CH619079A5

CH619079A5 -

Info

Publication number: CH619079A5
Application number: CH1521276A
Authority: CH
Inventors: Stanley Bruce Wilkinson
Original assignee: Gen Electric
Priority date: 1975-12-12
Filing date: 1976-12-02
Publication date: 1980-08-29
Also published as: CA1063227A; SE7613863L; JPS5272440A; JPS60138325U; US4034269A; ZA766844B; GB1570878A; BR7608349A

Description

Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, die Nachteile der bekannten Schutzrelais zu beseitigen.

Die Erfindung ist gemäss dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 konzipiert.

Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung mit einem Schalter;

Fig. 2 ein Schaltschema der Anordnung gemäss Fig. 1 ;

Fig. 3 ein Schaltschema eines Vorschaltkreises zur Erzeugung eines Eingangssignals für die Anordnung gemäss Fig. 1 und 2 proportional einer Symmetriekomponente des Netzes;

Fig. 4 ein Blockschaltbild mit einem Rückstromrelais der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung;

Fig. 5 ein Schaltschema eines Taktgebers der Anordnungen gemäss Fig. 4 und 6;

Fig. 6 ein Blockschaltbild mit einem Distanzrelais der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung und

Fig. 7 ein Schaltschema eines Schaltkreises zur Erzeugung eines polarisierten Signals der Anordnung gemäss Fig. 6.

Aus Fig. 1 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung zu entnehmen. Danach gelangt zunächst die elektrische Energie von einem Leiter 10 über Kontakte 40 eines Leistungsschalters zum Leiter 11.

Zur Gewinnung eines Signals vom Leiter 10 wirkt dieser mit einem Stromtransformator 12 zusammen, welchem ein Lastwiderstand 17 parallel geschaltet ist, welcher eine Spannung am Leiter 13 proportional dem Strom im Leiter 10 erzeugt. Dieses vom Stromtransformator 12 erzeugte Signal wird einem Operationsverstärker 18 zugeführt, welcher zu

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einem Signalverarbeitungskreis 15 mit dem Eingangswider- Während das Ausgangssignal am Schwellwertschaltkreis stand 14 gehört. Die Verstärkung dieses Verstärkers 18 lässt zunehmen muss, braucht der Filter 20 nur einen korrespondie-sich durch Einstellung des veränderlichen Rückkopplungs- renden Anteil zu erreichen, um bezüglich seinem Ausgang in Widerstandes 16 erreichen. Am Ausgang des Verstärkers einen statischen Endzustand zu gelangen, damit das Summenerscheint dann das verstärkte Sensorsignal. 5 signal am Verstärker 30 einen vorbestimmten Wert erreicht,

Dieses verstärkte Stromsignal wird dann einem Filter 20 bei dem der Pegeldetektor 34 durchschaltet.

zugeführt, welcher die Wirkung irgendwelcher Ausgleichs- Bei grossen Überströmen wird dann das Summensignal den ströme im verstärkten Stromsignal verringert. Pegeldetektor 34 durchschalten, dessen Durchschaltzeit im

Gleichzeitig wird das verstärkte Stromsignal aus dem Ver- wesentlichen von der Filtercharakteristik abhängt.

stärker 18 einem bipolaren Schwellwertschaltkreis 22 zuge- 10 Somit weist die Anordnung gemäss Fig. 1 drei wesentliche führt, an dessen Ausgang ein Nullsignal erscheint, wenn sich Betriebszustände auf, nämlich für Normallaststrom und das Sensorsignal unter einem Schwellwert befindet, oder an geringe Überspannung, sowie für mittlere und für grosse Über-dessen Ausgang ein Wertsignal erscheint, wenn sich das Sen- ströme. Im ersten Fall bleiben die Werte unter dem ersten sorsignal über einem Schwellwert befindet. Dieses Wertsignal Schwellwert des bipolaren Schwellwertschaltkreises, wobei ist gleich dem verstärkten Stromsignal minus dem eingestellten 15 der Filter 20 die Auslösecharakteristik des Schalters bestimmt. Schwellwert. Für mittlere Überströme wird dann der erste Schwellwert am Der Ausgang vom Filter 20 sowie der Ausgang des Schwell- Schwellwertschaltkreis überschritten und auch der Detektor wertschaltkreises 22 führen über Widerstände 24 und 26 zu 34 durchgeschaltet, wobei die Auslösecharakteristik aber vereinen! Verstärker 30, dessen Verstärkung durch die Grösse des zögert ist. Bei hohen Überströmen wird dann ein zweiter Rückkopplungswiderstandes 28 bestimmt ist. Dieser Schalt- 20 Schwellwert, der durch den Schwellwertschaltkreis und durch kreis 24,26,28,30 dient der Zusammenfassung der beiden den Pegeldetektor bestimmt ist, überschritten, worauf der Ausvorgenannten Ausgangssignale in Form einer Summierung. lösesteuerschalterkreis 38 unverzögert anspricht.

