Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern der Schweissleistung beim elektrischen Widerstandsschweissen mittels Wechselstrom auf einer Rollennahtschweissmaschine mit einem Schweisstransformator.
Ferner betrifft die Erfindung eine Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Es ist bekannt, beim Widerstandsschweissen mittels Wechselstrom die Schweissleistung durch Phasenanschnittsteuerung der Wechselspannungshalbwellen zu beeinflussen, indem jeweils der Zündpunkt innerhalb der Spannungswelle verschoben wird, woraus eine Änderung des Effektivwertes der Schweissstromstärke resultiert. Für diese Zwecke stehen sowohl Ignitron- als auch Thyristor-Schaltungsanordnungen zur Verfügung, die im Primärstromkreis des Schweisstransformators anzuordnen sind.
Die Induktivität des Schweisstransformators bewirkt bekanntlich einen Phasenunterschied Sp zwischen der Spannung und dem Strom, wobei der Strom der Spannung nacheilt.
Die Grösse des Phasenunterschiedes ist bei verschiedenen Schweissmaschinen unterschiedlich. Bei der Phasenanschnitt steuerung beginnt der Stromfluss jeweils im Zündpunkt, d h.
mit dem sprunghaften Einsetzen der Spannung, wonach der Strom bis zum folgenden Nulldurchgang der Stromhalbwelle fliesst. Infolge der Induktivität im Stromkreis tritt jeweils am Ende der angeschnittenen Spannungshalbwelle ein Über- schwingen der Spannung über den Nullpunkt hinaus auf, was eine entsprechende Verlängerung des Stromflusses zur Folge hat. Somit sind die stromlosen Pausen zwischen den aufein anderfolgenden Stromhalbwellen kürzer als sich aus dem Verschiebungswinkel des Zündpunktes erwarten liesse. Dadurch wird der Leistungssteuerungsbereich gegenüber dem Fall einer ohmschen Last eingeschränkt. Je grösser der Phasenunterschied , desto kleiner wird der Steuerungsbereich, d. h. umso grösser muss der Verschiebungswinkel des Zündpunktes sein, um überhaupt eine Reduktion der Schweissleistung herbeiführen zu können.
Anderseits zeigt sich, dass unabhängig vom Phasenunterschied pl schon bei einem Zündpunkt-Verschiebungswinkel von 1550 die Schweissleistung auf Null abgesunken ist und bei einem Zündpunkt-Verschiebungswinkel von 1200 nur noch etwa 10 0/0 beträgt. Somit ist der Steuerungsbereich durch Phasenanschnittsteuerung sowohl unten als auch oben begrenzt, so dass für die Leistungssteuerung zwischen 100 0/0 und 10 O/o nur ein Bereich von etwa 30 bis 1200 bzw. von 70 bis 1200 Zündpunkt-Verschiebungswinkel zur Verfügung steht, je nachdem, ob der Phasenunterschied < p zwischen Spannung und Strom 300 oder 700 beträgt.
Die beschriebenen Erscheinungen bei der Leistungssteuerung einer Schweissmaschine durch Phasenanschnitt steuerung ist aus folgenden Gründen nachteilig:
Wegen des relativ engen Einstellbereiches des Zündpunkt Verschiebungswinkels wird die Einstellung kritisch, da schon geringe Änderungen des Zündpunktes relativ grosse Ändeb rungen der Schweissleistung bewirken. Beim Rollennahtschweissen haben grössere Zündpunkt-Verschiebungswinkel entsprechend grössere Abstände zwischen den einzelnen Schweisspunkten der Naht zur Folge, was zu Undichtigkeit und mechanischer Schwächung der Schweissnaht führen kann. Aus diesem Grunde geht man in der Praxis nicht über einen Zündpunkt-Verschiebungswinkel von etwa 900 hinaus, was jedoch den Einstellbereich noch mehr einengt.
Um trotzdem einen ausreichend grossen Leistungsbereich bestreichen zu können, ist die Verwendung eines Schweisstransformators mit primärseitigen Anzapfungen erforderlich.
Es ist nun die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Einrichtung zum Steuern der Schweissleistung beim elektrischen Widerstandsschweissen mittels Wechselstrom zu schaffen, bei denen die vorstehend geschilderten Nachteile nicht auftreten und eine Phasenanschnittsteuerung der Schweisswechselspannung vermieden ist.
Das diese Aufgabe lösende Verfahren gemäss der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass man den Effektivwert der Stromstärke des Schweisswechselstromes durch Amplitudenänderung der an die Primärwicklung des Schweisstransformators angelegten, wenigstens annähernd sinusförmigen Wechselspannung bei jeweils vollständigen Halbwellen steuert.
In zweckmässiger Ausgestaltung des Verfahrens kann man den von einem Wechselstromverteilnetz gelieferten Strom gleichrichten und in seiner Spannung steuern, z. B.
durch einen phasenanschnittgesteuerten Gleichrichter, und dann den gleichgerichteten Strom mittels eines vorzugsweise statischen Umrichters in einen Wechselstrom umformen, mit dem die Primärwicklung des Schweisstransformators gespeist wird.
Gemäss einer andern vorteilhaften Variante des Verfahrens kann man die Primärwicklung des Schweisstransformators mit einem durch einen fremderregten Generator erzeugten Wechselstrom speisen und die Amplitude der Spannung des vom Generator erzeugten Wechselstromes durch Ande- rung der Erregung des Generators steuern. Hierbei ist es zweckmässig, die Erregerwicklung des Generators über einen steuerbaren Gleichrichter aus einem Wechselstromverteilnetz zu speisen und den Generator durch einen aus dem Wechselstromverteilnetz gespeisten Elektromotor anzutreiben.
In beiden Fällen ist es möglich und gegebenenfalls zweckmässig, dem mittels des Umrichters bzw. des Generators erzeugten Schweisswechselstrom eine höhere Frequenz als diejenige des Wechselstromverteilnetzes zu verleihen.
Die erfindungsgemässe Einrichtung zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens weist im Primärstromkreis des Schweisstransformators angeordnete Mittel zum Steuern des Effektivwertes der Stromstärke des Schweisswechselstromes auf, durch welche Steuermittel die Amplitude der wenigstens annähernd sinusförmigen Spannung des der Primärwicklung des Schweisstransformators zugeführten Wechselstromes bei jeweils vollständigen Halbwellen veränderbar ist.
Durch die Erfindung ist ermöglicht, die Schweissleistung einer elektrischen Widerstandsschweissmaschine durch eine kontinuierliche Spannungsänderung des Schweisswechselstromes in einem verhältnismässig grossen Bereich zu verändern, so dass die Nachteile der bisher benutzten Phasenanschnittsteuerung vermieden sind.
