numero dipenderà dal numero di campioni interferenti del postcursore di cui occorre tener conto per l'equalizzazione.

Con S 1 è indicato un normale sommatore numerico,

atto ad effettuare la somma dei segnali di correzione generati da Cl, C2, C3 e presenti ai suoi ingressi collegati alle connessioni 101, 102, 103.

Con LI è indicata un'ulteriore linea di ritardo atta a ritardare di un tempo T, pari al periodo di simbolo, il segnale di correzione uscente da S 1, che essa riceve tramite la connessione 104.

Nella fig. 6 è rappresentata una variante dell'equalizzatore di fig. 5 utilizzabile per una più esatta compensazione dei campioni interferenti del precursore successivi al primo.

In tale figura, con K10 è indicato un filtro analogo a K1 e atto a ricavare dal simbolo deciso, presente sulla connessione 3, un segnale utilizzato, come si vedrà in seguito, per compensare il campione interferente del precursore che precede di un tempo 2T il valore massimo della risposta impulsiva, cioè il secondo campione interferente del precursore.

Con S3" è indicato un normale sommatore a tre ingressi e un'uscita, atto a sottrarre dagli impulsi con postcursore compensato, presenti sulla connessione 10, i segnali di correzione dei campioni interferenti del precursore, che esso riceve dai filtri K2 e K10, rispettivamente tramite le connessioni 9 e 108.

Con K20 e K30 sono indicati due ulteriori filtri, analoghi a K10, che, ricevendo tramite le connessioni 8 e 12 i simboli decisi rispettivamente in D2 e D3, compiono su questi simboli le stesse operazioni compiute da K10 sui simboli decisi in DI.

In uscita da K20 e K30, sulle connessioni 109 e 110, si avranno quindi valori del secondo campione interferente del precursore calcolati con migliore approssimazione, essendo ricavati da simboli che hanno già ricevuto almeno una prima compensazione del precursore stesso.

Il segnale generato da K20 sarà fornito a un sommatore S4', identico a S3" e atto a sottrarre dai segnali ricevuti da LR3 tramite la connessione 100 sia il segnale di correzione generato dal filtro K20, sia il segnale generato dal filtro K3.

Il segnale generato da K30 sarà invece utilizzato in una eventuale ulteriore cella di equalizzazione.

Nello schema di fig. 7, con F2, F3 sono indicati filtri di struttura perfettamente analoga a quella illustrata in fig. 5 per il filtro FI. Il filtro F2 è atto a generare un secondo segnale di correzione del postcursore, utilizzando i simboli decisi in D2, D3 e D4, che esso riceve tramite le connessioni 8, 12, 112; il filtro F3 opera allo stesso modo utilizzando i simboli decisi in D3, D4 e quello deciso nell'eventuale cella successiva dell'equalizzatore.

Con S2', S3" sono indicati due normali sommatori a tre ingressi e un'uscita, atti a sottrarre dai segnali che hanno subito una prima compensazione del postcursore, presenti rispettivamente sulle connessioni 6 e 10, i segnali di correzione del precursore, forniti dai filtri K1 e K2, e gli ulteriori segnali di correzione del postcursore, forniti dai filtri F2 e F3.

Nello schema di fig. 8 sulle connessioni 3, 8, 12 sono inseriti i filtri K10, K20, K30 aventi le stesse funzioni dei filtri omonimi della fig. 6. Inoltre il sommatore S3'" di fig. 7 è sostituito da un sommatore S3IV a quattro ingressi e un'uscita, atto a sottrarre dai segnali presenti sulla connessione 10, che hanno subito la prima compensazione del postcursore, l'ulteriore segnale di correzione del postcursore, fornito da F3 tramite la connessione 113, ed i due segnali di correzione del precursore, forniti rispettivamente da K2 tramite la connessione 9 e da K10 tramite la connessione 108.

Analoga modifica dovrà essere apportata per i somma-tori delle celle successive, non più rappresentate in figura.

Sempre nel caso in cui vi siano più campioni interferenti del postcursore, come alternativa alla distribuzione su più celle della retroazione della decisione, si può cercare di por5

io

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

7

625924

tare all'ingresso della cella di equalizzazione che effettua la correzione degli errori dovuti al postcursore segnali che abbiano subito un trattamento preliminare (shaping) grazie al quale l'effetto di detti campioni possa essere praticamente trascurato.

Studi condotti dall'inventore, e successive verifiche sperimentali, hanno portato a dimostrare che questa condizione si verifica se il primo campione del postcursore è prossimo a zero e se almeno il secondo campione è positivo ed eventualmente ha modulo superiore a quello dei campioni successivi. In casi particolari quest'ultima condizione può tuttavia non essere del tutto verificata.

Alcuni esempi di applicazione di questo principio alla presente invenzione sono rappresentati nelle figg. 9-13.

Nella fig. 9 è rappresentato (curva A in linea continua) un impulso distorto per l'azione di una linea di trasmissione, il quale in ricezione viene campionato con un certo periodo T; i vari istanti di campionamento sono indicati con t(—2), t(—1), t(0), t(l), t(2), t(3), t(4); t(0) è l'istante in cui viene presa la decisione sul valore dell'impulso; t(—2), t(—1) sono gli istanti in cui vengono prelevati i campioni interferenti del precursore mentre t(l), t(2), t(3), t(4)... sono gli istanti in cui vengono prelevati i campioni del postcursore.