Das von diesem Schaltkreis erzeugte Stromsignal gelangt über Bei der bevorzugten Ausführungsform gemäss Fig. 2 den Leiter 31 zu einem Gleichrichter 32, an dessen Ausgang 33 gelangt das Stromsignal vom Transformator 12 zum umgekehr-dann eine schwankende, unipolare Spannung erscheint. Diese 25 ten Eingang des Verstärkers 18 über den Eingangswiderstand Spannung wird einem Pegeldetektor 34 zugeführt, an welchem 14. Der nichtumgekehrte Eingang des Verstärkers 18 hingegen ein aktives Ausgangssignal erscheint, wenn die momentane liegt in üblicher Weise an Erde. Die Verstärkung wird von Amplitude des gleichgerichteten Signals einen vorgegebenen einem veränderlichen Rückkopplungswiderstand 16 bestimmt, Wert übersteigt. Der Ausgang des Pegeldetektors 34 ist über der zwischen dem Ausgang und dem umgekehrten Eingang des einen Leiter 35 und einen Rückstellvergrösserungskreis 36 an 30 Verstärkers 18 geschaltet ist. Der Ausgang des Verstärkers 18 einen Auslösesteuerkreis 38 angeschlossen. Da der Pegeldetek- ist hier weiter mit einem Leiter 50 verbunden, der den tor 34 auf ein gleichgerichtetes sinusförmiges Signal anspricht, Anschluss weiterer Schaltkreise erlaubt. Ferner führt der Auswechselt an seinem Ausgang ein aktives mit einem nichtaktiven gang des Verstärkers 18 an einen Spannungsteiler mit den Signal ab während eines Fehlerzustandes am Netz. Widerständen 52 und 54. Das geteilte Stromsignal gelangt dann Es ist aber wünschenswert, während eines Fehlerzustandes 35 zum umgekehrten Eingang eines Verstärkers 66 über einen pasein kontinuierliches Signal zu erhalten, wofür der genannte siven Filterkreis, welcher aus den Widerständen 56,60 und 64 Rückstellverzögerungskreis 36 die Inaktivierung des Auslöse- sowie den Kondensatoren 58 und 62 besteht. Ein aktiver Filtersignals am Leiter 37 für eine genügende Zeit verzögert, um die kreis mit den Widerständen 68 und 76 und den Kondensatoren Signalpause am Ausgang des Pegeldetektors zu überbrücken. 70,72 und 74 hingegen ist im Rückkopplungsweg des Verstär-Der Auslösesteuerkreis 38 betätigt dann den Schalter 40, wie 40 kers 66 eingeschaltet und dient der weiteren Zurückhaltung das durch die gestrichelte Verbindungslinie 41 angedeutet ist. unerwünschter Signalkomponenten. Der Ausgang des Verstär-

In manchen Anwendungsbereichen solcher Schalter ist es kers 66 liegt am umgekehrten Eingang des bereits genannten wünschenswert, die Kontakte des Schalters 40 nun an der Basis Verstärkers 30 an, und zwar über den Eingangswiderstand 24.

des Strompegels im Leiter 10 zu öffnen, wogegen das Öffnen Die Verstärkung wird hier vom Rückkopplungswiderstand 28

bei anderen Anwendungen durch den Strompegel selbst und 45 zwischen umgekehrten Eingang und Ausgang des Verstärkers eventuell zusätzlichen anderen Parametern, welche, wie in bestimmt. Das von Verstärker 18 verstärkte Ausgangssignal

Fig. 1 dem Auslösesteuerkreis 38 zugeführt werden können, gelangt zudem zum genannten Schwellwertschaltkreis, wel-

durchführbar ist. eher aus Widerständen 78 und 80 und aus Dioden 82 und 84

Im Betrieb der vorbeschriebenen Schaltungsanordnung gebildet ist. Hierbei bilden die beiden Widerstände 78 und 80

entsteht unter normalen Lastbedingungen am Netz am Aus- 50 einen weiteren Spannungsverteiler. Das geteilte Stromsignal gang des Filters 20 ein Signal proportional dem normalen Last- gelangt dann zum nicht umgekehrten Eingang des Verstärkers ström im Leiter 10. Hierbei ist dieses Ausgangssignal klein ver- 30 über ein Paar symmetrischer Dioden 82 und 84, welche par-

gleichsweise dem Filterausgangssignal bei einem Überstrom allei geschaltet sind. Der nicht umgekehrte Eingang des Ver-

im Leiter 10. Bei normalen Lastbedingungen sowie bei gerin- stärkers 30 liegt über den Ableitwiderstand 83 an Erde,

gen Überströmen ist zudem auch der Ausgang am Verstärker 1855 Das Stromsignal ist durch den Verstärker 66 einer 180°-

kleiner als ein vorbestimmter Wert, bei welchem der Schwell- Phasenverschiebung ausgesetzt und wird durch den Verstärker wertschaltkreis 22 anspricht, so dass somit am Ausgang von 30 einer weiteren 180°-Phasenverschiebung ausgesetzt. Da nun letzterem in diesem Betriebszustand ein Nullsignal erscheint. am Schwellwertschaltkreis keine Phasenverschiebung erfolgt,

Somit ist auch der Ausgang des Verstärkers 30, welcher den ist der Ausgang am Verstärker 30 eine Bezugsgrösse zur

Schalter 40 steuert, unter seinem Steuerwert. Bei mittleren 60 gewünschten Signalsumme. Ferner ist zu bemerken, dass die

