Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord nung in einem Analog/Digital-Wandler zur Verminderung des Quantisierungsgeräusches in Pulscodemodulationsanla gen, in denen Codierung bzw. Decodierung mit Pressung bzw. Dehnung mit abschnittsweise linearer Charakteristik verbunden ist.
Bei der Umwandlung von kontinuierlichen Analogsigna len in die diskontinuierliche Digitalform entsteht bekanntlich ein Quantisierungsgeräusch, das darauf zurückzuführen ist, dass eine praktisch unendliche Zahl von möglichen Analog signalamplitudenwerten mittels einer endlichen Zahl von
Quantisierungsstufen erfasst werden muss. Eine Verkleine rung des Quantisierungsgeräusches kann an sich nur mit einer Vergrösserung der Anzahl Quantisierungsstufen er reicht werden. Da andererseits jedes Resultat einer Quantisierung durch ein individuelles Codewort beschreibbar sein soll, hängt die Anzahl der je Codewort erforderlichen Bits direkt von der Anzahl der Quantisierungsstufen ab, d. h. je grös ser die Anzahl Quantisierungsstufen, desto grösser die Anzahl der erforderlichen Bits je Codewort.
Die Forderung in bezug auf niedriges Grundgeräusch in unbesprochenen Kanä- len (Gesprächspausen) und guter Verständlichkeit auch bei niedrigem Gesprächspegel verlangen speziell im Bereiche niedriger Amplitudenwerte eine genügend grosse Anzahl Quantisierungsstufen. Um dies mit einer möglichst kleinen Anzahl Bits je Codewort erreichen zu können, wurden bereits verschiedene Quantisierungsprinzipien mit nichtlinearer Quantisierungskennlinie vorgeschlagen, bei denen für zunehmende Analogsignalamplitudenwerte grössere Quantisierungsstufen verwendet werden. Hierzu sei auf den Artikel AD- und DA-Wandler, Verfahren und ihre Anwendung in der Zeitschrift Neue Technik Nr. 3/1972, Seiten 80-84, und Nr. 4/1972, Seiten 103-111, verwiesen.
Eine nichtlineare Quantisierung lässt sich besonders einfach in Form einer abschnittsweise linearen Quantisierungscharakteristik realisieren. Als Beispiel einer nichtlinearen Quantisierungskennlinie sei die sogenannte A-Kennlinie (CCITT-Empfehlung G711) erwähnt, bei der in einem grossen Teil des Dynamikbereiches das Verhältnis Analogsignal.- amplitude zu Quantisierungsgeräusch annähernd konstant bleibt. Eine solche Quantisierungskennlinie kann beispielsweise aus 13 Segmenten bestehen, wobei innerhalb jedes Segmentes eine lineare, und damit in einfacher Weise durchführbare Quantisierung möglich wird. Fig. 1 zeigt eine solche Quantisierungskennlinie, wobei auf der X-Achse die Analogsignalmomentanwerte und auf der Y-Achse die Kennlinienabschnitte dargestellt sind.
Die Analog/Digital-Wandlung mittels nichtlinearer Quantisierung kommt einer Momentanwert Kompression des jeweiligen Analogsignalmomentanwertes gleich und die dabei entstehenden Digitalsignale müssen bei Rückwandlung in Analogsignale der Momentanwert-Kompression entsprechend expandiert werden. Es ist offensichtlich, dass nur dann zusätzliche Signalverzerrungen vermieden werden können, wenn sich Quantisierungskennlinie des Analog/Digital-Wandlers, nachfolgend auch mit A/D-Wand ler abgekürzt, und Rückwandlungskennlinie des Digital/Analog-Wandlers, nachfolgend auch mit D/A-Wandler abgekürzt, spiegelbildlich entsprechen.
Im weiteren Text wird an Stelle des Begriffes Segment der Begriff Kennlinienabschnitt verwendet. Das zum Teil in den positiven und zum Teil in den negativen Kennlinienbereich ragende zentrale Segment einer beispielsweise aus 13 Segmenten bestehenden Kennlinie wird in zwei Kennlinienabschnitte, einen positiven und einen negativen, die zusammen eine Gerade bilden, aufgeteilt. Eine 13 Segmentkennlinie besteht somit aus 2x7=14 Kennlinienabschnitten. Der Ort, an dem sich jeweils zwei Kennlinienabschnitte berühren, wird als Kennlinienabschnittgrenze, und ein dieser entsprechender Amplitudenwert als Kennlinienabschnitt Grenzwert bezeichnet. Ferner wird darauf hingewiesen, dass in der PCM-Übertragungstechnik Analog/Digital-Wandler bzw. Digital/Analog-Wandler oft auch als Coder bzw. Decoder bezeichnet werden.
In Fig. 2 ist der nahezu ideale Verlauf zwischen den Quantisierungsstufen des A/D-Wandlers und den korrespondierenden Amplitudenstufen des D/A-Wandlers ersichtlich, wobei auf der X-Achse die Stufen des D/A-Wandlers und auf der Y-Achse die Stufen des A/D-Wandlers dargestellt sind. Die kleinsten Abweichungen treten offenbar dann auf, wenn die Mittelwerte aller Quantisierungsstufen auf der durch den Nullpunkt des Koordinatensystems verlaufenden Sollgeraden anliegen. Aus dieser Darstellung ist aber auch ersichtlich, dass entweder im A/D-Wandler oder im D/A-Wandler der Betrag der vom Nullpunkt aus ersten positiven und ersten negativen Amplitudenstufe dem halben Betrag einer nachfolgenden Amplitudenstufe des gleichen Kennlinienabschnittes entsprechen muss.
Wie Fig. 2 ferner zeigt, sind weitere Korrekturen gleicher Art an jedem Ubergang von einem Kennlinienabschnitt zu einem anderen Kennlinienabschnitt notwendig. Ohne diese Korrekturen entstehen systematische Fehler, die darauf zurückzuführen sind, dass wie Fig. 3 zeigt, die Mittelwerte der einzelnen Amplitudenstufen in Abhängigkeit der Polarität des Analogsignalmomentanwertes sowie des jeweiligen Kennlinienabschnittes verschieden stark in positiver oder in negativer Richtung von der Sollgeraden a abweichen. Diese systematischen Fehler verursachen ein zusätzliches Quantisierungsgeräusch.