Come si è detto, per rendere trascurabili gli effetti dei campioni del postcursore successivi al primo, è sufficiente che il primo campione sia O o si avvicini a O, e che almeno il secondo sia positivo e abbia modulo superiore a quello dei campioni successivi.

Queste condizioni possono essere ottenute nel modo illustrato in fig. 10, nella quale è indicato con EQ l'equalizzatore illustrato per esempio nella fig. 1 e con FP un filtro che, ricevendo sulla connessione la impulsi distorti, è atto a ricavare da ognuno di essi un opportuno segnale di compensazione, a combinarlo con l'impulso distorto ed a fornire all'equalizzatore EQ, tramite la connessione 1, un impulso in cui i campioni del postcursore soddisfano alle condizioni volute.

Per ottenere queste condizioni, il filtro FP potrebbe generare un segnale di compensazione come quello rappresentato dalla linea a tratti B di fig. 9, e sommarlo all'impulso ricevuto A; nel' segnale risultante, indicato dalla linea a punti e tratti C, il campione del postcursore all'istante t(l) è molto vicino a O, il campione all'istante t(2) è ancora positivo ed ha valore inferiore a quello del campione originario, ed i campioni successivi al secondo hanno tutti modulo inferiore al modulo di questo.

Ovviamente l'aggiunta di un filtro a monte dell'equalizzatore può provocare un aumento del rumore associato al segnale. Può pertanto essere necessario ridurre in qualche modo detto rumore, per non pagare un prezzo eccessivo per la riduzione degli effetti del postcursore e quindi per il miglior funzionamento dell'equalizzatore EQ (fig. 10).

A monte del filtro FP si può quindi inserire un ulteriore filtro FR che, per le sue caratteristiche, sia atto a consentire un miglioramento del rapporto segnale/rumore. Per esempio il filtro FR può ridurre la banda del segnale trasmesso. Ciò provoca un aumento della distorsione degli impulsi, aumento che tuttavia può essere agevolmente compensato dall'azione combinata dal filtro FP e dell'equalizzatore EQ.

Filtri che abbiano le funzioni di FR sono ben noti nella tecnica e pertanto FR non sarà descritto con maggiori dettagli.

Nella fig. 11 è rappresentata una prima forma di realizzazione del filtro FP, in cui si realizza un trattamento del tipo rappresentato in fig. 9.

Con LR è indicata una normale linea di ritardo, atta ad introdurre su ogni impulso presente sulla connessione la un ritardo uguale a nT, dove T e il periodo di campionamento e n è un numero intero, uguale al numero di intervalli di campionamento, relativi a quell'impulso, che precedono l'istante di decisione t(0).

Con G(f) è indicato un blocco atto a realizzare sugli impulsi uscenti da LR e presenti sulla connessione 70 una data funzione di trasmissione, dipendente dalle caratteristiche dei segnali ricevuti e da quelle dei segnali da ottenere. G(f) può essere atto per esempio a calcolare la derivata di detti impulsi.

Con Ca, Cb sono indicate due normali prese atte rispettivamente a moltiplicare per opportuni coefficienti il segnale in arrivo sulla connessione la ed il segnale di uscita di G(f). Se G(f) fornisce la derivata degli impulsi in arrivo e questi hanno l'andamento rappresentato dalla curva A di fig. 9, in uscita da Cb si avranno segnali come il segnale B di fig. 9, che, a meno del segno, riproduce appunto la derivata del segnale A.

Con SA è indicato infine un normale sommatore, atto a fornire in uscita, sulla connessione 1, la somma algebrica dei segnali presenti sulle connessioni 72 e 73.

Nel caso in cui G(f), come detto, calcoli la derivata del segnale A, sull'uscita 1 si ha un segnale come il segnale C di fig. 9.

Il modo di operare di un tale circuito è desumibile immediatamente da quanto detto in precedenza sui singoli blocchi che lo compongono e dall'esame della fig. 9, e pertanto non sarà descritto con maggiori dettagli.

Come si è detto, la presenza del filtro FP può provocare un aumento del rumore associato al segnale, aumento che può essere quasi intollerabile nel caso di una correzione degli impulsi in arrivo effettuata come si vede in fig. 9. L'aumento del rumore può essere mantenuto in limiti accettabili con una correzione di tipo diverso, per esempio una correzione effettuata mediante almeno tre segnali distinti come rappresentato in fig. 12.

In questa figura, la linea continua A rappresenta ancora l'impulso distorto in arrivo, identico a quello di fig. 9. La linea a tratti D rappresenta un segnale di ampiezza proporzionale a quella dell'impulso A e ritardato rispetto a questo di un periodo di campionamento, in modo che la sua ampiezza massima si trovi in corrispondenza del primo campione del postcursore di A, però con segno opposto rispetto a questo; con E ed E' sono rappresentati due segnali proporzionali per esempio alla derivata dell'impulso A e ritardati rispetto a questo in modo che il loro massimo cada in corrispondenza rispettivamente del primo e del secondo campione del postcursore di A.

La presenza del segnale E fa sì che nell'istante t(0) l'impulso risultante (rappresentato dalla linea a punti e tratti F) abbia all'incirca lo stesso valore massimo dell'impulso A, mentre il segnale E' rende positivo il secondo campione del postcursore di detto impulso risultante. Per semplicità di disegno, il segnale risultante è stato fermato dopo il terzo campione del postcursore, che risulta negativo.