Überströmen übersteigt dann das verstärkte Fehlerstromsignal Verstärkung des Verstärkers 30 durch das Verhältnis des Rück-

vom Verstärker 18 einen vorbestimmten Wert, worauf der kopplungswiderstandes 28 des Eingangswiderstandes 24

Schwellwertkreis 22 anspricht. Somit ist dann der Ausgang des bestimmt ist und das die Verstärkung des Verstärkers 30 bezüg-

Verstärkers 30 durch die Summe der Signale aus dem Schwell- lieh des Signals am umgekehrten Eingang die Grösse G hat,

wertkreis und dem Filter bestimmt. Das Signal aus dem 65 wogegen die Verstärkung des Verstärkers 30 bezüglich dem

Schwellwertkreis ist gegenüber der Zeit des Einsetzens des Signal am anderen, nicht umgekehrten Eingang G + 1 ist.

Überstromes nicht verzögert, wogegen das Filtersignal verzö- Das Kombinationssignal am Ausgang des Verstärkers 30

gert ist. wird nun dem umgekehrten Eingang eines weiteren Verstär-

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kers 88 über den Eingangswiderstand 86 zugeführt. Eine in der gezeigten Weise gepolte Diode 90 ist hierbei zwischen dem umgekehrten Eingang und dem Ausgang dieses Verstärkers geschaltet. Parallel an dieser Diode 90 ist hierbei zwischen dem umgekehrten Eingang und dem Ausgang dieses Verstärkers geschaltet. Parallel an dieser Diode 90 ist eine Serieschaltung eines Widerstandes 92 einer Diode 94 vorgesehen. Positive Sinushalbwellen am Eingang des Widerstandes 86 bewirken dann ein negatives Ausgangssignal am Verstärker 88, welches die Diode 90 durchschaltet und den Ausgang am Verstärker 88 auf etwa Erdpotential bringt. Negative Sinushalb wellen am Eingangswiderstand 86 hingegen erzeugen ein positives Ausgangssignal am Verstärker 88, welches die Diode 90 sperrt und die Diode 94 durchschaltet, so dass sich eine Verstärkung am Verstärker durch den Widerstand 92 einstellt.

Im weiteren ist der Ausgang des Verstärkers 30 mit einem Summierwiderstand 98 und der Ausgang des Verstärkers 88 über den gemeinsamen Anschlusspunkt von Widerstand 92 und Diode 94 am Summierwiderstand 100 angeschlossen. Wenn die Verstärkung am Verstärker 88 gleich 1 ist und das Verhältnis der beiden Summierwiderstände 98 und 100 gleich 2 ist, dann ist die Summe der Stromsignale vom Verstärker 88 und durch den Widerstand 98 vom Verstärker 30 her ein gleichgerichtetes Ganzwellensignal mit gleicher positiver Halbwellenamplitude des Stromes im Leiter 33, welcher in der Darstellung in Fig. 2 mit Ìrect bezeichnet ist.

Im weiteren umfasst die Schaltungsanordnung eine Zener-Diode 104, deren Kathode an Erde liegt und deren Anode an einer negativen Gleichspannung 103 über einem Widerstand 102 liegt, was einen negativen Vorspannungsstrom iBiAS zum umgekehrten Eingang an einem Verstärker 108 über einen Eingangswiderstand 106 führt. Eine Diode 110, welche wie gezeigt gepolt ist, liegt parallel dem Widerstand 112 und ist zwischen dem Ausgang des Verstärkers 108 und dem umgekehrten Eingang dieses Verstärkers geschaltet. Solange nun ein positives, gleichgerichtetes Signal im Leiter 33 momentan geringer ist als das negative Vorspannsignal im Widerstand 106, ist der Ausgang am Verstärker 108 positiv. Wird der Ausgang am Verstärker 108 aber positiv, wird die Diode 110 leitend und schliesst den Ausgang am Verstärker 108 an Erde.

Wenn die Amplitude des positiven, gleichgerichteten Stromsignals die negative Vorspannstromkomponente durch den Widerstand 106 überschreitet, wird der Ausgang am Verstärker 108 negativ, was einen Fehlerstrom am bzw. im Netz bedeutet. Ist nun der Ausgang am Verstärker 108 negativ, wird die Diode 110 umgekehrt vorgespannt und am Verstärker 108 stellt sich die Verstärkung über den Rückkopplungswiderstand 112 ein. Der Ausgang des Verstärkers 108 liegt an einem Verstärker 116 über einen Eingangswiderstand 114 an. Zwischen dem Ausgang und dem umgekehrten Eingang dieses Verstärkers 116 ist ein Widerstand 118 angeschlossen. Das einen Fehler anzeigende positive Ausgangssignal am Verstärker 116 gelangt nun zum umgekehrten Eingang eines weiteren Verstärkers 124 über einen Eingangswiderstand 122. Zwischen Ausgang und umgekehrtem Eingang dieses Verstärkers ist wieder ein Widerstand 126 angeschlossen. Parallel diesem Widerstand 126 ist in Serie eine Diode 128 und ein Kondensator 130 angeschlossen. Der Verbindungspunkt zwischen diesen beiden ist mit Erde verbunden über eine Diode 132 und einem Widerstand 134.