Für eine Verbesserung dieser Methode und damit für eine Verringerung des Quantisierungsgeräusches in Pulscodemodulationsanlagen sind bisher lediglich Vorschläge für eine Korrektur im empfangsseitigen D/A-Wandler bekannt geworden, indem dort innerhalb jedes Kennlinienabschnittes eine Korrektur um jeweils eine halbe Quantisierungsstufe vorgenommen wird. Eine Korrektur lässt sich im D/A-Wandler verhältnismässig einfach durchführen. Dies ist darauf zurückzuführen, dass die in Pulscodemodulationsanlagen verwendeten A/D-Wandler üblicherweise für jeden zugeführten Analogsignalmomentanwert stets einen dem betragsmässig nächstkleineren, durch eine ganzzahlige Anzahl Quantisierungsstufen darstellbaren Amplitudenwert entsprechenden Digitalwert an den D/A-Wandler abgeben.
Es sind nun aber PCM-Systeme denkbar, in denen ein einzelner Sender eine Vielzahl von Empfängern zu versorgen hat, beispielsweise in Rundfunknetzen usw. In solchen Fällen steht ein einzelner sendeseitiger A/D-Wandler einer Vielzahl von empfangsseitigen D/A-Wandlern gegenüber. Ferner ist die Anwendung von Codierverfahren denkbar, in denen vom sendeseitigen A/D-Wandler für jeden zugeführten Analogsignalmomentanwert ein dem betragsmässig nächsthöheren, durch eine ganzzahlige Anzahl Quantisierungsstufen darstellbaren Amplitudenwert entsprechender Digitalwert an D/A-Wandler abgegeben wird. In solchen Fällen wird eine Korrektur zur Verminderung des Quantisierungsgeräusches vorteilhaft lediglich im sendeseitigen A/D-Wandler vorgenommen.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht nun darin, eine Schaltungsanordnung für Analog/Digital Wandler anzugeben, mit der ohne grossen Aufwand eine Verminderung des Quantisierungsgeräusches in PCM-Anlagen, bei denen Codierung bzw. Decodierung mit Pressung bzw.
Dehnung mit abschnittsweise linearer Charakteristik verbunden ist, erzielt werden kann.
Bei einer solchen segmentweise linearen Quantisierung wird davon ausgegangen, dass zur Analog/Digital-Wandlung eines Analogsignalmomentanwertes vorerst dessen Zugehörigkeit zu einem Kennlinienabschnitt der Pressungs-Charakte ristik durch Vergleiche mit den Kennlinienabschnitt-Grenzwerten entsprechenden Referenzwerten erster Art festgestellt wird und die darauffolgende Ermittlung der innerhalb des jeweiligen Kennlinienabschnittes dem genannten Analogsignalmomentanwert entsprechende Anzahl Quantisierungsstufen durch a Vergleiche mit für jeden Kennlinienabschnitt individuellen Referenzwerten zweiter Art erfolgt, von denen jeder aus einem für den betreffenden Kennlinienabschnitt charakteristischen Basiswert und einem für jede Quantisierungsstufenzahl innerhalb eines Kennlinienabschnittes individuellen Stufenwert zusammengesetzt ist.
Selbstverständlich muss im Falle von Analogsignalen, bei denen beide Polarität ten vorkommen, von jedem Analogsignalmomentanwert dessen Polarität bestimmt werden, wobei das Resultat beispielsweise in Form eines sogenannten Polaritätsbit dem Codewort, das dem Absolutwert des jeweiligen Analogsignalmomentanwertes entspricht, beigefügt wird.
Hierzu wird in einem Analog/Digital-Wandler der jeweilige Analogsignalmomentanwert in einem Kondensator gespeichert und die La dung des Kondensators in einer ausgangsseitig mit einer
Steuerlogik verbundenen Vergleicheranordnung mit den Werten von durch die Steuerlogik individuell ein- und ausschaltbaren Quellen verglichen (Wägemethode) und/oder eine zumindest angenähert lineare Entladung des Kondensators mit durch die Steuerlogik individuell ein- und ausschaltbaren
Stromquellen durchgeführt und die Dauer dieser Entladung in für jede Stromquelle vorgegebenen Elementarzeitschritten durch Zählung bestimmt (Zählmethode).
Die Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass bei Gleichsetzung der kleinsten Quantisierungsstufe mit einer Amplitudendifferenz AA je eine Quelle positiver und negativer Polaritä mit dem Wert dA/2 und/oder eine Einrichtung zur Verkürzung des jeweiligen ersten Elementarzeitschrittes vorhanden ist.
Die nachfolgend für den Analog/Digital-Wandler mit theo retischen Kennlinienabschnitt-Grenzwerten USG bezeichneten Werte stimmen mit den tatsächlichen Kennlinienab schnitt-Grenzwerten des empfangsseitigen Digital/Analog Wandlers überein, und die tatsächlichen Kennlinienabschnitt Grenzwerte des Analog/Digital-Wandlers stimmen mit den
Referenzwerten erster Art URS überein. Die Bestimmung der einem Analogsignalmomentanwert entsprechenden An zahl Quantisierungsstufen innerhalb eines vorgängig ermittel ten Kennlinienabschnittes wird auch mit Feincodierung bezeichnet.
Anhand der Zeichnungen wird nachfolgend die erfin dungsgemässe Schaltungsanordnung beispielsweise näher erläutert. Dabei zeigen Fig. 1 den positiven Bereich der sogenannten A-Kennlinie, Fig. 2 den idealen Verlauf einer Quantisierungskennlinie mit abschnittsweise unterschiedlichen Quantisierungsstufenhöhen, Fig. 3 die beiden möglichen, in A/D-Wandlern üblicherweise angewendeten unkorrigierten Quantisierungskennlinien, Fig. 4 ein Beispiel einer gemäss der Erfindung korrigierten Quantisierungskennlinie mit 14 Kennlinienabschnitten und binärer Abstufung, Fig. 5 eine Schaltungsanordnung mit Anwendung der Iterationsmethode für Kennlinienabschnittbestimmung und Feincodierung, Fig. 6 und Fig. 7 je eine Variante einer Weiterausgestaltung dieser Schaltungsanordnung und Fig.
8 eine Schaltungsanordnung mit Anwendung der Iterationsmethode für die Kennlinienabschnittbestimmung und der Zählmethode für die Feincodierung.