Se ciò non fosse accettabile, si potrebbe effettuare una ulteriore correzione combinando il segnale A anche con il segnale A stesso pesato e ritardato di 3T.

Con una soluzione di questo genere si riesce a limitare l'aumento del rumore per il fatto che, per annullare il primo campione del postcursore dell'impulso A, si usa l'impulso stesso ritardato di un tempo T: infatti, in queste condizioni, il rumore aggiuntivo che viene introdotto ha coefficiente di correlazione poco inferiore ad 1 con il rumore dell'impulso originario, e poiché il segnale sfasato viene sottratto dall'impulso originario, si ha una diminuizione del rumore. Gli altri segnali di correzione, essendo più ridotti, non portano

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

625 924

8

ad avere in complesso un incremento di rumore da parte del filtro FP (fig. 10).

Nella fig. 13 si è rappresentata una forma di realizzazione del filtro FP atta a realizzare il trattamento dei segnali rappresentato in fig. 12.

In tale figura, con LRa, LRb sono indicate normali linee di ritardo, atte ognuna a ritardare di un periodo di campionamento gli impulsi in arrivo. Con G'(f), G"(f) sono indicati due circuiti aventi le stesse funzioni del circuito G(f) di fig. 11, per esempio circuiti atti a calcolare la derivata dell'impulso presente sulla connessione 81. Con Pa, Pb, Pc, Pd sono indicate delle normali prese atte a moltiplicare per opportuni coefficienti i segnali che esse ricevono rispettivamente tramite le connessioni la, 80, 80a e 82. In particolare, sull'uscita 84 della presa Pb si avrà il segnale D, e sulle uscite 84a, 85 di Pc e Pd si avranno i segnali E ed E'-SA' infine è un normale sommatore, atto a combinare i segnali presenti sulle connessioni 83, 84, 84a, 85 per fornire in uscita sulla connessione 1 il segnale F.

Se questo segnale non soddisfa le condizioni volute per i campioni successivi al secondo, si potrà aggiungere al filtro descritto almeno un'altra cella, di cui si è rappresentata la linea di ritardo LRc, che fornisca ancora un segnale proporzionale all'impulso in arrivo, ritardato di 3T.

Il funzionamento del dispositivo secondo l'invenzione verrà ora descritto con riferimento ai disegni allegati.

Per fissare un riferimento temporale si supporrà che a un certo istante ts sia presente sul canale 1 (fig. 1), all'ingresso dell'equalizzatore, il valore massimo della risposta all'impulso X;; pertanto all'uscita delle varie linee di ritardo LR1, LR2 ... saranno presenti gli impulsi x^, x;_2 ... che precedono di uno, due ... periodi di campionamento l'istante ti.

Ciò premesso, per quanto riguarda lo schema di fig. 1, l'impulso Xj viene depurato in SI degli effetti dovuti al post-cursore degli impulsi precedenti, per opera del segnale di compensazione uscente da FT1 sulla connessione 4. Il modo con cui ciò può essere ottenuto non è descritto con maggiori dettagli, in quanto la compensazione dei postcursori mediante equalizzatori non lineari con reazione della decisione, come quelli costituiti dai blocchi SI, Dl, FT1 è ben nota al tecnico del ramo ed è già stata ampiamente descritta nella letteratura tecnica.

Il segnale corretto nel modo precedentemente detto, presente sulla connessione 2, viene fornito sia all'organo di decisione DI, che fornisce in uscita il simbolo deciso ìCj, sia alla linea di ritardo LR1.

Il simbolo deciso passa, tramite la connessione 3, nel filtro FT1, che provvede a determinare il segnale di correzione per il successivo impulso xi+1, e nel filtro K1 che provvede a ricavare il valore del campione interferente del precursore di X; sulla base delle caratteristiche del canale.

Tramite la connessione 5, tale valore è inviato al sommatore S2, al cui altro ingresso è presente, come si è detto il segnale xH precedentemente depurato del postcursore e ritardato da LR1 in modo tale da consentire l'arrivo del segnale uscente da Kl. S2 sottrae da x^ il valore del precursore di X, e fornisce in uscita sulla connessione 7 un segnale in cui anche il precursore è stato compensato.

Tale segnale deciso in D2, verrà fornito agli organi successivi del ricevitore oppure, se l'equilizzatore comprende più celle, al filtro K2 che ricaverà un nuovo valore del campione interferente del precursore di xui; tale valore sarà sottratto in S3 dal simbolo X;_2, depurato del postcursore e ritardato da LR1 e LR2, in arrivo sulla connessione 10; il nuovo valore corretto sarà poi deciso in D3 e fornito alle successive celle di equalizzazione o agli organi successivi del ricevitore, secondo i casi. Le stesse operazioni sono ripetute per gli impulsi successivi in arrivo dal canale 1. Più in particolare dal simbolo deciso relativamente all'impulso xi+1 si ricaverà in K1 il valore presunto del precursore e Io si sottrae dall'impulso X; depurato dagli effetti del postcursore e presentato da LR1 all'ingresso di S2. La decisione in D2 fornirà un nuovo simbolo corretto per xi5 dal quale si ricaverà in K2 un nuovo valore del precursore utilizzato per correggere l'impulso x^, e così via.