Gelangt nun der Verstärker l 16 von einem Ausgangssignal mit Nullpotential bzw. Erdpotential zu einem positiven Ausgangssignal, was einen Fehler im Netz anzeigt, fliesst ein Strom zum umgekehrten Eingang des Verstärkers 124 über den Eingangswiderstand 122, so dass der Ausgang dieses Verstärkers 124 negativ wird. Bei diesen Bedingungen wird die Diode 128 umgespannt und die Diode 132 durchgeschaltet und, da der Wert des Widerstandes 134 klein ist, der Kondensator 130

schnell auf die negative Ausgangsspannung aufgeladen. Wechselt nun das Ausgangssignal am Verstärker 116 vom positiven Wert gegen Erdpotential, behält der Verstärker 124 seinen negativen Ausgang durch die negative Ladung des Kondensators 130. Bei diesen Bedingungen wird die Diode 132 gesperrt und die Diode 128 geöffnet, worauf sich der Kondensator 130 über die Diode 128 und den Widerstand 126 entladen kann. Ist der Kondensator 130 vollständig entladen, erreicht der Ausgang des Verstärkers 124 Erdpotential. Der Kondensator 130 bewirkt so eine Verzögerung der Rückstellung des Fehlerstromsignals am Ausgang des Verstärkers 124. Dieser Ausgang ist mit dem umgekehrten Eingang eines Verstärkers 138 über den Eingangswiderstand 136 verbunden, dessen Ausgang mit dem vorgenannten Eingang durch einen Widerstand 140 überbrückt ist. Dieser Verstärker 138 kehrt das Fehlerstromsignal des Verstärkers 124 um und formt er zu einem Rechtecksignal. Dieses Signal über die Leitung 37 ist nun das Auslösesignal, welches dem Auslösesteuerkreis 38 gemäss Fig. 1 zugeführt wird.

Der bipolare Schwellwertschaltkreis 22 besteht aus den Widerständen 78,80 und 83, sowie den Dioden 82 und 84. Es ist bekannt, dass, wenn dieser Kreis für einen grösseren Bereich von Stromwerten mit einem Nullsignal reagieren soll, die Dioden 82 und 84 durch ein Paar seriegeschalteter symmetrischer Zenerdioden 82A und 84A ersetzt werden müssen. Ebenso können die Spannungsteilerwiderstände 78 und 80 für diesen Zweck herangezogen werden. Ferner ist es möglich, den Ausgang des Verstärkers 18 direkt mit den Dioden 82 und 84 zu verbinden. Ebenso kann das abgeschwächte Stromsignal am gemeinsamen Anschlusspunkt von Widerstand 78 und 80 direkt zum umgekehrten Eingang des Verstärkers 30 geführt werden.

Die anhand von Fig. 1 und 2 vorbeschriebene Schaltungsanordnung kann nicht nur für einen vorgenannten Überstrom-schalter sondern natürlich auch für einen Überspannungsschalter verwendet werden, wenn ein Spannungstransformator anstelle des Stromtransformators am Netz das Sensorsignal liefert.

Ebenso kann die ganze Schaltungsanordnung auch für einen Unterspannungsschalter verwendet werden, je nach Interpretation des Ausgangssignals am Leiter 37.

Es ist bekannt, die Phasenströme eines 3-Phasen-Wechsel-stromnetzes in drei symmetrische, ausbalancierte Stromvektoren umzuformen, welche hierfür geeignete Netzwerkschaltung ein Ausgangssignal erzeugt, das proportional der Grösse der ausgewählten einen der drei Stromkomponenten ist. Die Anordnung gemäss Fig. 1 und 2 kann auf diese Grösse einer ausgewählten symmetrischen Stromkomponente ansprechen, wenn der Eingang des Widerstandes 14 durch die Netzwerkschaltung 46 gemäss Fig. 3 gesteuert wird, welche Netzwerkschaltung 46 einen Folgekreis 47 sowie Transformatoren umfasst.

Gemäss Fig. 3 ist das 3-Phasennetz durch die Leiter 10a, 10b und 10c angedeutet, mit welchen Stromtransformatoren 144, 146 und 148 in Wirkungsverbindung stehen. Die Sekundärwicklungen dieser Transformatoren sind parallel mit den Sterngeschalteten Primärwicklungen 150,152 und 154 eines Stern-dreieckhilfstransformators. Übereinstimmende Enden jeder der isolierten Dreieckwicklungen 156,158 und 160 sind an einen gemeinsamen Erdungspunkt 161 angeschlossen. Ferner sind diesen Wicklungen Widerstände 162,164 und 166 parallel geschaltet zur Erzeugung je einer Spannung proportional den Strömen JCa> Jab und Jbc- Die Spannung JCa gelangt hierbei an den Anschlusspunkt 163 über den Widerstand 168 mit einem Wert 6R. Die Spannung JBc gelangt zum Punkt 163 über den Widerstand 170 mit einem Wert 3R. Ein Kondensator 176 mit dem Wert V3R ist zwischen Anschluss 163 und Erdanschluss 161 eingeschaltet. Das Signal am Punkt 163 gelangt dann zum Summeneingang eines Verstärkers 178 über einen Widerstand