Die Erfindung ist nachstehend anhand von Beispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 bezieht sich auf die bisher gebräuchliche Phasen an schnittsteuerung und zeigt den zeitlichen Verlauf der Spannungs- und der Stromkurve des Schweisswechselstromes auf der Primärseite des Schweisstransformators;
Fig. 2 zeigt in grösserem Massstab eine analoge Darstellung der Spannungs- und Stromkurven bei grösserem Phasenunterschied p, zwischen Spannung und Strom;
Fig. 3 veranschaulicht den funktionellen Zusammenhang zwischen dem Zündpunkt-Verschiebungswinkel a und der resultierenden Schweissleistung für verschiedene Phasenunterschiede ç zwischen Spannung und Strom;
Fig. 4 stellt rein schematisch ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Einrichtung zur Schweissleistungssteuerung durch Amplitudenänderung der Schweisswechselspannung dar;
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Fig. 5 zeigt den zeitlichen Verlauf der Spannungs- und Stromkurven des Schweisswechselstromes auf der Primärseite des Schweisstransformators bei verschiedenen, mittels der Einrichtung nach Fig. 4 gesteuerten Schweissleistungen;
Fig. 6 stellt schematisch ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Einrichtung zur Schweissleistungssteuerung durch Amplitudenänderung der Schweisswechselspannung dar.
Anhand der Fig. 1-3 sollen zunächst nochmals die Gründe aufgezeigt werden, weshalb die bisher gebräuchliche Phasenanschnittsteuerung für die Schweissleistungssteuerung wenig geeignet ist. Im oberen Teil von Fig. 1 ist der zeitliche Verlauf der über der Primärwicklung des Schweisstransformators herrschenden Wechselspannung U bei einem Zündpunkt-Verschiebungswinkel a von etwa 700 dargestellt. Man erkennt, dass jeweils im Zündpunkt die momentane Spannung sprunghaft ansteigt und dass beim nächsten Nulldurchgang der Spannungskurve die Spannung auf die entgegengesetzte Polaritätsseite überschwingt. Dies ist eine Folge der Induktivität der Primärwicklung des Transformators. Im unteren Teil von Fig. 1 ist der entsprechende zeitliche Verlauf des in der Primärwicklung des Transformators fliessenden Stromes I gezeigt.
Es ist ersichtlich, dass der Strom jeweils im Zündpunkt allmählich einsetzt (wegen der Induktivität) und über den Nulldurchgang der Spannungskurve hinaus bis zum Nulldurchgang der Stromkurve andauert. Die Strompausen zwischen den aufeinanderfolgenden, entgegengesetzt polarisierten Stromhalbwellen sind somit kleiner als die Zündpunktverschiebung.
Die Vorgänge sind noch deutlicher in Fig. 2 dargestellt, die sich auf eine Transformatorwicklung mit grösserer Induktivität bezieht, wobei jedoch der Zündpunkt-Verzögerungswinkel a wie in Fig. 1 etwa 700 beträgt. Im Zündpunkt al setzt die momentane Spannung U sprunghaft ein; sie überschwingt den folgenden Nulldurchgang der Spannungskurve bis zum Punkt bt, um dann rasch auf Null zusammenzubrechen. Die entsprechende Halbwelle des Stromes I beginnt im Zündpunkt al und endet erst im Punkt bt relativ kurz bevor die Zündung der nächsten Spannungshalbwelle im Zündpunkt a2 erfolgt. Im Zündpunkt ao beginnt aber bereits die nächste, entgegengesetzt polarisierte Stromhalbwelle, so dass zwischen den aufeinanderfolgenden Stromhalbwellen nur relativ kurze Strompausen vorhanden sind.
Somit ist der resultierende Effektivwert des Schweissstromes Is nur verhältnismässig wenig tiefer als jener, der sich ohne Phasenanschnitt ergeben würde. Daher liegt auch die resultierende Schweiss leistung Pwo = IB2R, wobei R der Wirkwiderstand des Strom- kreises ist, nicht in dem erhofften Mass unterhalb der vollen Schweissleistung ohne Phasenanschnitt.
Der tatsächliche Zusammenhang zwischen der erzielbaren Schweissleistung Pws und dem Zündpunkt-Verschiebungs winkel a ist in Fig. 3 für verschiedene Phasenwinkel q7 zwi- schen Spannung und Strom im Primärstromkreis des Schweisstransformators graphisch dargestellt. Aus Fig. 3 ist z. B. ersichtlich, dass bei einem Phasenwinkel uvon 600 und einem Zündpunkt-Verschiebungswinkel a von 700 lediglich eine Reduktion der Schweissleistung Pws auf 82 o/o resultiert.
Da man mit Rücksicht auf die Qualität der zu bildenden Schweissnähte über einen Zündpunkt-Verschiebungswinkel von 900 praktisch nicht hinausgehen kann, verbleibt für die Steuerung der Schweissleistung Pws nur ein relativ geringer Bereich, innerhalb welchem der Zündpunkt-Verschiebungswinkel a eingestellt werden kann, wobei die Schweissleistung nur innerhalb des Bereiches von 100 /o bis hinab zu etwa 40 0/0 (bei < p 500) bzw. 55 /0 (bei q7 = 700) veränderbar ist. Dieser geringe Steuerbereich für die Schweissleistung ist in der Praxis häufig ungenügend.
Nachteilig ist auch, dass die Einstellung des Zündpunkt-Verschiebungswinkels a relativ kritisch ist, weil eine verhältnismässig kleine Änderung der Zündpunkteinstellung sich in erheblichem Mass auf die resultierende Schweissleistung auswirkt.
Zur Beseitigung der geschilderten Nachteile wird daher erfindungsgemäss vorgeschlagen, den Effektivwert des Schweissstromes nicht mittels Phasenanschnitt, sondern durch Amplitudenänderung bei vollen Spannungshalbwellen zu ver ändern. Dies kann z. B. durch die in Fig. 4 dargestellte Schaltungsanordnung geschehen.
In Fig. 4 bezeichnet 20 einen Schweisstransformator mit einer Primärwicklung 21 für beispielsweise 380 V und einer Sekundärwicklung 22 für eine Niederspannung von wenigen Volt, aber für eine hohe Stromstärke von mehreren tausend Ampere. Im Primärstromkreis des Transformators 20 befindet sich in bekannter Weise ein elektronischer Schalter 25, z. B. ein Thyristor- oder Ignitron-Schalter, der lediglich dazu dient, den Stromkreis zu schliessen, wenn eine Schweissung beginnen soll, bzw. zu unterbrechen, wenn die Schweissung beendet ist, wobei das Einschalten und Ausschalten des Stromkreises zweckmässig jeweils auf einen Nulldurchgang der speisenden Wechselspannung synchronisiert ist. Die zur Steuerung der Schweissleistung vorgesehene Steuereinnichtung 30 weist einen aus einem Wechselstromverteilnetz gespeisten steuerbaren Gleichrichter 32 auf, der z.