Die Fig. 1, 2 und 3 wurden bereits eingangs erläutert. In Fig. 4 sind, der besseren Übersichtlichkeit wegen, lediglich die drei Kennlinienabschnitte S1, S2 und S3 des positiven, im ersten Quadranten liegenden Kennlinienbereiches sowie ein Teil des negativen, im dritten Quadranten liegenden Kennlinienbereiches einer Quantisierungskennlinie beispielsweise dargestellt. Auf der Y-Achse sind die den Quantisierungsstufen des A/D-Wandlers entsprechenden Amplitudenstufen und auf der X-Achse sind die den decodierten digitalen Werten des D/A-Wandlers entsprechenden Amplitudenstufen aufgeführt. Die gestrichelte Linie repräsentiert eine unkorrigierte Quantisierungskennlinie und die ausgezogene Linie eine entsprechend der Erfindung korrigierte Quantisierungskennlinie des sendeseitigen A/D-Wandlers.
Die einzelnen Quantisierungsstufen Q seien, mit Ausnahme der beiden an den Nullpunkt der Quantisierungskennlinie grenzenden Kennlinienabschnitte S1 und -S1, jeweils doppelt so gross, wie die Quantisierungsstufen Q des in Richtung entgegengesetzter Polarität benachbarten Kennlinienabschnittes. Eine Quantisierungskennlinie mit von Kennlinienabschnitt zu Kennlinienabschnitt sich um den Faktor 2n unterscheidenden Quantisierungsstufen, wobei n eine positive ganze Zahl ist, wird als binär abgestufte Quantisierungskennlinie bezeichnet. Selbstverständlich lässt sich aber die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung ebensogut auf nicht binär abgestufte Quantisierungskennlinien anwenden.
Die Aussage der beiden in Fig. 4 dargestellten Kennlinien sei anhand eines Zahlenbeispiels verdeutlicht. Auf der X-Achse sind die Amplitudenstufen des D/A-Wandlers und auf der Y-Achse die Amplitudenstufen des A/D-Wandlers dargestellt. Damit der empfangsseitige D/A-Wandler den in Amplitudenelementarstufen ausgedrückten Amplitudenwert 12 abgibt, muss dem sendeseitigen A/D-Wandler im Falle dieser unkorrigierten Quantisierungskennlinie ein Amplitudenwert zugeführt werden, der gleich oder grösser ist als der Wert von zwölf Amplitudenelementarstufen und kleiner ist als der Wert von vierzehn Amplitudenelementarstufen, wobei eine Amplitudenelementarstufe dem Betrage der kleinsten in der gesamten Kennlinie vorkommenden Quantisierungsstufe Q entspricht.
Im Falle einer durch die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung korrigierten Quantisierungskennlinie muss hingegen dem sendeseitigen A/D-Wandler ein Amplitudenwert zugeführt werden, der gleich oder grösser ist als der Wert von elf Amplitudenelementarstufen und kleiner ist als der Wert von dreizehn Amplitudenelementarstufen.
Nachfolgend werden nun die zu treffenden Massnahmen beschrieben, die zur Verwirklichung einer idealeren Quantisierungskennlinie im sendeseitigen Analog/Digital-Wandler erforderlich sind.
Fig. 5 zeigt das Prinzip einer Schaltungsanordnung mit Anwendung der Iterationsmethode (Wägemethode) für Kennlinienabschnittbestimmung und Feincodierung. Der jeweilige PAM-Analogsignalmomentanwert wird unabhängig von seiner Polarität dem einen Eingang eines ausgangsseitig mit einer Steuerlogik SL verbundenen Vergleichers V zugeführt.
Der andere Eingang des Vergleichers V ist mit einer Mehrzahl von durch die Steuerlogik SL individuell ein- und ausschaltbaren Quellen G positiver und negativer Polarität verbunden. Die Anzahl dieser Quellen G sowie deren Grössen und Polaritäten richten sich nach der Anzahl der in einer für einen bestimmten Dynamikbereich verwendeten Quantisierungskennlinie enthaltenen Kennlinienabschnitte S und deren Grenzwerte sowie der Anzahl und Grösse der in den Kennlinienabschnitten S vorhandenen Quantisierungsstufen Q.
So sind entweder a) für jeden der nicht an den Nullpunkt der Quantisierungskennlinie grenzenden Kennlinienabschnitte -Sn...-S2, +S2...+Sn eine Quelle G mit einer den betreffenden theoretischen Kennlinienabschnitt-Grenzwert USG darstellenden Grösse und für alle Kennlinienabschnitte je eine Quelle G mit einer die Hälfte des Wertes einer Quantisierungsstufe Q des betreffenden Kennlinienabschnittes S darstellenden Grösse erforderlich.
Oder es sind b) je eine Quelle G positiver und negativer Polarität mit einem mit der Hälfte des Wertes der kleinsten in der Quanti sierungskennlinie vorkommenden Quantisierungsstufe Q übereinstimmenden Grösse und für jeden der nicht an den Nullpunkt der Quantisierungskennlinie grenzenden Kennlinienabschnitte -Sn..-S2, +S2..+Sn eine Quelle G mit einer den betreffenden Referenzwert erster Art URS darstellenden Grösse und eine Quelle G mit einer die Differenz zwischen dem betreffenden Referenzviert erster Art URS und dem betreffenden Basiswert URB darstellenden Grösse erforderlich.
Oder es sind c) je eine Quelle G positiver und negativer Polarität mit einem mit der Hälfte des wertes der kleinsten in der Quantisierungskennlinie vorkommenden Quantisierungsstufe Q übereinstimmenden Grösse und für jeden der nicht an den Nullpunkt der Quantisierungskennlinie grenzenden Kennlinienab- schnitte -Sn..-S2, fS2..+Sn eine Quelle G mit einer den betreffenden Referenzwert erster Art UflS darstellenden Grösse und eine Quelle G mit einer den betreffenden Basiswert URB darstellenden Grösse erforderlich.
Zusätzlich zu den unter al bis c) genannten Quellen G sind noch Quellen G für die Feincodierung erforderlich, bei der innerhalb des vorgängig für den Analogsignalmomentanwert ermittelten Mennlinienabschnittes S die dem PAM-Analogsignalmomentanwert ea;sprechende Anzahl Quantisierungsstufen bestimmt wird.