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174 mit dem W.ert 2R. Das Signal JAB ist am Summeneingang des genannten Verstärkers 178 über den Widerstand 172 mit dem Wert 8R geführt. Der Widerstand 180 hingegen hat einen Wert GR und ist zwischen Eingang und Ausgang dieses Verstärkers zur Festlegung dessen Verstärkung geschaltet. Wenn nun die vorbeschriebenen Glieder der symmetrischen Netzwerkschaltung die genannten Werte aufweisen, ist das Signal am Ausgang des Verstärkers 178 proportional der negativen Komponentenfolge des Stromes durch die Leiter 10a, 10b und 10c. Eine solche Netzwerkschaltungsanordnung gemäss Fig. 3 ist mehr im Einzelnen in der US-Anmeldung 564 015 vom 1.4.1975 des gleiches Anmelders beschrieben.

Fig. 4 zeigt nun eine Schaltungsanordnung mit einem Rückstromrelais, bei welcher der Signalverarbeitungskreis 15 jenem gemäss den Fig. 1 und 2 entspricht. Auch hier ist ein 3-Phasen-netz mit den Leitern 10a, 10b und 10c vorgesehen, mit welchem eine symmetrische Netzwerkschaltung 46 gemäss Fig. 3 in Wirkungsverbindung steht. Hierbei entsteht, wie erläutert, am Leiter 183 ein Signal proportional der negativen Folgestromkomponente im Netz. Dieses Signal gelangt zum Eingang eines Signalverarbeitungskreises 201 ähnlich jenem Kreis 15 gemäss Fig. 1 und 2 über einen Phasenverschieberkreis mit dem Widerstand 200 in Serie mit einem Kondensator 202. Wicklungen 184, 186 und 188 eines Potentialtransfromators stehen hierbei mit den Netzleitern 10a, 10b bzw. 10c in Verbindung, um in Sekundärwicklungen 190,192 und 194 Signale zu erzeugen proportional den Phasenspannungen VAB, VBc und VCA. Diese Spannungsanteile gelangen zu einer Netzwerkschaltungsanordnung 47 gemäss jener, die anhand von Fig. 3 vorbeschrieben wurde. Dadurch wird im Leiter 195 ein Signal proportional den negativen Folgespannungskomponenten in den Netzleitern 10a, 10b bzw 10c erzeugt. Diese Spannungskomponente gelangt zu einem zweiten Signalverarbeitungskreis 199 ähnlich jenem Kreis 15 in Fig. 1 und 2.

Am Verstärker 30 jedes der beiden, mit dem Kreis 15 in den Fig. 1 und 2 vergleichbaren Kreisen 199 und 201 entstehen dann, wie schon beschrieben, Rechteckimpulse, welche zum Eingang eine UND-Schaltung 204 gelangen. Der Ausgang dieser UND-Schaltung 204 ist zu einem Timer 206 geführt, welcher das Steuersignal für den Auslösesteuerkreis 38 liefert. Der genannte Timer ist hierbei ein sogenannter «4-9 Timer», was bedeutet, dass dieser die Auslösesteuerschaltung 38 aktiviert, wenn das positive Ausgangssignal am Kreis 199 mit jenem am Kreis 201 über 4 Millisekunden übereinstimmt, oder wenn solange die negativen Signale übereinstimmen, in welchen Fällen für 9 Millisekunden ein Ausgangssignal über den Leiter 207 gelangt.

Fig. 5 zeigt nun im Einzelnen einen solchen vorerwähnten Timer bzw. Taktgeber. Ein logisches 1-Signal vom UND-Gatter 204 (Fig. 4), welches am Leiter 205 anliegt, aktiviert den Timer 206. Das Timer-Eingangssignal wird über eine Diode 210 zwei Invertern 212 und 214 zugeführt, wobei der Ausgang des letzteren das Laden und Entladen des Timer-Kondensators 222 steuert. Hat der Ausgang des Inverters 214 einen hohen logischen Wert, wird der Kondensator 222 sehr schnell durch die Impedanz der Diode 220 und den Widerstand 216, welcher einen sehr geringen Wert aufweist, entladen. Wenn der Ausgang des Inverters 214 einen tiefen logischen Wert aufweist, wird die Diode 220 umgekehrt vorgespannt und der Kondensator 222 langsam über den veränderlichen Widerstand 218 entladen. Der Ausgang des Verstärkers 214 liegt ebenfalls am Eingang des Motors 226, dessen Ausgang an der Kathode der Diode 230 angeschlossen ist. Die Spannung des Kondensators 222 liegt an der Kathode der Diode 228 über den Transistors 224 an. Die Dioden 228 und 230 bilden einen UND-Gatterein-gang für den Inverter 232, dessen Ausgang den Inverter 236 treibt, der seinerseits die Steuerdiode 240 betätigt. Zwischen dem Ausgang des Inverters 226 und dem Ausgang des Inverters 232 ist eine Diode 234 geschaltet, welche einen logischen Nullwert am Eingang des Inverters 236 verursacht, wenn entweder der Ausgang des Inverters 232 einen tiefen logischen Wert oder der Ausgang des Inverters 226 einen tiefen logischen Wert aufweisen. Der Ausgang des Inverters 212 ist weiter mit der Kathode der Steuerdiode 238 verbunden. Die logischen Werte an den Kathoden der Dioden 238 und 240 steuern das Laden und Entladen eines Kondensators 250, welcher die Rückstellverzögerung des Timers 206 steuert.