Come si è detto, la presenza di più celle successive di equalizzazione, che iterano la compensazione del precursore, permette di porre rimedio ad eventuali errori di decisione degli organi Dl, D2. Infatti, in caso di errore per esempio di DI, gli impulsi precedenti a quello su cui è stata effettuata la decisione sarebbero affetti da un'interferenza intersimbolica più pronunciata per la parte che riguarda il precursore, mentre gli impulsi successivi sarebbero affetti da una interferenza intersimbolica più pronunciata per la parte che riguarda i postcursori. L'organo di decisione D2 pertanto si troverebbe a operare su segnali maggiormente distorti a causa dell'una o dell'altra interferenza o, nel caso peggiore, di entrambe. Tuttavia la probabilità che D2 operi una decisione esatta è ancora elevata, in quanto gli effetti di dette interferenze operano sull'impulso proveniente da LR1, che è diverso da quello deciso in modo errato e uscente da DI. Tuttavia, in caso di errore anche in D2, è possibile che un successivo organo di decisione D3, ricevendo un nuovo segnale di correzione ricavato in K2 e l'impulso depurato del postcursore, ulteriormente ritardato in LR2, effettui una decisione esatta.

Aumentando il numero delle celle di equalizzazione, aumenterà quindi la probabilità di compensare gli errori della cella o delle celle precedenti.

In generale si può dire che un impulso, deciso in modo errato nel primo circuito di decisione DI, può presentarsi al successivo circuito di decisione 02 con il precursore compensato, se anche l'impulso successivo non è stato deciso erroneamente. Se questa ipotesi sfavorevole si verifica e se l'impulso uscente da D2 è anch'esso errato, quest'impulso può essere fornito al circuito di decisione D3 della cella successiva, dove il campione interferente del segnale precedente sarà compensato con maggior probabilità se l'ulteriore segnale deciso da DI risulta esatto. Questo nuovo segnale deciso in modo esatto compenserà allora il campione interferente del precursore relativo all'impulso precedente, che sarà allora deciso correttamente da D2; in D3 si avrà poi la compensazione del precursore del segnale considerato, e così via.

La presenza di più celle successive è inoltre particolarmente conveniente anche nel caso di velocità di trasmissione superiori al doppio della velocità di Nyquist; in questo caso infatti il segnale trasmesso sarà affetto anche da un secondo campione interferente del precursore, la cui influenza tuttavia diventa trascurabile dopo un numero limitato di celle, come si può valutare, in forma approssimata, per via teorica.

Per quanto riguarda il circuito di fig. 2, per ciascuna delle due componenti del segnale da equalizzare valgono considerazioni simili a quelle fatte per il segnale trattato nel circuito di fig. 1. La compensazione del postcursore nell'equalizzatore non lineare con reazione della decisione, formato dai blocchi SM1, SM2, IS1, IS2, ICI, IC2, DEI avviene con modalità ben note. In condizioni di regime, in uscita dall'organo di decisione DEI si avranno, sulle connessioni 27, 28 simboli decisi per i quali sono stati compensati i postcursori dovuti sia all'interferenza intersimbolica che all'interferenza intercanale; i valori dei precursori di tali simboli, ricavati dai circuiti Hl, H2 saranno sottratti in SM3, SM4 dai segnali in arrivo depurati dai postcursori

5

io

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

9

625 924

ed opportunamente ritardati in DL1, DL2; l'organo di decisione DE2 fornirà simboli corretti per i successivi organi del ricevitore o per le successive celle dell'equalizzatore.

Anche per questo caso valgono le considerazioni già fatte relative agli errori di decisione ed alla velocità di trasmissione.

Nel caso della fig. 3, il simbolo xt in arrivo sul canale 1 subisce lo stesso trattamento già descritto con riferimento alla fig. 1.

Inoltre esso viene fornito anche alla linea di ritardo LR30 che lo presenta all'ingresso del sommatore S3' ritardato di un tempo pari al tempo necessario per consentire la generazione e l'arrivo del segnale di compensazione.

In S3' da tale simbolo, che essendo stato prelevato a monte del sommatore SI, è ancora affetto da postcnrcori, vengono sottratti sia il valore del campione interferente del precursore, calcolato in seconda approssimazione da K?, sia un segnale di correzione del postcursore, ottenuto facendo retroagire, tramite il filtro FT2, il valore deciso fornito dall'organo di decisione D3'. In questo modo si può ottenere una più efficace compensazione dei postcursori, in quanto essa viene effettuata mediante un simbolo deciso su un segnale avente il precursore già compensato.

Per quanto riguarda lo schema di fig. 4, l'impulso xt presente all'istante tj sul canale 1, e quindi sulla connessione 50, viene deciso in DI e filtrato in GÌ per generare i segnali di correzione del campione interferente sia del precursore che del postcursore.

Da un lato, il segnale di correzione generato da GÌ viene fatto retroagire, tramite la connessione 52, il circolatore CRI (il cui funzionamento è ben noto e non verrà qui ricordato), la linea di ritardo LB1 e la connessione 50, sul segnale in arrivo per compensare gli effetti del postcursore.

La linea di ritardo LB1 ritarderà ovviamente il segnale di correzione del tempo necessario per consentire l'arrivo dell'impulso distorto dal postcursore di xs; il segnale corretto verrà poi nuovamente deciso in Dt e filtrato in GÌ per dare il segnale di correzione relativo al nuovo impulso e così via.