B. eine dreiphasige, halbgesteuerte Brückenschaltungsanordnung bekannter Bauart mit Thyristoren und Dioden sein kann. Der Gleichrichter 32 liefert an zwei Leiter 33 und 34 eine Gleichspannung, die mittels einer Drossel 35 geglättet wird.
Die Höhe der erzeugten Gleichspannung zwischen den Leitern 33 und 34 lässt sich mit Hilfe einer als Spannungsregulator dienenden Schaltungsanordnung 36 steuern, die dem Gleichrichter 32 beigeordnet ist und ermöglicht, den Zündpunkt der Thyristoren innerhalb jeder Netzwechselspannungshalbwelle zu verändern. Der Spannungsregulator 36 arbeitet in Abhängigkeit von einem Steuergieichstrom, der aus zwei Komponenten zusammengesetzt ist. Die eine Steuerstromkomponente dient als Sollwertsignal und wird von einem einstellbaren Sollwertgeber 37 geliefert. Die andere Komponente des Steuerstromes dient als Istwertsignal und wird mit Hilfe eines durch zwei Widerstände 38 und 39 gebildeten Spannungsteilers gebildet, der zwischen die Leiter 33 und 34 eingeschaltet ist.
Das Sollwertsignal wird über eine Leitung 41 und das Istwertsignal über eine Rückführleitung 42 einem Summationsglied 43 zugeführt, wo die beiden Steuerstromkomponenten algebraisch addiert und dann gemeinsam über eine Verbindung 44 dem Spannungsregulator 36 zugeleitet werden. Die zwei Leiter 33 und 34 sind an den Eingang eines statischen Gleichstrom/Wechselstrom-Umrichters 45 bekannter Bauart angeschlossen, dessen Ausgang über Leiter 46, 47 und den Schalter 25 die Primärwicklung 21 des Schweisstransformators 20 speist. Der Umrichter 45 erzeugt den erforderlichen Schweisswechselstrom, wobei die Amplitude der wenigstens annähernd sinusförmigen Wechselspannung proportional zur Höhe der Gleichspannung zwischen den Leitern 33 und 34 ist. Die Frequenz des mittels des Umrichters 45 erzeugten Schweisswechselstromes kann mit Vorteil höher als die Frequenz des Wechselstromverteilnetzes 31 sein.
Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der beschriebenen Einrichtung und das mit dieser Einrichtung durchführbare Verfahren zur Steuerung der Schweissleistung sind kurz wie folgt: -Mit Hilfe des Sollwertgebers 37 wird ein Sollwertsignal erzeugt, das als erste Steuerstromkomponente über das Summationsglied 40 dem Spannungsregulator 36 zugeleitet wird.
Entsprechend diesem Sollwertsignal wird der Zündpunkt der Thyristoren im Gleichrichter 32 innerhalb jeder Spannungshalbwelle des dem Gleichrichter zugeführten Netzwechselstromes eingestellt, so dass die gleichgerichtete Spannung an den Leitern 33 und 34 einen dem Sollwertsignal analogen Wert annimmt. Der Umrichter 45 liefert an die Leiter 46 und 47 und somit an die Primärwicklung 21 des Schweisstransformators 20 eine wenigstens annähernd sinusförmige Wechselspannung, deren Amplitude proportional zur Höhe der gleichgerichteten Spannung an den Leitern 33 und 34 ist.
Somit entspricht die Amplitude der Wechselspannung an der Primärwlcklung 21 des Schweisstransformators dem mittels des Sollwertgebers 37 eingestellten Sollwertsignal. Durch An- derung dieses Sollwertsignals lässt sich die Amplitude der genannten Wechselspannung kontinuierlich verändern, was auch eine entsprechende Änderung des Effektivwertes des praktisch sinusförmigen Schweisswechselstromes und somit auch eine kontinuierliche Änderung der Schweissleistung zur Folge hat.
Mit Hilfe des Spannungsteilers 38, 39 wird auch ein der Höhe der gleichgerichteten Spannung proportionales Istwertsignal erzeugt, das über die Rückführungsleitung 42 dem Summationsglied 43 zugeleitet wird. Im Summationsglied 43 werden das vom Sollwertgeber 37 gelieferte Sollwertsignal und das Istwertsignal kombiniert in der Weise, dass jede Abweichung des Istwertes der gleichgerichteten Spannung vom Sollwert eine solche Änderung des Steuergleichstromes auf der Leitung 44 zur Folge hat, dass mittels des Spannungsregulators 36 eine entsprechende Änderung des Zündpunktes der Thyristoren im Gleichrichter 32 erfolgt, wodurch die aufgetretene Abweichung der gleichgerichteten Spannung vom gewünschten Sollwert wenigstens annähernd kompensiert wird.
Somit wird automatisch die gleichgerichtete Spannung konstant auf dem eingestellten Sollwert gehalten. Dies hat zur Folge, dass auch die Amplitude der mittels des Umrichters 45 erzeugten Wechselspannung und der Effektivwert des Schweisswechselstromes wie auch die resultierende Schweissleistung praktisch konstant gehalten werden. Der am Soll wertgeber 37 eingestellte Sollwert bleibt somit automatisch aufrechterhalten, wenn z. B. die Spannung des Wechselstromnetzes oder die Belastung des Ausganges des Umrichters 45 schwankt
In Fig. 5 ist der zeitliche Verlauf der Spannung an der Primärwicklung 21 des Schweisstransformators 20 sowie des Stromes durch die Primärwicklung bei unterschiedlichen Schweissleistungen dargestellt. Es ist ersichtlich, dass die Wechselspannung bei vollen Sinushalbwellen in der Amplitude verändert, so dass z.
B. die Spannungskurven ut, ua, us entstehen, die entsprechende Stromkurven il, i2, is mit vollen Halbwellen bei einem Phasenwinkel ç zur Folge haben.
Bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel wird die-Prunärwicklung 21 des Schweisstransformators 20 durch einen Synchrongenerator 50 über Leiter 46 und 47 gespeist, in deren eine der elektronische Schalter 25 eingefügt ist. Der Rotor des Synchrongenerators 50 steht über eine Welle 51 mit dem Rotor eines Elektromotors 52 in Verbindung, der aus einem Wechselstromverteilnetz gespeist wird. Der Gene rotor 50 weist eine Erregerwicklung 55 auf, deren Speisung aus einer Steuereinrichtung 60 erfolgt, die nachstehend beschrieben wird.