So sind beispielsweise für eine gemäss Fig. 4 binär abgestufte Quantisierungskennlinie mit sieben Kennlinienabschnit- ten +SI...+S7 für den positiven und sieben Kennlinienabschnitten -S7...-S1 für den negativen Amplitudenbereich insgesamt folgende Quellen G erforderlich:
Elf Quellen G für den positiven Amplitudenbereich mit den Werten -0,5+2/2+7/+14/+28/156/+112/+224/+446 und elf Quellen G für den negativen Amplitudenbereich mit den Werten +0,5/-/-21-;.-Z-71-la;/-20/-56/-1121-22a;1-a48.
Mit Ausnahme der für den positiven Kennlinienbereich notwendigen Quelle G mit der Grösse -0,5 lassen sich sämtli- che positiven Referenzvjerte lediglich mit Quellen G positiver Polarität erzeugen. Ebenso lassen sich mit Ausnahme der für den negativen Kennlinienbereich notwendigen Quelle G mit der Grösse +0,5 sämtliche negativen Referenzwerte lediglich mit Quellen G negativer Polarität erzeugen.
Die Referenzwerte erster Art URsS lassen sich wie folgt durch diese Grössen darstellen. Für den positiven Kennlinien- bereich: URSI = 0; URS2 = 7r1-0,5 = +7,5: URS3 = +la;+l +15; URS4 = +2Qt2 = 30:-30: URS5 = -56,4 = +60; usw.
Für den negativen Kennlinienbereich: UPS1 = 0; URS2 = -7-1+0,5 = -7,5; URS3 = -14-1 = -15; usw.
Selbstverständlich handelt es sich bei sämtlichen hier für Quellen G, Referenzwerte erster Art URS und Basiswert URB genannten Grössen lediglich um beispielhafte Angaben. Diese zeigen jedoch, dass sich durch entsprechende Wahl und Kombination der einzelnen Grössen die Anzahl der benötigten Quellen G minimalisieren lässt. Es muss lediglich darauf geachtet werden, dass die zur Erzeugung eines ì3a- siswertes URB erforderlichen Quellen für die Feincodierung innerhalb des diesem Easiswlert zugeordneten Kennlinienabschnittes nicht mehr verfüabflr sind.
Die Basiswerte UPB lassen sich bei Anwendung der Itera- tionsmethode für die Feincodierung wie folgt durch die im vorgenannten Beispiel angegebenen Grössen darstellen. Für den positiven Kennlinienbereich: URB1 = -0,5; UPB21 = +7; URB31 = +14; URB41 +20; USVI.
Für den negativen Kennlinienbereich: URBI = +0,5; URB21 = -7; URB31 = -14; URB41 -20; usw.
Die für die Feincodierung nach der Iterationsmethode erforderlichen Referenzwerte zweiter Art lassen sich für den positiven Kennlinienbereich wie folgt durch die im genannten Beispiel angegebenen Grössen darstellen: - Kennlinienabschuitt S1: der Basiswert URBI von -0,5 sowie Kombinationen der Grössen +llt21+4 ergeben als Referenzwerte zweiter Art: +0,5/+ 1 ,5/+2,5/+3,5/+4,5/+5,5/+6,5 - Ksennlinienabschnitt S2:
der Basiswert URB21 von +7 sowie Kombinationen der Grössen +2/+4 ergeben als Refe grenzwerte zweiter Art: +9/+1 l/+13 - Kennlinienabsehnitt S3: der Basiswert URB31 von +14 sowie Kombinationen der Grössen +1/+4/+7 ergeben als Referenzwerte zweiter Art: + 1 8/+22/+26 usw.
Wird für die Feincodierung anstelle der Iterationsmethode (Wägemethode) die Zählmethode verwendet, so müssen die Grössen der Basiswerte URB entsprechend der Durchführung des jeweils ersten Zählschrittes festgelegt werden. Wird der jeweils erste Zählschritt nicht mitgezählt und dementsprechend der Beginn der Auswertung der Entladung des Kondensators C verschoben, so sind dieselben Basiswerte URB1, URB21, URB31, URB41... usw. wie bei der Iterationsmethode erforderlich. Wird hingegen der jeweils erste Zählschritt mitgezählt, so sind bezüglich der korrespondierenden theoretischen Kennlinienabschnitt-Grenzwerte USG betragsmässig grössere Basiswerte URB22, URB32, URB42... usw. erforderlich.
Wenn die Dauer des jeweils ersten Zählschrittes um die Hälfte verkürzt wird, so sind zu den korrespondierenden Kennlinienabschnitt-Grenzwerten USG identische Basiswerte URB erforderlich. Für den Fall.
dass der jeweils erste Zählschritt mitgezählt wird, ergeben sich beispielsweise für die Quantisierungskennlinie gemäss Fig. 4 folgende Basiswerte für den positiven Kennlinienbe- reich: URBI = +0,5; URB22 = +9; URB32 = +18; URB42 = +36; usw. und für den negativen Kennlinienbereich: URBI = -0,5; UnB22 = -9; URB32 = -18; URB42 -36; usw.
Fig. 6 zeigt eine erste Weiterausgestaltung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung mit Anwendung der Iterationsmethode für Kennlinienabschnittbestimmung und Feinco dierung. Der jeweilige PAM-Analogsignalmomentanwert wird auch hier unabhängig von seiner Polarität einem ersten Eingang eines ausgangsseitig mit einer Steuerlogik SL verbundenen Vergleichers V zugeführt.
Eine Mehrzahl von durch die Steuerlogik SL individuell ein- und ausschaltbaren Quellen G positiver und negativer Polarität ist mit dem einen Eingang eines für alle Quellen G gemeinsamen Sum mierverstärkers 5V sowie über einen Widerstand RZ mit dem Ausgang des Summierverstärkers 5V und mit dem zweiten Eingang des Vergleichers V verbuhden. Jede Quelle G enthält einen deren Wert bestimmenden ohmschen Widerstand R und einen zu diesem in Reihe geschalteten Schalter K.
Jeder dieser durch die Steuerlogik SL individuell ein- und ausschaltbaren Schalter K verbindet den genannten einen Eingang des Summierverstärkers SV im Falle einer Quelle G positiver Polarität über deren Widerstand R mit dem positiven Pol einer allen Quellen G positiver Polarität gemeinsamen ersten Spannungsquelle UA und im Falle einer Quelle G negativer Polarität über deren Widerstand R mit dem negativen Pol einer allen Quellen G negativer Polarität gemeinsamen zweiten Spannungsquelle UB.