Weisen nun die Kathoden der Dioden 238 und 240 einen hohen logischen Wert auf, werden beide Dioden zurückgestellt und der Kondensator kann sich langsam von der Spannungsquelle 244 über den veränderlichen Widerstand 242, die Diode 246 und den Widerstand 248 aufladen. Ein geringer logischer Wert an der Kathode der Diode 240 bewirkt dann eine rasche Entladung des Kondensators 250 über den kleinen Widerstand 248, die Diode 240 und den Ausgangskreis des Inverters 236.

Bei einem tiefen logischen Wert an der Kathode der Diode 238 bei einem hohen logischen Wert an der Kathode der Diode 240 gelangt der Anschlusspunkt des variablen Widerstandes 242 mit der Anode der Diode 246 an den tiefen logischen Wert, wodurch die Diode 246 zurückgestellt wird, was ein weiteres Aufladen des Kondensators 250 verhindert. Die Spannung des Kondensators 250 wird dann dem Eingang des Inverters 256 über einen Transistor 252 und einer Diode 254 zugeführt. Der Ausgang 207 des Inverters 256 ist dann der Timer-Ausgang.

Zur Erläuterung der Funktionsweise des vorbeschriebenen Timers sei zunächst angenommen, dass der Kondensator 250 auf eine relativ hohe Spannung aufgeladen ist, so dass der Ausgang des Inverters 256 einen tiefen logischen Wert aufweist. Wenn nun der Ausgang des Koinzidenz-UND-Gatters 250 einen hohen logischen Wert aufweist, dann weist der Ausgang des Inverters 214 einen tiefen logischen Wert auf und der Kondensator 222 kann sich langsam über den veränderlichen Widerstand 218 entladen. Während der Einleitung der Entladungsperiode liegt an der Kathode der Diode 228 ein hoher logischer Wert an, und da der Ausgang des Inverters 226 ebenfalls einen hohen logischen Wert aufweist, weist der Ausgang des Inverters 232 einen tiefen logischen Wert und der Ausgang den Inverters 236 einen hohen logischen Wert auf, was den Ausgang am Inverter 256 auf einen tiefen logischen Wert hält.

Wenn nun der Eingang am Leiter 205 für 4 Millisekunden den hohen logischen Wert aufweist, kann sich der Kondensator 222 auf einen Punkt entladen, bei welchem der Eingang des Inverters 232 über die Diode 228 den tiefen logischen Wert erreicht. Der Ausgang des Inverters 232 gelangt dann auf den hohen logischen Wert, wogegen der Ausgang des Inverters 236 einen tiefen logischen Wert erhält, was sich in einer momentanen Entladung des Kondensators 250 äussert, was dazu führt, dass der Ausgang des Inverters 256 auf einen hohen logischen Wert gelangt.

Weist das Signal am Leiter 205 einen hohen logischen Wert für weniger als 4 Millisekunden auf, bewirkt der tiefe logische Wert einen hohen logischen Wert am Ausgang des Inverters 214, welcher bewirkt, dass der Kondensator 222 sich rasch auf diesen Wert aufläd durch den Widerstand der Diode 220, wodurch ein Neutaktgeber der 4 Millisekunden einsetzt.

Es sei nun angenommen, dass am Ausgang des Inverters 256 ein hoher logischer Wert erscheint infolge eines Vier-Sekundensignals am Leiter 205. Der Inverter 226 gelangt dann in seinen Zustand eines tiefen logischen Wertes, was über die Diode 234 ein Eingangssignal am Inverter 236 mit tiefem logischen Wert hervorruft, wodurch der Ausgang an diesem Inverter 236 auf einen hohen logischen Wert gebracht wird. Gelangt nun das Eingangssignal am Leiter 205 auf einen tiefen logischen Wert zurück, erhält auch der Ausgang des Inverters 226 einen tiefen logischen Wert, welcher über die Diode 234 auch am Eingang des Inverters 236 erscheint, was an der Diode 240

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einen hohen logischen Wert ergibt. Mit einem tiefen logischen Wert am Leiter 205 gelangt an den Ausgang des Inverters 212 sowie an der Diode 238 ein hoher logischer Wert. Besteht an den Dioden 238 und 240 ein hoher logischer Wert, kann sich der Kondensator 250 über den Widerstand 242 von der Spannungsquelle 244 her aufladen. Erreicht dann die Spannung über dem Kondensator 250 den Schaltpunkt des Inverters 256, gelangt dessen Ausgang auf den tiefen logischen Wert. Kehrt das Signal am Leiter 205 auf einen hohen logischen Wert zurück, ehe die Spannung über dem Kondensator 250 den Schaltpunkt des Inverters 256 erreicht, gelangt der resultierende tiefe logische Wert am Inverter 212 an den Anschlusspunkt zwischen Widerstand 242 und Diode 246, was zu einer Rückstellung der Diode 246 führt, welche ein weiteres Laden des Kondensators 250 verhindert. Somit muss das Signal am Leiter 205 9 Millisekunden auf einem tiefen logischen Wert sein, ehe der Ausgang des Inverters 256 von seinem hohen logischen Wert auf seinen tiefen logischen Wert umgeschaltet wird.