Dall'altro lato, il segnale di correzione viene inviato tramite la connessione 52 al sommatore SOI. Tale sommatore riceve contemporaneamente, tramite la connessione 58, l'impulso da equalizzare, ritardato da LB1 in modo da consentire l'arrivo del segnale di correzione, ed il segnale di correzione del postcursore, generato dal filtro G2 sulla base del simbolo precedentemente deciso e fatto retroagire tramite il circolatore CR2 e la linea di ritardo LB2.

All'uscita di SOI sulla connessione 53 si avrà pertanto un impulso per il quale sono stati compensati gli effetti sia del precursore che del postcursore e che sarà poi deciso in D2. Le stesse operazioni vengono ripetute per gli impulsi successivi a X[.

Le eventuali celle di equalizzazione successive provvederanno poi a ridurre la probabilità di propagazione degli errori di decisione in modo analogo a quanto già detto.

Per quanto riguarda gli schemi delle figg. 5-8, poiché le linee di ritardo LR1-LR3 ... introducono ognuna un ritardo di un periodo di simbolo T, all'uscita degli organi di decisione D2, D3 ... si avranno i simboli decisi corrispondenti agli impulsi che precedono rispettivamente di T, 2T ... l'mpulso xf presente all'ngresso di DI, cioè i segnali che danno origine rispettivamente al secondo, al terzo ... campione del postcursore interferente sul segnale X[, ovvero segnali influenzati rispettivamente dal campione del precursore che precede di T, 2T ... il massimo della risposta impulsiva da decidere. In uscita da DI si avrà invece il segnale influenzato dal primo campione interferente del postcursore.

Ciò premesso, con riferimento alla fig. 5, per l'equalizzazione del postcursore i segnali uscenti da DI, D2, D3 vengono inviati tramite le connessioni 3, 8, 12 ai moltiplicatori CI, C2, C3 che danno origine ai singoli segnali di correzione.

Tali segnali vengono poi sommati in E 1 per generare un segnale di correzione complessivo che sarà ritardato in LI del tempo T necessario per consentire l'arrivo del segnale da correggere.

Il segnale così depurato del postcursore sarà poi sottoposto alla compensazione del precursore nel modo descritto in connessione con la fig. 1.

Con questo tipo di compensazione del postcursore si riesce a semplificare, come già detto, la struttura del filtro inserito nel circuito di reazione della decisione.

Inoltre risuta notevolmente ridotta la propagazione dell'errore dovuta ai campioni interferenti del postcursore successivi al primo, in quanto gli impulsi di correzione di tali campioni sono ottenuti dai segnali presenti sulle uscite dei circuiti di decisione D2, D3 ..., cioè da segnali che sono già stati parzialmente sottoposti a equalizzazione.

Nello schema di fig. 6 la compensazione del postcursore avviene nello stesso modo descritto per la fig. 5.

Per quanto riguarda la correzione del precursore, il simbolo depurato del postcursore e deciso in DI passa, tramite la connessione 3, nei filtri K1 e K10 che provvedono a ricavare un rispettivo valore del campione interferente del precursore sulla base delle caratteristiche del canale.

Il valore calcolato da K10 passa tramite la connessione 108 al sommatore S3", a cui, come si è detto, arriva contemporaneamente tramite la connessione 10 il segnale che precede di 2T l'impulso X; presente all'ingresso di DI; pertanto il valore del precursore fornito da K10 serve per la compensazione del secondo campione interferente del precursore di X;, cioè il campione che precede di 2T il massimo della risposta impulsiva.

Il valore fornito da K1 va tramite la connessione 5 al sommatore S2, sul cui ingresso collegato alla connessione 6 è presente il segnale immediatamente precedente a x;; pertanto tale valore serve per la compensazione del primo campione interferente del precursore di il segnale depurato una prima volta del postcursore e del precursore, che sì ottiene all'uscita di S2, viene poi deciso in D2, filtrato in K2 per generare un nuovo segnale di correzione del precursore, e inviato al sommatore S3" dove servirà per una nuova correzione del primo campione del precursore interferente sul segnale presente in quell'istante all'ingresso 10 del sommatore stesso.

In uscita da S3" si ha quindi un segnale per il quale sono stati compensati sia il primo che il secondo campione interferente del precursore; tale segnale sarà poi deciso in D3, nuovamente filtrato in K3 e così via.

I simboli decisi dagli organi di decisione D2 e D3 vengono inoltre inviati ai filtri K20, K30 che, in modo analogo a K10, inviano il valore del precursore da essi calcolato ai sommatori S4'... delle celle di equalizzazione in cui sono presenti gli impulsi che precedono di un tempo 2T gli impulsi decisi in D2, D3 ...; in questo modo si ottengono la seconda, la terza ... compensazione del secondo campione interferente del precursore.