Der negative Pol der ersten Spannungsquelle UA und der positive Pol der zweiten Spannungsquelle UB sind mit dem anderen Eingang des Sum mierverstärkers SV und einem mit dem Bezugspotential des Analogsignalmomentanwertes PAM identischen gemeinsa men Potential fest verbunden.
Fig. 7 zeigt eine zweite Weiterausgestaltung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung mit Anwendung der Iterationsmethode für Kennlinienabschnittbestimmung und Feincodierung. Auch hier wird der jeweilige PAM-Analogsignalmomentanwert unabhängig von seiner Polarität einem ersten Eingang eines ausgangsseitig mit einer Steuerlogik SL verbundenen Vergleichers V zugeführt und eine Mehrzahl von durch die Steuerlogik SL individuell ein- und ausschaltbaren Quellen G positiver und negativer Polarität ist mit dem zweiten Eingang des Vergleichers V verbunden. Jede Quelle G weist einen deren Wert bestimmenden ohmschen Widerstand R auf, der einerseits mit dem Emitter eines je Quelle
G vorhandenen Transistors Ta bzw. Tb sowie über eine je Quelle G vorhandene Verriegelungsdiode D mit der Steuerlogik SL verbunden ist.
Die Kollektoren der Transistoren Ta, Tb aller Quellen G sind einerseits über einen gemeinsamen
Kollektorwiderstand RK mit dem Bezugspotential des PAM Analogsignalmomentanwertes und andererseits mit dem zwei ten Eingang des Vergleichers V verbunden. Bei den Quellen G negativer Polarität sind deren Widerstände R anderer seits mit dem negativen Pol einer denselben gemeinsamen er sten Spannungsquelle U, und deren positiver Pol mit den
Basen der Transistoren Ta sowie dem negativen Pol einer den Quellen G negativer Polarität gemeinsamen zweiten Spannungsquelle U2 und deren positiver Pol mit dem Bezugs potential des PAM-Analogsignalmomentanwertes fest verbunden.
Bei den Quellen G positiver Polarität sind deren
Widerstände R andererseits mit dem positiven Pol einer den selben gemeinsamen dritten Spannungsquelle U3 und deren negativer Pol mit den Basen der Transistoren Tb sowie dem positiven Pol einer den Quellen G positiver Polarität gemeinsamen vierten Spannungsquelle U4 und deren negativer Pol mit dem Bezugspotential des PAM-Analogsignalmomentanwertes fest verbunden. Es können beispielsweise für die Quellen G positiver Polarität Transistoren Tb vom Typ PNP und für Quellen G negativer Polarität Transistoren Ta vom Typ NPN verwendet werden.
Die Verriegelungsdioden D sind für diesen Fall bezüglich ihrer Durchlassrichtung in der
Weise zwischen Quellen G und Steuerlogik SL eingesetzt, dass Steuerimpulse positiver Polarität von der Steuerlogik SL an die Emitter der PNP-Transistoren Tb und Steuerimpulse negativer Polarität von der Steuerlogik SL an die Emitter der NPN-Transistoren Ta gelangen können. Dieser in Fig. 7 gezeigte Aufbau einer Quelle G wird auch als Konstantstromquelle bezeichnet.
Fig. 8 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung, bei der zur Kennlinienabschnittbestimmung die Iterationsmethode (Wägemethode) und zur Feincodierung die Zählmethode angewendet wird. Der jeweilige PAM-Analogsignalmomentanwert wird unabhängig von seiner Polarität einem ersten Eingang eines ausgangsseitig mit einer Steuerlogik SL verbundenen Vergleichers V zugeführt. Dieser erste Eingang ist mit einer Mehrzahl von durch die Steuerlogik SL individuell einund ausschaltbaren Stromquellen Gi positiver und negativer Polarität sowie mit einem Kondensator C verbunden. Der zweite Eingang des Vergleichers V ist mit einer Mehrzahl von durch die Steuerlogik SL individuell ein- und ausschaltbaren Quellen G positiver und negativer Polarität verbunden.
Mit den Quellen G wird zur Ermittlung des jeweiligen Kennlinienabschnittes S der für jeden Kennlinienabschnitt S individuelle Referenzwert erster Art und zur Feincodierung der für jeden Kennlinienabschnitt S individuelle Basiswert URB erzeugt. Jede Stromquelle Gi weist einen deren Wert bestimmenden ohmschen Widerstand Re auf, der einerseits mit dem Emitter eines je Stromquelle Gi vorhandenen Transistors Ta bzw. Tb sowie über eine je Stromquelle Gi vorhandene Verriegelungsdiode D mit der Steuerlogik SL verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren Ta, Tb aller Stromquellen Gi sind einerseits mit dem ersten Eingang des Vergleichers V und andererseits mit dem Kondensator C verbunden.
Bei den Stromquellen Gi negativer Polarität sind deren Widerstände Re andererseits mit dem negativen Pol einer denselben gemeinsamen ersten Spannungsquelle Ul und deren positiver Pol mit den Basen der Transistoren Ta sowie dem negativen Pol einer den Stromquellen Gi negativer Polarität gemeinsamen zweiten Spannungsquelle U2 und deren positiver Pol mit dem Bezugspotential des PAM-Analogsignalmomentanwertes fest verbunden. Bei den Stromquellen Gi positiver Polarität sind deren Widerstände Re andererseits mit dem positiven Pol einer denselben gemeinsamen dritten Spannungsquelle U3 und deren negativer Pol mit den Basen der Transistoren Tb sowie dem positiven Pol einer den Stromquellen Gi positiver Polarität gemeinsamen vierten Spannungsquelle U4 und deren negativer Pol mit dem Bezugspotential des PAM-Analogsignalmomentanwertes verbun den.
Es können beispielsweise für die Stromquellen Gi positiver Polarität Transistoren Tb vom Typ PNP und für Stromquellen Gi negativer Polarität Transistoren Ta vom Typ NPN verwendet werden. Die Verriegelungsdioden D sind für diesen Fall bezüglich ihrer Durchlassrichtung in der Weise zwischen Stromquellen Gi und Steuerlogik SL eingesetzt, dass Steuerimpulse positiver Polarität von der Steuerlogik SL an die Emitter der PNP-Transistoren Tb und Steuerim pulse negativer Polarität von der Steuerlogik SL an die Emitter der NPN-Transistoren Ta gelangen können. Mit jeder dieser Stromquellen Gi lässt sich eine zeitlich unterschiedliche, wenigstens angenähert lineare Entladung des Kondensators C vornehmen, wobei die jeweils bis zur vollständigen Entladung verflossene Zeitdauer in Elementarzeitschritten gezählt wird.