In Fig. 6 ist nun ein herkömmliches Distanzrelais mit dem Signalverarbeitungskreis gemäss den Fig. 1 und 2 verknüpft. Hierbei ist das Netz wieder durch die 3 Leitern 10,10b und 10c angedeutet. Hierbei sind mit den Leitern 10a und 10b je Stromtransformatoren 260 bzw. 262 in Wirkungsverbindung, welche parallel an Primärwicklungen 264 bzw. 266 eines Überträgers liegen. Das Signal am Ausgang der Sekundärwicklung 268 des Überträgers ist dann eine Spannung proportional des Phasenstromes Jab mal einer Scheinimpedanz, welche der Impedanz der Netzleitung entspricht vom Relaisort bis zum Überspannungsort. Diese Impedanzstrecke definiert die sogenannte Reichweite des Relais.

Ferner ist ein weiterer Transformator 269 vorgesehen, dessen Primärwicklung 270 an den Netzleitern 10a und 10b angeschlossen ist und der zwei Sekundärwicklungen 272 und 274 umfasst. Hierbei steht über der Sekundärwicklung 274 eine Spannung proportional +VAB und über der Wicklung 274 eine Spannung proportional -VAb- Das Signal +VAB, welches das polarisierte Signal für das Distanzrelais ist, wird einem Signal-verarbeitungskreis 282 zugeführt, dessen Ausgang am Eingang des Koinzidenz - UND - Kreisen 286 anliegt. Das Signal - VAB wird hingegen einem Summierungswiderstand 292 zugeführt und ein JaBZr -Signal einem Summierungswiderstand 294,

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womit am gemeinsamen Anschlusspunkt dieser Widerstände ein Signal proportional IZ-V erscheint. Dieses Signal wird einem Signalverarbeitungskreis 284 zugeführt, welcher in seiner Schaltungsanordnung jenem Kreis 15 in den Fig. 1 und 2 5 entspricht. Das Ausgangssignal dieses Kreises 284 gelangt dann zu einem zweiten Eingang des UND-Kreises 286, dessen Ausgang am Eingang eines Timerkreises 288 anliegt. Dieser Timer ist hier vorzugsweise ein 5-4-Timer, dessen Ausgang das Steuersignal für den Auslöschkreis 290 bildet. Dieser Timer 288 i o entspricht dem anhand von Fig. 5 beschriebenen Timer.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Signalverarbei-tungskreises zeigt Fig. 7. Das genannte polarisierte Signal +Vab gelangt hier zu einem Invertereingang eines Verstärkers 302 über dessen Eingangswiderstand 300, welcher Eingang mit i s dem Verstärkerausgang über einen Rückkopplungswiderstand 304 verbunden ist. Das verstärkte polarisierte Signal wird einem bipolaren Schwellwertschaltkreis zugeführt, wie dieser anhand von Fig. 1 und 2 bereits erläutert wurde, und welcher parallel geschaltete symmetrische Dioden 310 und 312 umfasst. 20 Symmetrisch seriegeschaltete Zenerdioden 306 und 308 begrenzen die Amplitude des Signals am Verstärker 322. Das begrenzte, verstärkte polarisierte Signal gelangt dann zum Invertereingang des Verstärkers 322 über die Serieschaltung vom Widerstand 314 und Kondensator 316. Eine Parallelschal-25 tung von einem Widerstand 319 und einem Kondensator 318 befindet sich zudem zwischen dem nicht umkehrenden Eingang dieses Verstärkers 322 und gemeinsamer Leitung 301. Ferner sind die beiden Verstärkereingänge durch eine Widerstandserieschaltung 324 und 220 verbunden. Der Ausgang des 30 genannten Verstärkers 322 ist mit dem Anschlusspunkt von Widerstand 320 und Widerstand 324 über den Widerstand 326 sowie mit dem Invertereingang des Verstärkers 336 über dessen Eingangswiderstand 328 verbunden. Das Signal am Anschlusspunkt der Widerstände 320 und 324 liegt am nicht 35 umkehrenden Eingang des Verstärkers 336 über dessen Eingangswiderstand an, Widerstände 332 und 334 verbinden die beiden Verstärkereingänge mit der gemeinsamen Leitung 301. Ein Widerstand 338 zwischen Verstärkerausgang und seinem nicht umkehrenden Eingang bestimmt den Verstärkungsgrad. 4o Der Verstärker 336 und seine mit ihm verbundenen Schaltungselemente dienen der Phasensteuerung und der Bildung eines rechteckförmigen Ausgangssignals für den UND-Kreis 286.