Die Steuereinrichtung 60 enthält einen steuerbaren Gleichrichter 62, dessen Eingang über eine Leitung 61 mit dem Wechselstromverteilnetz 53 verbunden ist und dessen Ausgang über Leiter 63 und 64 unmittelbar an die Erregerwicklung 55 des Generators 50 angeschlossen ist Der Gleichrichter enthält vorzugsweise Thyristoren, deren Zün- dung innerhalb jeder Halbwelle der Wechselspannung steuerbar ist. Zur Steuerung des Zündpunktes sind zwei Integrations-Schaltungsanordnungen 65 und 66 vorhanden, die hintereinander geschaltet sind. Der Eingang der ersten Integra tions-Schaltungsanordnung 65 ist an den Ausgang eines Summationsgliedes 67 angeschlossen, das zwei Eingänge aufweist.
Der eine Eingang des Summationsgliedes 67 ist über eine Leitung 68 mit einem Sollwertgeber 69 verbunden, der zur Erzeugung eines einstellbaren Sollwertsignals in Form eines Gleichstromes dient. Dem andern Eingang des Summationsgliedes 67 ist über eine Leitung 70 ein Istwertsignal in Form eines Gleichstromes zugeführt, der vom Istwert der Wechselspannung zwischen den Leitern 46 und 47 hergeleitet ist. Zu diesem Zweck ist an die Leiter 46 und 47 die Primärwicklung eines Messtransformators 71 angeschlossen, dessen Se kundärwicklung über einen Gleichrichter 75 mit der bereits erwähnten Leitung 70 in Verbindung steht.
An den Leiter 47 ist ferner ein Messstromwandler 80 angeschlossen, dessen Messwicklung über einen Gleichrichter 82 ein weiteres Istwertsignal in Form eines Gleichstromes liefert, der durch eine Leitung 83 mit dem Eingang der zweiten Integrations-Schaltungsanordnung 66 geführt ist.
Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der Einrichtung gemäss Fig. 6 und das mit derselben ermöglichte Verfahren zur Steuerung der Schweissleistung sind kurz wie folgt:
Mittels des Sollwertgebers 69 wird ein Sollwertsignal eingestellt. Entsprechend diesem Sollwertsignal wird über die Integrations-Schaltungsanordnungen 65 und 66 der Zündpunkt der Thyristoren des Gleichrichters 62 innerhalb jeder Wechselspannungshalbwelle gesteuert, so dass der durch die Erregerwicklung 55 des Generators 50 fliessende Gleichstrom eine bestimmte Stromstärke annimmt, die eine bestimmte Amplitude der vom Generator 50 erzeugten Wechselspan nung zwischen den Leitern 46 und 47 zur Folge hat.
Wenn das Sollwertsignal geändert wird, ändern sich auch die Erregung des Generators und die Amplitude der vom Generator erzeugten Wechselspannung, wobei die Wechselspannungshalbwellen stets intakt bleiben, wie in Fig. 5 dargestellt ist.
Mit der auf die beschriebene Weise erzielten Amplitudenänderung der Wechselspannung zwischen den Leitern 46 und 47 ändert sich auch der Effektivwert des durch die Primärwicklung 21 des Schweisstransformators 20 fliessenden Wechselstromes, wie ebenfalls in Fig. 5 veranschaulicht ist. Die änderung der Stromstärke hat eine entsprechende Änderung der resultierenden Schweissleistung zur Folge. Demgemäss ist es möglich, die Stromstärke des Schweisswechselstromes bzw.
die Schweissleistung mittels des Sollwertgebers 69 zu wählen und einzustellen.
Das mittels des Messtransformators 71 und den Gleichrichter 75 erzeugte erste Istwertsignal ist proportional zur Amplitude der vom Generator 50 erzeugten Wechselspannung, wogegen das mittels des Stromwandlers 80 und des Gleichrichters 82 erzeugte zweite Istwertsignal proportional zur Stärke des im Primärstromkreis des Schweisstransformators 20 fliessenden Schweissstromes ist. Wenn die Amplitude der Wechselspannung zwischen den Leitern 46 und 47 von dem mittels des Sollwertgebers 69 eingestellten Sollwert abweicht, sorgt das erste Istwertsignal automatisch für eine solche Verschiebung des Zündpunktes der Thyristoren im Gleichrichter 62, dass die Spannungsabweichung kompensiert wird. Wenn die Stromstärke im Primärstromkreis des Schweisstransformators 20 z.
B. infolge Belastungsschwankungen auf der Sekundärseite des Schweisstransformators ändert, sorgt das zweite Istwertsignal automatisch für eine Verschiebung des Zündpunktes der Thyristoren derart, dass die Erregung des Generators 50 entsprechend ändert, um die eingetretene Stromstärkeänderung wieder wettzumachen.
Änderungen der Stromstärke im Primärstromkreis des Schweisstransformators 20 haben natürlich auch entsprechende Änderungen der Spannungsamplitude zur Folge, weshalb die Regelung mit Hilfe des zur Spannungsamplitude proportionalen ersten Istwertsignals genügen würde, um die gewünschte Konstanthaltung herbeizuführen. Die zusätzliche Regelung mittels des zweiten, zur Stromstärke proportionalen Istwertsignals ergibt jedoch eine Beschleunigung der Korrektur durch Vorausregelung der Erregung des Generators. Die Frequenz des mittels des Generators 50 erzeugten Schweisswechselstromes kann höher als die Netzfrequenz gewählt werden, wenn dies im Hinblick auf die Qualität der Schweissungen oder auf die Schweissgeschwindigkeit beim Rollennahtschweissen zweckmässig erscheint.
Es ist klar, dass man durch Änderung der Drehzahl des Antniebsmotors 52 die Frequenz des Schweisswechselstromes bequem verändern kann.
Die beiden beschriebenen Ausführungsbeispiele nach Fig.
4 und nach Fig. 6 erlauben eine kontinuierliche Steuerung der Schweissleistung zwischen einem Maximalwert und praktisch Null bei jeweils vollständigen Halbwellen der Schweisswechselspannung und des Schweisswechselstromes. Es ist daher nicht nötig, einen Schweisstransformator mit Anzapfungen zu verwenden. Da in der Praxis des Rollennahtschweissens häufig ohnehin mit einer höheren Frequenz des Schweissstromes als jener des Wechselstromverteilnetzes gearbeitet werden muss, brauchte man in diesen Fällen schon bisher entweder einen statischen Umrichter oder einen rotierenden Umformer zur Frequenzerhöhung.