Jede Quelle G enthält auch hier einen deren Wert bestimmenden ohmschen Widerstand R und einen zu diesem in Reihe geschalteten Schalter K. Jeder dieser durch die Steuerlogik SL individuell ein- und ausschaltbaren Schalter K verbindet den zweiten Eingang des Vergleichers V im Falle einer Quelle G positiver Polarität über deren Widerstand R mit dem positiven Pol einer allen Quellen G positiver Polarität gemeinsamen fünften Spannungsquelle UA und im Falle einer Quelle G negativer Polarität über deren Widerstand R mit dem negativen Pol einer allen Quellen G negativer Polarität gemeinsamen sechsten Spannungsquelle UB. Der negative Pol der fünften Spannungsquelle UA und der positive Pol der sechsten Spannungsquelle UB sind mit dem Bezugs potential des PAM-Analogsignalmomentanwertes fest verbunden.
Ferner sind der zweite Eingang des Vergleichers V über einen ohmschen Widerstand RK und der zweite Anschluss des Kondensators C mit dem Bezugspotential des PAM-Analogsignalmomentanwertes fest verbunden.
Für eine entsprechend Fig. 4 korrigierte Quantisierungskennlinie zur Verminderung des Quantisierungsgeräusches sind in den Schaltungsanordnungen gemäss Fig. 5, 6 und 7, in denen die Feincodierung mittels Iterationsmethode (Wägemethode) durchgeführt wird, nebst den ohnehin für die Analog/Digital-Wandlung erforderlichen Quellen für beide Polaritäten lediglich für je eine zusätzliche Quelle mit einer mit der Hälfte des Betrages der kleinsten in der Quantisierungskennlinie enthaltenen Quantisierungsstufe übereinstimmenden Grösse erforderlich.
In der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 8, in der die Feincodierung mittels Zählmethode durchgeführt wird, sind nebst den ohnehin für die Analog/Digital-Wandlung erforderlichen Quellen für beide Polaritäten je eine zusätzliche Quelle mit einer mit der Hälfte des Betrages der kleinsten in der Quantisierungskennlinie enthaltenen Quantisierungsstufe übereinstimmenden Grösse und/oder eine Einrichtung zur Verkürzung des jeweils ersten Elemen tarzeitschrittes erforderlich. Eine Verkürzung des jeweils er sten Zählschrittes kann z. B. dadurch erfolgen, indem vom re gelmässigen Taktsignal des Elementarzeitschrittgebers das Taktsignal für den jeweils ersten Zählschritt erst nach einer Verzögerungszeit übernommen und erst dann mit dem Vergleich der Spannung des sich bereits entladenden Kondensa- tors mit den Referenzwerten begonnen wird.
The present invention relates to a circuit arrangement in an analog / digital converter for reducing the quantization noise in Pulscodemodulationsanla conditions in which coding or decoding is associated with compression or expansion with linear characteristics in sections.
When converting continuous analog signals into the discontinuous digital form, it is known that a quantization noise arises which can be attributed to the fact that a practically infinite number of possible analog signal amplitude values by means of a finite number of
Quantization levels must be recorded. A reduction in the quantization noise can only be achieved with an increase in the number of quantization levels. On the other hand, since each result of a quantization should be writable by an individual code word, the number of bits required per code word depends directly on the number of quantization levels, i.e. H. the greater the number of quantization levels, the greater the number of bits required per code word.
The requirement with regard to low background noise in unspoken channels (pauses in conversation) and good intelligibility even at low conversation levels require a sufficiently large number of quantization levels, especially in the range of low amplitude values. In order to be able to achieve this with the smallest possible number of bits per code word, various quantization principles with non-linear quantization characteristics have already been proposed, in which larger quantization steps are used for increasing analog signal amplitude values. For this purpose, reference is made to the article AD and DA converter, method and their application in the journal Neue Technik No. 3/1972, pages 80-84, and No. 4/1972, pages 103-111.
A non-linear quantization can be implemented particularly easily in the form of a segment-wise linear quantization characteristic. As an example of a non-linear quantization characteristic, the so-called A characteristic (CCITT recommendation G711) should be mentioned, in which the ratio of the analog signal amplitude to the quantization noise remains approximately constant over a large part of the dynamic range. Such a quantization characteristic can consist, for example, of 13 segments, with a linear quantization that can thus be carried out in a simple manner being possible within each segment. 1 shows such a quantization characteristic curve, the analog signal instantaneous values being shown on the X axis and the characteristic curve sections being shown on the Y axis.
The analog / digital conversion by means of non-linear quantization is equivalent to an instantaneous value compression of the respective analog signal instantaneous value and the resulting digital signals have to be expanded according to the instantaneous value compression when converting back into analog signals. It is obvious that additional signal distortions can only be avoided if the quantization characteristic of the analog / digital converter, hereinafter also abbreviated to A / D converter, and the reconversion characteristic of the digital / analog converter, hereinafter also referred to as D / A Abbreviated converter, mirror image.
In the following text, the term characteristic curve section is used instead of the term segment. The central segment protruding partly into the positive and partly into the negative characteristic area of a characteristic curve consisting, for example, of 13 segments, is divided into two characteristic curve sections, a positive and a negative, which together form a straight line. A 13 segment characteristic therefore consists of 2x7 = 14 characteristic curve sections. The location at which two characteristic curve sections touch each other is referred to as the characteristic curve section limit and an amplitude value corresponding to this is referred to as the characteristic curve section limit value. It is also pointed out that in PCM transmission technology, analog / digital converters or digital / analog converters are often also referred to as coders or decoders.
2 shows the almost ideal course between the quantization stages of the A / D converter and the corresponding amplitude stages of the D / A converter, the stages of the D / A converter on the X axis and the Y axis the stages of the A / D converter are shown. The smallest deviations apparently occur when the mean values of all quantization levels are present on the nominal straight line running through the zero point of the coordinate system. From this illustration, however, it can also be seen that either in the A / D converter or in the D / A converter, the amount of the first positive and first negative amplitude step from the zero point must correspond to half the amount of a subsequent amplitude step of the same characteristic section.
As FIG. 2 also shows, further corrections of the same type are necessary at each transition from one characteristic curve section to another characteristic curve section. Without these corrections, systematic errors arise which can be traced back to the fact that, as shown in FIG. 3, the mean values of the individual amplitude levels deviate to varying degrees in positive or negative direction from the nominal straight line a depending on the polarity of the instantaneous analog signal value and the respective characteristic curve section. These systematic errors cause additional quantization noise.