Per lo schema di fig. 7 i segnali in arrivo sul canale 1 subiscono una prima compensazione del postcursore ad opera del segnale generato da FI, come descritto con riferimento alla fig. 5; i simboli decisi ottenuti dagli impulsi con il postcursore compensato vengono forniti al filtro K1 per la determinazione del valore del precursore, valore che viene poi inviato tramite la connessione 5 al sommatore S2'; tale sommatore riceve ad ogni intervallo di tempo T, tramite la

5

10

15

20

25

:o

35

40

45

50

55

60

65

625924

10

connessione 111, un secondo segnale di compensazione del postcursore, ottenuto da una seconda elaborazione in F2 dei segnali affetti dai campioni interferenti del postcursore che distano di un tempo T, 2T,... dal valore massimo della risposta impulsiva.

Le operazioni descritte si ripetono poi a ogni cella successiva, utilizzando un nuovo segnale di correzione del post-cursore elaborato dai filtri F delle celle successive.

È evidente che l'effettuazione presso ogni cella di una compensazione del postcursore facilita notevolmente le operazioni dei filtri F, in quanto tali organi operano non solo sul segnale deciso nella stessa cella, ma anche su segnali che hanno subito una o più compensazioni sia del precursore che del postcursore. Lo stesso discorso è valido anche per i filtri K.

Ovviamente, aumentando la probabilità che il segnale di correzione generato dai filtri F o K rappresenti esattamente il valore del campione interferente del postcursore o del precursore, la probabilità di errori di decisione diminuisce sensibilmente.

Quanto detto per il circuito di fig. 7 può sostanzialmente ripetersi identico per le prime due celle del circuito di fig. 8.

In più, in tale circuito si ha la compensazione del secondo campione interferente del precursore con le modalità già viste per l'equalizzatore di fig. 6. Pertanto nel sommatore S3IV nei sommatori delle eventuali celle successive, dai segnali in arrivo sulle connessioni 10,... saranno sottratti un segnale di correzione del primo campione interferente del precursore (fornito dai filtri K2, K3 ...), un segnale di correzione del secondo campione interferente del precursore (fornito dai filtri K10, K20, K30 ...) ed un segnale di s compensazione del postcursore (fornito dai filtri F3 ...).

Anche in questo caso i singoli segnali di correzione sono ottenuti da simboli decisi su impulsi che hanno subito compensazioni ripetute sia del precursore che del postcursore, e quindi già dopo un numero molto piccolo di celle di equa-io Iizzazione la probabilità di errore è estremamente ridotta.

Per quanto riguarda l'equalizzatore rappresentato nelle figg. 9-13, il suo funzionamento risulta chiaro dalla descrizione delle figure stesse e da quanto già detto per le altre forme di realizzazione, in particolare per la fig. 1, e péris tanto non sarà descritto ulteriormente.

Nel caso dei segnali modulati in fase e ampiezza, se anche i precursori delle due componenti del segnale modulato danno luogo a interferenza intercanale, i filtri Hl, H2 pos-2o sono essere sostituiti da coppie di filtri analoghe alle coppie IS1, ICI e IS2, IC2 che provvedono a generate i segnali di compensazione dei postcursori.

Inoltre sebbene i circuiti delle figg. 3-13 siano rappresentati per l'equalizzazione di segnali in banda base, essi 25 potrebbero essere facilmente adattati al trattamento dei segnali modulati in fase o fase e ampiezza con modifiche analoghe a quelle necessarie per passare dal circuito di fig. 1 a quello di fig. 2.

8 fogli disegni

Claims

625924

1. Procedimento per l'equalizzazione di segnali numerici, in cui si effettua una compensazione non lineare dell'interferenza intersimbolica sia per la parte dovuta ai campioni interferenti dei postcursori che per la parte dovuta ai campioni interferenti dei precursori, e in cui per detta compensazione non lineare dei postcursori ciascun impulso da equalizzare è sommato algebricamente con un segnale di compensazione di un campione interferente del postcursore dell'impulso precedente o degli impulsi precedenti, gli impulsi così depurati dei postcursori sono sottoposti ad una prima operazione di decisione e da ogni simbolo deciso come risultato di detta operazione di decisione si ricava detto segnale di compensazione di un campione interferente del post-cursore per l'impulso successivo o per gli impulsi successivi, caratterizzato da ciò che per detta compensazione dei precursori si filtrano i simboli ottenuti come risultato di detta prima operazione di decisione, per ricavare un valore presunto di un campione interferente del precursore, si sottrae detto valore dall'impulso già depurato del postcursore, e si effettua una seconda operazione di decisione sul segnale risultante da detta sottrazione per fornire un simbolo corretto.

2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, caratterizzato da ciò che si itera l'operazione di compensazione dei precursori, partendo ogni volta dal simbolo corretto ottenuto come risultato dell'operazione di decisione precedente.

2

RIVENDICAZIONI

3

625924

associato all'impulso a cui si riferisce la decisione, e mezzi (S3') atti a sottrarre sia il valore del campione del precursore ricavato in detta cella, sia detto secondo segnale di compensazione, dall'impulso da equalizzare ritardato in una linea di ritardo (LR 30).

3. Procedimento secondo la rivendicazione 2, per l'equalizzazione di segnali modulati in fase o in fase e ampiezza, caratterizzato da ciò che detta compensazione dei precursori è effettuata separatamente sulle due componenti in quadratura del segnale, già depurate dei postcursori dovuti sia all'interferenza intersimbolica che all'interferenza interca-nale, e viene effettuata sia per i precursori dovuti all'interferenza intersimbolica, sia per i precursori dovuti all'interferenza intercanale.