Die beschriebene erfindungsgemässe Einrichtung zur Steuerung der Schweissleistung durch Amplitudenänderung der Schweisswechselspannung anstelle von Phasenanschnittsteuerung bedingt deshalb praktisch keinen kostspieligen Mehraufwand, sondern kann mit verhältnismässig bescheidenen zusätzlichen Mitteln, die überdies handels üblich sind, realisiert werden.
PATENTANSPRUCH I
Verfahren zum Steuern der Schweissleistung beim elektrischen Widerstandsschweissen mittels Wechselstrom auf einer Rollennahtschweissmaschine mit einem Schweisstransformator, dadurch gekennzeichnet, dass man den Effektivwert der Stromstärke des Schweisswechselstromes durch Amplituden änderung der an die Primärwicklung des Schweisstransformators angelegten, wenigstens annähernd sinusförmigen Wechselspannung bei jeweils vollständigen Halbwellen steuert.
UNTERANSPRÜCHE
1. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass man den von einem Wechselstromverteilnetz gelieferten Strom gleichrichtet und in seiner Spannung reguliert, und dass man den gleichgerichteten Strom mittels eines Umrichters in einen Wechselstrom umformt, mit dem die Primärwicklung des Schweisstransformators gespeist wird.
2. Verfahren nach Unteranspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man den vom Wechselstromverteilnetz gelieferten Strom mittels eines steuerbaren Gleichrichters gleichrichtet, den man mit Hilfe eines Spannungsregulators in Abhängigkeit von einem Sollwertgeber und in Abhängigkeit vom Istwert der gleichgerichteten Spannung steuert.
3. Verfahren nach Unteranspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass man dem mittels des Umrichters erzeugten Wechselstrom eine höhere Frequenz als diejenige des Wechselstromverteilnetzes verleiht.
4. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass man die Primärwicklung des Schweisstransformators mit einem durch einen fremderregten Generator erzeugten Wechselstrom speist und die Amplitude der Spannung des vom Generator erzeugten Wechselstromes durch Änderung der Erregung des Generators steuert.
5. Verfahren nach Unteranspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass man eine Erregerwicklung des Generators über einen steuerbaren Gleichrichter aus einem Wechselstromver tdilnetz speist, und dass der Gleichrichter mittels eines Spannungsregulators in Abhängigkeit von einem Sollwertgeber und in Abhängigkeit von den Istwerten der vom Generator erzeugten Wechselspannung und der Wechselstromstärke im Primärstromkreis des Schweisstransformators gesteuert wird.
6. Verfahren nach Unteranspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass man den Generator mittels eines aus dem Wechselstromverteilnetz gespeisten Motors mit einstellbarer Drehzahl antreibt.
7. Verfahren nach einem der Unteransprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass man dem mittels des Generators erzeugten Wechselstrom eine höhere Frequenz als diejenige des Wechselstromverteilnetzes verleiht.
PATENTANSPRUCH II
Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Patentanspruch I, mit im Primärstromkreis des Schweisstransformators angeordneten Mitteln zum Steuern des Effektivwertes der Stromstärke des Schweisswechselstromes, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Steuermittel die Amplitude der wenigstens annähernd sinusförmigen Spannung des der Primärwicklung des Schweisstransformators zugeführten Wechselstromes bei jeweils vollständigen Halbwellen veränderbar ist.
UNTERANSPRÜCHE
8. Einrichtung nach Patentanspruch I, gekennzeichnet durch einen von einem Wechselstromverteilnetz gespeisten steuerbaren Gleichrichter (32) zum Erzeugen eines Gleichstromes mit veränderbarer Spannung und durch einen mit dem Gleichstrom gespeisten Umrichter (45) zur Erzeugung eines Wechselstromes für die Speisung der Primärwicklung (21) des Schweisstransformators (20), wobei die Amplitude der Spannung des erzeugten Wechselstromes wenigstens annähernd proportional zur Gleichspannung ist.
9. Einrichtung nach Unteranspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass dem steuerbaren Gleichrichter (32) eine Schaltungsanordnung (36) zum Steuern des Zündzeitpunktes des Gleichrichters innerhalb jeder Halbwelle der Netzwechselspannung belgeordnet ist, wobei die Schaltungsanordnung einen einstellbaren Sollwertgeber (37) für die gleichgerichtete Spannung und eine Rückführung (38, 39, 42) des Istwertes der erzeugten Gleichspannung zur selbsttätigen Konstanthaltung der mittels des Sollwertgebers (37) eingestellten Gleichspannung aufweist.
10. Einrichtung nach den Unteransprüchen 8 und 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Umrichter (45) einen Wechselstrom mit höherer Frequenz als diejenige des Wechselstromverteilnetzes erzeugt.
11. Einrichtung nach Patentanspruch II, gekennzeichnet durch einen fremderregten Wechselstromgenerator (50) zur Speisung der Primärwicklung (21) des Schweisstransformators (20), durch einen Motor (52) zum Antrieb des Generators (50) und durch eine elektrische Schaltungsanordnung (60) zum Speisen der Erregerwicklung des Generators mit Gleichstrom veränderbarer Leistung.
12. Einrichtung nach Unteranspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (60) einen von einem Wechselstromverteilnetz gespeisten steuerbaren Gleichrichter (62) und Mittel (65, 66) zum Steuern des Zündpunktes des Gleichrichters (62) innerhalb jeder Halbwelle der Netzwechselspannung aufweist, und dass die Schaltungsanordnung (60) einen einstellbaren Sollwertgeber (69) für die Erregung und Rückführungen (71, 75, 70; 80, 82, 83) der Istwerte der vom Generator (50) erzeugten Wechselspannung und der im Primärstromkreis des Schweisstransformators (20) fliessenden Wechselstromstärke zur selbsttätigen Regelung der Erregung des Generators (50) für die Konstanthaltung der Schweissleistung entsprechend dem mittels des Sollwertgebers eingestellten Sollwert aufweist.
13. Einrichtung nach den Unteransprüchen 11 und 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselstromgenerator (50) einen Wechselstrom mit höherer Frequenz als diejenige des Wechselstromverteilnetzes erzeugt.
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The present invention relates to a method for controlling the welding power during electrical resistance welding by means of alternating current on a roller seam welding machine with a welding transformer.
The invention also relates to a device for carrying out the method.
It is known in resistance welding by means of alternating current to influence the welding performance by phase control of the alternating voltage half-waves by shifting the ignition point within the voltage wave, which results in a change in the effective value of the welding current strength. For this purpose, both ignitron and thyristor circuit arrangements are available, which are to be arranged in the primary circuit of the welding transformer.
As is known, the inductance of the welding transformer causes a phase difference Sp between the voltage and the current, the current lagging the voltage.