To improve this method and thus to reduce the quantization noise in pulse code modulation systems, only suggestions for a correction in the receiving D / A converter have been made known by making a correction by half a quantization level within each characteristic section. A correction can be carried out relatively easily in the D / A converter. This is due to the fact that the A / D converters used in pulse code modulation systems usually always output a digital value to the D / A converter that corresponds to the next smallest amplitude value represented by an integer number of quantization levels for each supplied analog signal instantaneous value.
However, PCM systems are now conceivable in which a single transmitter has to supply a large number of receivers, for example in radio networks, etc. In such cases, a single A / D converter on the transmit side faces a large number of D / A converters on the receive side. Furthermore, the use of coding methods is conceivable in which the A / D converter on the transmit side sends to the D / A converter a digital value corresponding to the next highest amplitude value represented by an integer number of quantization levels for each supplied analog signal instantaneous value. In such cases, a correction to reduce the quantization noise is advantageously carried out only in the A / D converter on the transmission side.
The object on which the invention is based now consists in specifying a circuit arrangement for analog / digital converters with which, without great effort, a reduction in the quantization noise in PCM systems in which coding or decoding is performed with pressing or
Expansion is associated with linear characteristics in sections, can be achieved.
In the case of such segment-wise linear quantization, it is assumed that, for analog / digital conversion of an analog signal instantaneous value, its association with a characteristic section of the compression characteristic is first determined by comparing with the characteristic section limit values of the corresponding reference values of the first type and the subsequent determination of the reference values of the first type within the of the respective characteristic curve section, the number of quantization levels corresponding to the named analog signal instantaneous value by a comparisons with reference values of the second type that are individual for each characteristic curve section, each of which is composed of a base value characteristic of the respective characteristic curve section and an individual step value for each quantization step number within a characteristic curve section.
Of course, in the case of analog signals in which both polarities occur, the polarity of each instantaneous analog signal value must be determined, the result being added to the code word corresponding to the absolute value of the instantaneous analog signal value in the form of a so-called polarity bit.
For this purpose, the respective instantaneous analog signal value is stored in a capacitor in an analog / digital converter and the charge of the capacitor is stored in one on the output side with a
Comparator arrangement connected to the control logic is compared with the values of sources that can be individually switched on and off by the control logic (weighing method) and / or an at least approximately linear discharge of the capacitor with sources that can be individually switched on and off by the control logic
Current sources carried out and the duration of this discharge in predetermined elementary time steps for each current source determined by counting (counting method).
The circuit arrangement according to the invention is characterized in that when equating the smallest quantization level with an amplitude difference AA there is a source of positive and negative polarity with the value dA / 2 and / or a device for shortening the respective first elementary time step.
The values designated below for the analog / digital converter with theoretical characteristic curve segment limit values USG agree with the actual characteristic curve segment limit values of the receiving-side digital / analog converter, and the actual characteristic curve segment limit values of the analog / digital converter agree with the
Reference values of the first type URS match. The determination of the number of quantization levels corresponding to an analog signal instantaneous value within a previously determined characteristic curve section is also referred to as fine coding.
With the aid of the drawings, the circuit arrangement according to the invention is explained in more detail, for example. 1 shows the positive range of the so-called A characteristic curve, FIG. 2 shows the ideal course of a quantization characteristic curve with different quantization step heights in sections, FIG. 3 shows the two possible uncorrected quantization characteristics commonly used in A / D converters, FIG. 4 shows an example a quantization curve corrected according to the invention with 14 characteristic curve sections and binary gradation, FIG. 5 shows a circuit arrangement using the iteration method for characteristic curve segment determination and fine coding, FIGS. 6 and 7 each show a variant of a further development of this circuit arrangement, and FIG.
8 shows a circuit arrangement using the iteration method for determining the characteristic curve segment and the counting method for fine coding.
1, 2 and 3 have already been explained at the beginning. For the sake of clarity, FIG. 4 only shows the three characteristic curve sections S1, S2 and S3 of the positive characteristic curve range in the first quadrant and part of the negative characteristic curve range in the third quadrant of a quantization characteristic curve. The amplitude steps corresponding to the quantization steps of the A / D converter are shown on the Y axis and the amplitude steps corresponding to the decoded digital values of the D / A converter are shown on the X axis. The dashed line represents an uncorrected quantization characteristic curve and the solid line represents a quantization characteristic curve of the A / D converter at the transmission end, corrected according to the invention.
The individual quantization levels Q, with the exception of the two characteristic curve sections S1 and -S1 bordering the zero point of the quantization characteristic, are each twice as large as the quantization stages Q of the characteristic curve section adjacent in the direction of opposite polarity. A quantization curve with quantization steps which differ from characteristic curve section to characteristic curve section by a factor of 2n, where n is a positive integer, is referred to as a binary graded quantization curve. Of course, however, the circuit arrangement according to the invention can just as well be applied to non-binary graded quantization characteristics.
The statement of the two characteristic curves shown in FIG. 4 is illustrated by means of a numerical example. The amplitude steps of the D / A converter are shown on the X axis and the amplitude steps of the A / D converter are shown on the Y axis. In order for the receiving-side D / A converter to output the amplitude value 12 expressed in amplitude elementary levels, the sending-side A / D converter must be supplied with an amplitude value in the case of this uncorrected quantization characteristic that is equal to or greater than the value of twelve amplitude elementary levels and less than the Value of fourteen amplitude elementary levels, with one amplitude elementary level corresponding to the amount of the smallest quantization level Q occurring in the entire characteristic curve.
In the case of a quantization characteristic corrected by the circuit arrangement according to the invention, on the other hand, an amplitude value must be fed to the A / D converter at the transmitter end which is equal to or greater than the value of eleven elementary amplitude levels and smaller than the value of thirteen elementary amplitude levels.
The following describes the measures to be taken that are required to implement a more ideal quantization characteristic in the analog / digital converter at the transmitter end.
5 shows the principle of a circuit arrangement using the iteration method (weighing method) for determining the characteristic curve section and fine coding. The respective PAM analog signal instantaneous value is fed to one input of a comparator V connected on the output side to a control logic SL, regardless of its polarity.