4. Procedimento secondo la rivendicazione 2, caratterizzato da ciò che sugli impulsi del segnale in arrivo si effettua almeno una seconda compensazione dei postcursori, facendo retroagire il simbolo corretto, ottenuto come risultato di un'operazione di decisione successiva alla seconda, sull'impulso da equalizzare a cui la decisione stessa si riferisce.

5. Procedimento secondo la rivendicazione 1, caratterizzato da ciò che una stessa operazione di filtraggio fornisce i segnali di compensazione di un campione interferente sia del precursore che del postcursore.

6. Procedimento secondo la rivendicazione 2, caratterizzato da ciò che il simbolo ottenuto come risultato di detta prima operazione di decisione è fatto retroagire sull'impulso da equalizzare in combinazione con almeno il simbolo che ha subito una prima compensazione del precursore; da ciò che si effettuano più compensazioni successive dei postcursori, per ciascuna delle quali si fa retroagire il simbolo deciso correttamente, ottenuto da una di dette operazioni di decisione successive alla prima, in combinazione con almeno il simbolo corretto che lo precede immediatamente nel tempo e che è stato sottoposto a una compensazione supplementare del precursore, i simboli che vengono fatti retroagire su un impulso da equalizzare essendo moltiplicati contemporaneamente per un rispettivo coefficiente di compensazione per fornire ognuno un valore presunto di un campione interferente del postcursore, i valori così ottenuti essendo sommati per fornire un segnale di compensazione unico; e da ciò che un simbolo o ciascuno dei simboli che vengono fatti retroagire per la compensazione dei postcursori viene anche filtrato per ricavare un valore presunto di un secondo campione interferente del precursore, detto valore presunto essendo sottratto dall'impulso distorto da detto secondo campione interferente.

7. Procedimento secondo la rivendicazione 1, caratterizzato da ciò che prima della prima operazione di decisione ciascun impulso viene sottoposto a un'operazione di filtraggio per effetto della quale si genera un impulso in cui un primo campione del postcursore viene reso o mantenuto prossimo a zero o uguale a zero, e almeno il campione immediatamente successivo del postcursore viene reso o mantenuto positivo, eventualmente con modulo superiore a quello dei campioni successivi, e da ciò che per detta operazione di filtraggio si determina la derivata dell'impulso in arrivo, opportunamente ritardato, la si pesa con opportuni coefficienti di pesatura e la si somma all'impulso in arrivo, anch'esso opportunamente pesato.

8. Procedimento secondo la rivendicazione 7, caratterizzato da ciò che detta derivata è determinata sia sull'impulso in arrivo ritardato di un periodo di campionamento, sia sull'impulso ritardato di due periodi di campionamento, ed è sommata all'impulso in arrivo unitamente almeno ad un ulteriore segnale ottenuto invertendo di segno e pesando l'impulso ritardato di un periodo di campionamento.

9. Dispositivo per la realizzazione del procedimento secondo la rivendicazione 1, comprendente, per la compensazione dei postcursori, una cella di equalizzazione non lineare con retroazione della decisione, formata da un sommatore atto a sommare algebricamente ogni impulso da equalizzare con un segnale di compensazione di un campione interferente del postcursore dell'impulso precedente o degli impulsi precedenti; da un primo organo di decisione, atto a riconoscere gli impulsi uscenti da detto sommatore ed a fornire in uscita simboli decisi, e da mezzi atti a ricavare dai simboli decisi detto segnale di compensazione di un campione interferente del postcursore, caratterizzato da ciò che è prevista almeno una prima cella equalizzatrice per la compensazione dei precursori, che comprende mezzi (Kl; Hl; H2; GÌ) atti a ricavare dai simboli decisi in detto primo organo di decisione (DI; DEI) un valore di un campione interferente del precursore associato all'impulso interessato dall'operazione di decisione, mezzi (S2; SM3, SM4; SOI) atti a sottrarre detto valore del campione interferente del precursore dall'impulso depurato del postcursore, uscente da detto sommatore (SI; SM1, SM2) e ritardato da una linea di ritardo (LR1; DL1, DL2, LB1), ed un secondo organo di decisione (D2; DE2) atto ad effettuare l'operazione di decisione sul segnale uscente da detti mezzi di sottrazione (S2; SM3, SM4, SOI).

10

10. Dispositivo secondo la rivendicazione 9, caratterizzato da ciò che per compensare eventuali errori di decisione, a valle di detta prima cella equalizzatrice sono collegate ulteriori celle equalizzatrici, identiche alla prima, atte ognuna a fornire un nuovo simbolo corretto utilizzando un nuovo valore del campione interferente del precursore ricavato dal simbolo corretto e deciso nella cella precedente.

11. Dispositivo secondo la rivendicazione 10, destinato all'equalizzazione di segnali modulati in fase o in fase e ampiezza, caratterizzato da ciò che le celle per la compensazione dei precursori comprendono mezzi distinti (H1-SM3, H2-SM4) atti a compensare il precursore degli impulsi relativi a ciascuna delle due componenti, in fase e in quadratura, del segnale ricevuto, sia per quanto riguarda l'interferenza intersimbolica che per quanto riguarda l'interferenza intercanale.