G

4 Blatt Zeichnungen

Claims

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PATENTANSPRÜCHE

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals für die Auslösepulse eines Schalters in einem Wechselstromnetz, gekennzeichnet durch mindestens einen mit dem Netz (10) koppelbaren Sensor-Schalterkreis (12; 46) zur Erzeugung eines Sensorsignals in Abhängigkeit des Kraftflusses im Netz; einen Filter (20) für das erzeugte Sensorsignal zum Ausfiltern der Ausgleichsignalkomponenten; einen zusätzlichen zweiten, auf das Sensorsignal ansprechenden Schaltkreis (22) zur Erzeugung eines zweiten Signals mit einem ersten Ausgangswert, wenn sich das Sensorsignal unter einem Schwellwert befindet, und einem zweiten Ausgangswert, wenn sich das Sensorsignal über dem Schwellwert befindet, wobei der zweite Ausgangswert eine Funktion des Sensorsignals ist; einen zusätzlichen dritten Schaltkreis (24,26,28,30) zur Zusammenfassung des Ausgangssignals des zusätzlichen zweiten Schaltkreises und des Ausgangssignals des Filters; sowie einen zusätzlichen vierten, auf das zusammengefasste Signal ansprechenden Schaltkreis (32,34,36) zur Erzeugung des Steuersignals für die Auslö-sepule.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal am Ausgang des Sensorschaltkreises (12) proportional dem Strom im Netz (10) ist und ein Auslösesignal erzeugt, wenn am dritten Schaltkreis (24,26,28,30) ein Signal erzeugt wird, das über dem Schwellwert liegt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sensorschaltkreis (46) ein symmetrisches Netzwerk(144,146,148,150,152,154,156,158,160) umfasst, welches mit einem 3-Phasen-Netz zur Erzeugung eines Sensorsignals proportional einer Symmetriekomponente des Stroms im Netz in Wirkungsverbindung steht.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sensorschaltkreis (46) neben einem Schaltkreis (260,262), der mit dem Netz in Wirkungsverbindung steht zur Erzeugung eines Stromsignals einen weiteren Schaltkreis (184,186,188; 270) umfasst, der mif dem Netz in Wirkungsverbindung steht zur Erzeugung eines Spannungssignals.
5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen2 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Sensorschaltkreis (12) ein Signal proportional der Netzspannung erzeugt.
6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schaltkreis (22) einen ersten Ausgangswert Null und einen zweiten Ausgangswert mit dem Wert des Sensorsignals minus einem bestimmten Bezugswert erzeugt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schaltkreis (22) ein Dämpfungsglied enthält.
8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schaltkreis (22) ein Paar parallelgeschaltete symmetrische Dioden (82,84) enthält.
9. Schaltungsanordnung nach Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schaltkreis (22) ein Paar seriegeschaltete symmetrische Zener-Dioden (82A, 84A) enthält.
10. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass sich das Ausgangssignal des Filters (20) in Phase mit dem Ausgnagssignal des zweiten Schaltkreises (22) befindet und der dritte Schaltkreis (24,26,28,30) einen Summenverstärker enthält.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter (20) einen Verstärker (66) enthält, dessen Ausgangssignal um 180° phasenverschoben ist gegenüber dem Ausgangssignal des zweiten Schaltkreises (22) und der dritte Schaltkreis (24,26,28,30) einen Verstärker (30) mit einem Invertereingangund einem Nichtinvertereingang enthält, wobei das Ausgangssignal des Filters (20) dem einen Eingang und das Ausgangssignal des zweiten Schaltkreises (22) dem anderen Eingang zugeführt ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der vierte Schahkreis eine Verzögerungsschaltung (36) zur Verzögerung des Auslösesignals enthält.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der vierte Schaltkreis einen UND-Kreis (204; 286) umfasst, welcher auf das kombinierte Ausgangssignal des dritten Schaltkreises anspricht zur Erzeugung eines von der Phase dieses Ausgangssignals abhängigen Signals, und einen Taktschaltkreis (296; 288) enthält zur Erzeugung des Auslösesignals bei einer vorgegebenen Phasenbeziehung.

Die vorliegene Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals für die Auslösepule eines Schalters in einem Wechselstromnetz.

Bekanntlich sprechen Leistungsschalter in Starkstromnetzen dann später an als erwartet, wenn die durch Ausgleichvorgänge in den Fehlersignalen hervorgerufenen Spannungsverschiebungen bzw. Stromverschiebungen nicht vom Relais ferngehalten werden. Diese Tendenz war Gegenstand einer Unter-suchtung, welche im «The Art and Science of Protective Relaying, Mason», veröffentlicht durch John Wiley & Sons, Inc. 1956, Seiten 82 und 83,308 bis 310 und 350 bis 352 veröffentlicht wurde. Ausgleichsvorgänge ergeben sich in Stromversorgungsnetzen auch während des normalen Betriebs, z. B. bei Laständerungen. Daher wurden fälschlicherweise Netzfehler angezeigt, die zu Abschaltungen von Teilen der Stromversorgungsnetze führten. Um die durch die Ausgleichsvorgänge verursachten Fehlschaltungen zu vermindern, wurde bereits vorgeschlagen, die vom Netz gewonnenen Signale über ein Filter zu führen, so dass die Ausgleichsignalkomponenten entfernt werden konnten. Hierdurch ergab sich der Nachteil, dass nur Fehlersignale mit einem kleinen Pegel genügend schnell erfasst werden konnten, wobei Fehlersignale mit einem höheren Pegel erst nach einer gewissen Zeitverzögerung erfassbar sind.