The size of the phase difference is different for different welding machines. With the phase angle control, the current flow begins at the ignition point, i.e.
with the sudden onset of voltage, after which the current flows until the next zero crossing of the current half-wave. As a result of the inductance in the circuit, the voltage overshoots the zero point at the end of the voltage half-wave, which results in a corresponding lengthening of the current flow. The currentless pauses between the successive current half-waves are thus shorter than would be expected from the shift angle of the ignition point. This limits the power control range from the case of an ohmic load. The greater the phase difference, the smaller the control range, i.e. H. the greater the displacement angle of the ignition point has to be in order to be able to bring about a reduction in welding performance at all.
On the other hand, it can be seen that regardless of the phase difference p1, the welding power has already dropped to zero at an ignition point shift angle of 1550 and is only about 10 0/0 at an ignition point shift angle of 1200. Thus, the control range is limited by phase control both below and above, so that only a range of about 30 to 1200 or from 70 to 1200 ignition point shift angle is available for power control between 100 0/0 and 10 0 / o, depending depending on whether the phase difference <p between voltage and current is 300 or 700.
The described phenomena in the power control of a welding machine by phase angle control is disadvantageous for the following reasons:
Because of the relatively narrow setting range of the ignition point displacement angle, the setting is critical, since even small changes in the ignition point cause relatively large changes in welding performance. With roller seam welding, larger ignition point displacement angles result in correspondingly larger distances between the individual welding points of the seam, which can lead to leaks and mechanical weakening of the weld seam. For this reason, in practice one does not go beyond an ignition point shift angle of approximately 900, which, however, narrows the setting range even more.
In order to still be able to cover a sufficiently large power range, the use of a welding transformer with primary-side taps is required.
It is the object of the present invention to provide a method and a device for controlling the welding power during electrical resistance welding by means of alternating current, in which the disadvantages described above do not occur and phase control of the alternating welding voltage is avoided.
The method according to the invention, which achieves this object, is characterized in that the effective value of the amperage of the welding alternating current is controlled by changing the amplitude of the at least approximately sinusoidal alternating voltage applied to the primary winding of the welding transformer for each complete half-wave.
In an expedient embodiment of the method, the current supplied by an AC distribution network can be rectified and its voltage controlled, e.g. B.
by a phase control rectifier, and then convert the rectified current into an alternating current by means of a preferably static converter, with which the primary winding of the welding transformer is fed.
According to another advantageous variant of the method, the primary winding of the welding transformer can be fed with an alternating current generated by an externally excited generator and the amplitude of the voltage of the alternating current generated by the generator can be controlled by changing the excitation of the generator. It is useful here to feed the excitation winding of the generator via a controllable rectifier from an alternating current distribution network and to drive the generator by an electric motor fed from the alternating current distribution network.
In both cases it is possible and, if necessary, expedient to give the welding alternating current generated by means of the converter or the generator a higher frequency than that of the alternating current distribution network.
The device according to the invention for carrying out the described method has means, arranged in the primary circuit of the welding transformer, for controlling the effective value of the amperage of the welding alternating current, by means of which control means the amplitude of the at least approximately sinusoidal voltage of the alternating current fed to the primary winding of the welding transformer can be changed for each complete half-wave.
The invention makes it possible to change the welding performance of an electrical resistance welding machine by continuously changing the voltage of the welding alternating current in a relatively large range, so that the disadvantages of the phase control used previously are avoided.
The invention is explained in more detail below by means of examples with reference to the accompanying drawings.
Fig. 1 relates to the hitherto customary phases of cutting control and shows the time course of the voltage and current curve of the welding alternating current on the primary side of the welding transformer;
2 shows, on a larger scale, an analog representation of the voltage and current curves with a larger phase difference p between voltage and current;
3 illustrates the functional relationship between the ignition point shift angle α and the resulting welding power for various phase differences ç between voltage and current;
4 shows, purely schematically, a first exemplary embodiment of the device according to the invention for welding power control by changing the amplitude of the alternating welding voltage;
;
FIG. 5 shows the time course of the voltage and current curves of the welding alternating current on the primary side of the welding transformer with different welding powers controlled by means of the device according to FIG. 4;
6 shows schematically a second exemplary embodiment of the device according to the invention for controlling welding power by changing the amplitude of the alternating welding voltage.
With reference to FIGS. 1-3, the reasons should first be shown again, why the phase control that has been used up to now is not very suitable for welding power control. In the upper part of FIG. 1, the time profile of the alternating voltage U prevailing across the primary winding of the welding transformer at an ignition point shift angle α of approximately 700 is shown. It can be seen that the instantaneous voltage rises abruptly at the ignition point and that at the next zero crossing of the voltage curve the voltage overshoots to the opposite polarity side. This is a consequence of the inductance of the primary winding of the transformer. In the lower part of FIG. 1, the corresponding time profile of the current I flowing in the primary winding of the transformer is shown.
It can be seen that the current begins gradually at the ignition point (because of the inductance) and lasts beyond the zero crossing of the voltage curve until the zero crossing of the current curve. The current pauses between the successive, oppositely polarized current half-waves are therefore smaller than the ignition point shift.
The processes are shown even more clearly in FIG. 2, which relates to a transformer winding with a greater inductance, but the ignition point delay angle α as in FIG. 1 being approximately 700. At the ignition point a1, the instantaneous voltage U begins abruptly; it overshoots the following zero crossing of the voltage curve up to point bt, and then quickly collapses to zero. The corresponding half-wave of the current I begins at ignition point a1 and only ends at point bt relatively shortly before the next voltage half-wave is ignited at ignition point a2. However, the next oppositely polarized current half-wave already begins at the ignition point ao, so that there are only relatively short current pauses between the successive current half-waves.
The resulting effective value of the welding current Is is therefore only relatively slightly lower than that which would result without phase control. Therefore, the resulting welding power Pwo = IB2R, where R is the effective resistance of the circuit, is not below the full welding power without phase control to the extent expected.
The actual relationship between the achievable welding power Pws and the ignition point displacement angle α is shown graphically in FIG. 3 for various phase angles q7 between voltage and current in the primary circuit of the welding transformer. From Fig. 3, for. For example, it can be seen that with a phase angle u of 600 and an ignition point shift angle a of 700, only a reduction in the welding power Pws to 82 o / o results.
Since it is practically impossible to go beyond an ignition point shift angle of 900 with regard to the quality of the weld seams to be formed, only a relatively small range remains for controlling the welding power Pws, within which the ignition point shift angle α can be set, with the welding power can only be changed within the range from 100 / o down to about 40 0/0 (with <p 500) or 55/0 (with q7 = 700). This small control range for the welding performance is often insufficient in practice.
It is also disadvantageous that the setting of the ignition point shift angle α is relatively critical, because a relatively small change in the ignition point setting has a considerable effect on the resulting welding performance.