12. Dispositivo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato da ciò che almeno una di dette ulteriori celle per la compensazione dei precursori comprende inoltre mezzi (FT2) atti a ricavare da un simbolo corretto e deciso un secondo segnale di compensazione di un campione del postcursore s

13. Dispositivo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato da ciò che uno stesso organo (Gl, G2) è atto a generare un segnale di compensazione di un campione interferente sia del postcursore che del precursore.

14. Dispositivo secondo la rivendicazione 10, caratterizzato da ciò che detti mezzi (FI) atti a ricavare dai simboli decisi nel primo organo di decisione (DI) il segnale di compensazione di un campione interferente del postcursore sono atti a far retroagire sull'impulso da equalizzare il simbolo deciso in detta prima operazione di decisione, combinato con almeno il simbolo immediatamente precedente nel tempo, prelevato all'uscita della prima cella per la compensazione dei precursori; da ciò che almeno la prima cella per la compensazione dei precursori è associata a mezzi (F2, F3) atti a far retroagire sull'impulso da equalizzare il simbolo deciso nella cella stessa, combinato con almeno il simbolo corretto nella cella equalizzatrice successiva e comprende un sommatore (S2', S3'") atto a sottrarre dall'impulso da equalizzare sia il valore del campione interferente del precursore ricavato nella cella stessa, sia detto segnale di compensazione di un campione interferente del postcursore; e da ciò che detti mezzi (FI, F2, F3) atti a far retroagire i simboli decisi comprendono un primo moltiplicatore (CI)

atto a ricavare un segnale di compensazione di un primo campione interferente del postcursore dal simbolo deciso nella cella a cui essi appartengono, un secondo moltiplicatore (C2) atto a ricavare un segnale di compensazione di un secondo campione interferente del postcursore dal simbolo corretto, deciso nella cella per la compensazione del precursore immediatamente successiva, uno o più ulteriori eventuali moltiplicatori (C3) atti ognuno a ricavare un segnale di compensazione di successivi campioni interferenti del postcursore dai simboli decisi in successive celle per la compensazione del precursore e un sommatore (2 1) atto a ricavare un unico segnale di compensazione dai segnali generati da detti moltiplicatori (CI, C2, C3).

15. Dispositivo secondo la rivendicazione 14, caratterizzato da ciò che le celle per la compensazione dei precursori sono associate a filtri (K10, K20, K30), atti ognuno a ricavare, da uno dei simboli che vengono fatti retroagire per compensare i postcursori, un valore presunto di un secondo campione interferente del precursore associato all'impulso su cui detto simbolo è stato deciso, e da ciò che in tutte le celle per la compensazione dei precursori, successive alla prima, è previsto un sommatore (S3", S4', S3IV) atto a sottrarre dall'impulso con postcursore compensato sia il vaiare presunto del campione interferente del precursore ottenuto dal simbolo deciso nella cella precedente, sia il valore fornito da detti filtri (K10, K20, K30).

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

16. Dispositivo secondo la rivendicazione 9, caratterizzato da ciò che a monte del primo organo di decisione è collegato un filtro sagomatore (FP) atto a generare impulsi in cui il valore del primo campione del postcursore è prossimo a zero o uguale a zero ed in cui almeno il secondo campione del postcursore è positivo ed eventualmente ha modulo superiore a quello dei campioni successivi, e da ciò che è anche previsto un ulteriore filtro (FR) collegato a monte di detto filtro sagomatore (FP) e atto a migliorare il rapporto segnale/disturbo.

17. Dispositivo secondo la rivendicazione 16, caratterizzato da ciò che detto filtro sagomatore (FP) comprende

— una linea di ritardo (LR) atta a ritardare gli impulsi in arrivo di un numero di periodi di campionamento uguale a quello occupato dal precursore di ciascun impulso;

— mezzi [G(f)] atti a realizzare su detti impulsi una funzione di trasmissione prefissata sulla base delle caratteristiche degli impulsi stessi e di quelle degli impulsi da ottenere in uscita da detto filtro sagomatore (FP), e atti in particolare a calcolare la derivata di detti impulsi;

— almeno una coppia di circuiti di pesatura (Ca, Cb)

atti a moltiplicare per opportuni coefficienti gli impulsi in arrivo ed il segnale di uscita di detti mezzi [G(f)];

— un sommatore (SA) atto a sommare algebricamente i segnali uscenti da detti circuiti di pesatura.

18. Dispositivo secondo la rivendicazione 16, caratterizzato da ciò che detto filtro sagomatore (FP) comprende:

— almeno una coppia di linee di ritardo (LRa, LRb), in serie fra loro ed atte ognuna a ritardare di un periodo di campionamento gli impulsi in arrivo;

— mezzi [G'(f), G"(f)] atti a realizzare sugli impulsi uscenti da dette linee di ritardo (LRa, LRb) una funzione di trasferimento prefissata sulla base delle caratteristiche degli impulsi stessi e delle caratteristiche volute per i segnali uscenti da detto filtro (FP), e atti in particolare a calcolare la derivata di detti impulsi;

— almeno quattro circuiti di pesatura (Pa, Pb, Pc, Pd) atti a moltiplicare per opportuni coefficienti rispettivamente gli impulsi in arrivo, gli impulsi uscenti dalla prima linea di ritardo (LRa) ed i segnali uscenti da detti mezzi [G'(f), G"(f)], e

— un sommatore algebrico (SA') atto a sommare algebricamente i segnali uscenti da detti circuiti di pesatura (Pa, Pb, Pc, Pd).