To eliminate the disadvantages described, the invention therefore proposes that the rms value of the welding current not be changed by means of phase control, but by changing the amplitude at full voltage half-waves. This can e.g. B. done by the circuit arrangement shown in FIG.
In FIG. 4, 20 denotes a welding transformer with a primary winding 21 for, for example, 380 V and a secondary winding 22 for a low voltage of a few volts, but for a high current of several thousand amperes. In the primary circuit of the transformer 20 there is an electronic switch 25, for. B. a thyristor or ignitron switch, which only serves to close the circuit when a weld is to start, or to interrupt it when the weld is finished, with the switching on and off of the circuit expediently each to a zero crossing of the feeding AC voltage is synchronized. The control device 30 provided for controlling the welding power has a controllable rectifier 32 fed from an alternating current distribution network, which z.
B. can be a three-phase, semi-controlled bridge circuit arrangement of known type with thyristors and diodes. The rectifier 32 supplies a direct voltage to two conductors 33 and 34 which is smoothed by means of a choke 35.
The level of the DC voltage generated between the conductors 33 and 34 can be controlled with the aid of a circuit arrangement 36 serving as a voltage regulator, which is assigned to the rectifier 32 and enables the ignition point of the thyristors to be changed within each mains AC voltage half-cycle. The voltage regulator 36 works as a function of a control direct current, which is composed of two components. One control current component serves as a setpoint signal and is supplied by an adjustable setpoint generator 37. The other component of the control current serves as an actual value signal and is formed with the aid of a voltage divider formed by two resistors 38 and 39, which is connected between the conductors 33 and 34.
The setpoint signal is fed via a line 41 and the actual value signal via a feedback line 42 to a summing element 43, where the two control current components are algebraically added and then fed together via a connection 44 to the voltage regulator 36. The two conductors 33 and 34 are connected to the input of a static DC / AC converter 45 of known design, the output of which feeds the primary winding 21 of the welding transformer 20 via conductors 46, 47 and the switch 25. The converter 45 generates the required welding alternating current, the amplitude of the at least approximately sinusoidal alternating voltage being proportional to the level of the direct voltage between the conductors 33 and 34. The frequency of the welding alternating current generated by means of the converter 45 can advantageously be higher than the frequency of the alternating current distribution network 31.
The mode of use and operation of the device described and the method for controlling the welding power that can be carried out with this device are briefly as follows: With the help of the setpoint generator 37, a setpoint signal is generated which is fed as the first control current component via the summation element 40 to the voltage regulator 36.
According to this setpoint signal, the ignition point of the thyristors in rectifier 32 is set within each voltage half-cycle of the AC mains current fed to the rectifier, so that the rectified voltage on conductors 33 and 34 assumes a value analogous to the setpoint signal. The converter 45 supplies an at least approximately sinusoidal alternating voltage to the conductors 46 and 47 and thus to the primary winding 21 of the welding transformer 20, the amplitude of which is proportional to the level of the rectified voltage on the conductors 33 and 34.
The amplitude of the alternating voltage at the primary winding 21 of the welding transformer thus corresponds to the setpoint signal set by means of the setpoint generator 37. By changing this setpoint signal, the amplitude of the alternating voltage mentioned can be continuously changed, which also results in a corresponding change in the effective value of the practically sinusoidal welding alternating current and thus also a continuous change in the welding performance.
With the help of the voltage divider 38, 39, an actual value signal proportional to the level of the rectified voltage is also generated, which is fed to the summation element 43 via the feedback line 42. In the summation element 43, the setpoint signal supplied by the setpoint generator 37 and the actual value signal are combined in such a way that every deviation of the actual value of the rectified voltage from the setpoint results in such a change in the control direct current on line 44 that a corresponding change in the voltage regulator 36 Ignition point of the thyristors in rectifier 32 takes place, whereby the discrepancy between the rectified voltage and the desired target value is at least approximately compensated.
In this way, the rectified voltage is automatically kept constant at the set target value. As a result, the amplitude of the alternating voltage generated by means of the converter 45 and the effective value of the welding alternating current as well as the resulting welding power are kept practically constant. The setpoint set at the setpoint value transmitter 37 is thus automatically maintained when z. B. the voltage of the AC network or the load on the output of the converter 45 fluctuates
FIG. 5 shows the variation over time of the voltage on the primary winding 21 of the welding transformer 20 and the current through the primary winding at different welding powers. It can be seen that the alternating voltage changes in amplitude at full sine half waves, so that, for.
B. the voltage curves ut, ua, us arise, the corresponding current curves il, i2, is with full half-waves at a phase angle ç result.
In the embodiment shown in FIG. 6, the primary winding 21 of the welding transformer 20 is fed by a synchronous generator 50 via conductors 46 and 47, into one of which the electronic switch 25 is inserted. The rotor of the synchronous generator 50 is connected via a shaft 51 to the rotor of an electric motor 52, which is fed from an alternating current distribution network. The gene rotor 50 has an excitation winding 55, which is fed from a control device 60, which is described below.
The control device 60 contains a controllable rectifier 62, the input of which is connected via a line 61 to the alternating current distribution network 53 and the output of which is connected directly to the excitation winding 55 of the generator 50 via conductors 63 and 64. The rectifier preferably contains thyristors whose ignition is within every half cycle of the alternating voltage is controllable. To control the ignition point, two integration circuit arrangements 65 and 66 are provided, which are connected in series. The input of the first integration circuitry 65 is connected to the output of a summation element 67 which has two inputs.
One input of the summation element 67 is connected via a line 68 to a setpoint generator 69, which is used to generate an adjustable setpoint signal in the form of a direct current. An actual value signal in the form of a direct current, which is derived from the actual value of the alternating voltage between the conductors 46 and 47, is fed to the other input of the summation element 67 via a line 70. For this purpose, the primary winding of a measuring transformer 71 is connected to the conductors 46 and 47, the secondary winding of which is connected to the aforementioned line 70 via a rectifier 75.
A measuring current transformer 80 is also connected to the conductor 47, the measuring winding of which supplies a further actual value signal in the form of a direct current via a rectifier 82, which is carried through a line 83 to the input of the second integration circuit arrangement 66.
The mode of use and operation of the device according to FIG. 6 and the method for controlling the welding performance made possible with it are briefly as follows:
A setpoint signal is set by means of the setpoint generator 69. According to this setpoint signal, the ignition point of the thyristors of the rectifier 62 is controlled within each alternating voltage half-cycle via the integration circuit arrangements 65 and 66, so that the direct current flowing through the excitation winding 55 of the generator 50 assumes a certain current strength, which has a certain amplitude generated by the generator 50 AC voltage between the conductors 46 and 47 results.
When the setpoint signal is changed, the excitation of the generator and the amplitude of the alternating voltage generated by the generator also change, the alternating voltage half-waves always remaining intact, as shown in FIG.
With the change in amplitude of the alternating voltage between the conductors 46 and 47 achieved in the manner described, the rms value of the alternating current flowing through the primary winding 21 of the welding transformer 20 also changes, as is also illustrated in FIG. The change in the current intensity results in a corresponding change in the resulting welding performance. Accordingly, it is possible to determine the amperage of the alternating welding current or
to select and set the welding power by means of the setpoint generator 69.
The first actual value signal generated by the measuring transformer 71 and the rectifier 75 is proportional to the amplitude of the alternating voltage generated by the generator 50, whereas the second actual value signal generated by the current transformer 80 and the rectifier 82 is proportional to the strength of the welding current flowing in the primary circuit of the welding transformer 20. If the amplitude of the alternating voltage between the conductors 46 and 47 deviates from the setpoint value set by means of the setpoint generator 69, the first actual value signal automatically shifts the ignition point of the thyristors in the rectifier 62 so that the voltage deviation is compensated. If the current in the primary circuit of the welding transformer 20 z.
B. changes due to load fluctuations on the secondary side of the welding transformer, the second actual value signal automatically shifts the ignition point of the thyristors in such a way that the excitation of the generator 50 changes accordingly in order to make up for the change in current intensity.
Changes in the current intensity in the primary circuit of the welding transformer 20 naturally also result in corresponding changes in the voltage amplitude, which is why the control with the aid of the first actual value signal proportional to the voltage amplitude would be sufficient to bring about the desired constant maintenance. The additional regulation by means of the second actual value signal proportional to the current intensity, however, results in an acceleration of the correction by pre-regulating the excitation of the generator. The frequency of the alternating welding current generated by means of the generator 50 can be selected to be higher than the mains frequency if this appears expedient with regard to the quality of the welds or the welding speed during roller seam welding.
It is clear that the frequency of the welding alternating current can be conveniently changed by changing the speed of the drive motor 52.
The two described embodiments according to Fig.
4 and according to FIG. 6 allow a continuous control of the welding power between a maximum value and practically zero with complete half-waves of the welding alternating voltage and the welding alternating current. It is therefore not necessary to use a welding transformer with taps. Since in the practice of roller seam welding it is often necessary to work with a higher frequency of the welding current than that of the AC distribution network, in these cases either a static converter or a rotating converter has been needed to increase the frequency.
The described device according to the invention for controlling the welding power by changing the amplitude of the welding alternating voltage instead of phase control therefore requires practically no costly additional effort, but can be implemented with relatively modest additional means which are also commercially available.
PATENT CLAIM I
Method for controlling the welding performance during electrical resistance welding by means of alternating current on a roller seam welding machine with a welding transformer, characterized in that the effective value of the amperage of the alternating welding current is controlled by changing the amplitude of the at least approximately sinusoidal alternating voltage applied to the primary winding of the welding transformer, each time with complete half-waves.
SUBCLAIMS
1. The method according to claim I, characterized in that the current supplied by an alternating current distribution network is rectified and its voltage is regulated, and that the rectified current is converted into an alternating current by means of a converter, with which the primary winding of the welding transformer is fed.
2. The method according to dependent claim 1, characterized in that the current supplied by the AC distribution network is rectified by means of a controllable rectifier which is controlled with the aid of a voltage regulator depending on a setpoint generator and depending on the actual value of the rectified voltage.
3. The method according to dependent claim 1 or 2, characterized in that the alternating current generated by the converter is given a higher frequency than that of the alternating current distribution network.
4. The method according to claim I, characterized in that the primary winding of the welding transformer is fed with an alternating current generated by an externally excited generator and the amplitude of the voltage of the alternating current generated by the generator is controlled by changing the excitation of the generator.
5. The method according to dependent claim 4, characterized in that one feeds an excitation winding of the generator via a controllable rectifier from an alternating current tdilnetz, and that the rectifier by means of a voltage regulator as a function of a setpoint generator and as a function of the actual values of the alternating voltage generated by the generator and the alternating current in the primary circuit of the welding transformer is controlled.
6. The method according to dependent claim 5, characterized in that the generator is driven at an adjustable speed by means of a motor fed from the alternating current distribution network.
7. The method according to any one of the dependent claims 4 to 6, characterized in that the alternating current generated by the generator is given a higher frequency than that of the alternating current distribution network.
PATENT CLAIM II
Device for carrying out the method according to claim I, with means arranged in the primary circuit of the welding transformer for controlling the effective value of the amperage of the welding alternating current, characterized in that the control means determine the amplitude of the at least approximately sinusoidal voltage of the alternating current supplied to the primary winding of the welding transformer for each complete half-wave is changeable.
SUBCLAIMS
8. Device according to claim I, characterized by a controllable rectifier (32) fed by an alternating current distribution network for generating a direct current with a variable voltage and by a converter (45) fed with the direct current for generating an alternating current for feeding the primary winding (21) of the Welding transformer (20), the amplitude of the voltage of the alternating current generated being at least approximately proportional to the direct voltage.
9. Device according to dependent claim 8, characterized in that the controllable rectifier (32) has a circuit arrangement (36) for controlling the ignition timing of the rectifier within each half-cycle of the AC mains voltage, the circuit arrangement having an adjustable setpoint generator (37) for the rectified voltage and has a feedback (38, 39, 42) of the actual value of the generated direct voltage to automatically keep constant the direct voltage set by means of the setpoint generator (37).
10. Device according to the dependent claims 8 and 9, characterized in that the converter (45) generates an alternating current with a higher frequency than that of the alternating current distribution network.
11. Device according to claim II, characterized by an separately excited alternating current generator (50) for feeding the primary winding (21) of the welding transformer (20), by a motor (52) for driving the generator (50) and by an electrical circuit arrangement (60) for The excitation winding of the generator is fed with direct current of variable power.
12. Device according to dependent claim 11, characterized in that the circuit arrangement (60) has a controllable rectifier (62) fed by an alternating current distribution network and means (65, 66) for controlling the ignition point of the rectifier (62) within each half-cycle of the alternating current voltage, and that the circuit arrangement (60) has an adjustable setpoint generator (69) for the excitation and feedback (71, 75, 70; 80, 82, 83) of the actual values of the alternating voltage generated by the generator (50) and that flowing in the primary circuit of the welding transformer (20) AC current strength for the automatic control of the excitation of the generator (50) for keeping the welding power constant according to the setpoint value set by means of the setpoint generator.
13. Device according to the dependent claims 11 and 12, characterized in that the alternating current generator (50) generates an alternating current with a higher frequency than that of the alternating current distribution network.
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