The other input of the comparator V is connected to a plurality of sources G of positive and negative polarity which can be switched on and off individually by the control logic SL. The number of these sources G as well as their sizes and polarities depend on the number of characteristic curve sections S contained in a quantization curve used for a specific dynamic range and their limit values as well as the number and size of the quantization stages Q present in the characteristic curve sections S.
Either a) for each of the characteristic curve sections -Sn ...- S2, + S2 ... + Sn not bordering on the zero point of the quantization curve, there is a source G with a quantity representing the relevant theoretical characteristic curve section limit value USG and for each characteristic curve section a source G with a value representing half the value of a quantization level Q of the characteristic section S concerned is required.
Or there are b) one source each G of positive and negative polarity with a size that corresponds to half the value of the smallest quantization level Q occurring in the quantization characteristic and for each of the characteristic sections -Sn ..- S2, which do not border the zero point of the quantization characteristic. + S2 .. + Sn a source G with a quantity representing the relevant reference value of the first type URS and a source G with a quantity representing the difference between the relevant reference value of the first type URS and the relevant base value URB.
Or there are c) one source G each of positive and negative polarity with a size corresponding to half of the value of the smallest quantization level Q occurring in the quantization characteristic and for each of the characteristic sections -Sn ..- S2 that do not border the zero point of the quantization characteristic , fS2 .. + Sn a source G with a quantity representing the relevant reference value of the first type UflS and a source G having a quantity representing the relevant base value URB are required.
In addition to the sources G mentioned under al to c), sources G are also required for the fine coding, in which the number of quantization levels corresponding to the PAM analog signal instantaneous value ea; is determined within the characteristic curve section S previously determined for the analog signal instantaneous value.
For example, for a quantization characteristic with a binary gradation according to FIG. 4 with seven characteristic curve sections + SI ... + S7 for the positive and seven characteristic curve sections -S7 ...- S1 for the negative amplitude range, the following sources G are required:
Eleven sources G for the positive amplitude range with the values -0.5 + 2/2 + 7 / + 14 / + 28/156 / + 112 / + 224 / + 446 and eleven sources G for the negative amplitude range with the values +0 , 5 / - / - 21 -; .- Z-71-la; / - 20 / -56 / -1121-22a; 1-a48.
With the exception of the source G with the size -0.5, which is necessary for the positive characteristic range, all positive reference values can only be generated with sources G of positive polarity. With the exception of the source G with the magnitude +0.5, which is necessary for the negative characteristic curve range, all negative reference values can only be generated with sources G of negative polarity.
The reference values of the first type URsS can be represented by these quantities as follows. For the positive characteristic range: URSI = 0; URS2 = 7r1-0.5 = +7.5: URS3 = + la; + l +15; URS4 = + 2Qt2 = 30: -30: URS5 = -56.4 = +60; etc.
For the negative characteristic range: UPS1 = 0; URS2 = -7-1 + 0.5 = -7.5; URS3 = -14-1 = -15; etc.
It goes without saying that all of the values mentioned here for sources G, reference values of the first type URS and base value URB are merely exemplary information. However, these show that the number of sources G required can be minimized by appropriate selection and combination of the individual variables. It only has to be ensured that the sources required for generating a 3 base value URB for the fine coding within the characteristic curve section assigned to this basic value are no longer available.
When the iteration method is used for fine coding, the basic values UPB can be represented as follows by the values given in the above example. For the positive characteristic range: URB1 = -0.5; UPB21 = +7; URB31 = +14; URB41 +20; USVI.
For the negative characteristic range: URBI = +0.5; URB21 = -7; URB31 = -14; URB41 -20; etc.
The reference values of the second type required for fine coding according to the iteration method can be represented for the positive characteristic range as follows using the values specified in the example: - Characteristic section S1: the base value URBI of -0.5 and combinations of the variables + llt21 + 4 result as Reference values of the second kind: + 0.5 / + 1, 5 / + 2.5 / + 3.5 / + 4.5 / + 5.5 / + 6.5 - K characteristic section S2:
The base value URB21 of +7 and combinations of the sizes + 2 / + 4 result in the reference limit values of the second type: + 9 / + 1 l / + 13 - Characteristic curve section S3: the base value URB31 of +14 and combinations of the sizes + 1 / + 4 As reference values of the second kind, / + 7 result in: + 1 8 / + 22 / + 26 etc.
If the counting method is used for fine coding instead of the iteration method (weighing method), the sizes of the base values URB must be determined according to the execution of the first counting step. If the first counting step is not counted and the start of the evaluation of the discharge of the capacitor C is shifted accordingly, the same base values URB1, URB21, URB31, URB41 ... etc. as for the iteration method are required. If, on the other hand, the first counting step is also counted, then with regard to the corresponding theoretical characteristic curve section limit values USG, larger base values URB22, URB32, URB42 ... etc. are required.
If the duration of the first counting step in each case is shortened by half, base values URB identical to the corresponding characteristic curve segment limit values USG are required. In the case.
that the first counting step is also counted, the following base values for the positive characteristic range result, for example, for the quantization characteristic according to FIG. 4: URBI = +0.5; URB22 = +9; URB32 = +18; URB42 = +36; etc. and for the negative characteristic range: URBI = -0.5; UnB22 = -9; URB32 = -18; URB42 -36; etc.
FIG. 6 shows a first further development of the circuit arrangement according to the invention with application of the iteration method for determination of characteristic curve segments and fine coding. The respective PAM analog signal instantaneous value is also fed to a first input of a comparator V connected on the output side to a control logic SL, regardless of its polarity.
A plurality of sources G of positive and negative polarity, which can be individually switched on and off by the control logic SL, is connected to one input of a sum metering amplifier 5V common to all sources G and via a resistor RZ to the output of the summing amplifier 5V and to the second input of the comparator V verbuhden. Each source G contains an ohmic resistor R, which determines its value, and a switch K connected in series with it.
Each of these switches K, which can be individually switched on and off by the control logic SL, connects the aforementioned one input of the summing amplifier SV in the case of a source G of positive polarity via its resistor R to the positive pole of a first voltage source UA common to all sources G of positive polarity and in the case of a Source G of negative polarity via its resistance R to the negative pole of a second voltage source UB common to all sources G of negative polarity.
The negative pole of the first voltage source UA and the positive pole of the second voltage source UB are permanently connected to the other input of the summing amplifier SV and a common potential identical to the reference potential of the analog signal instantaneous value PAM.
FIG. 7 shows a second further development of the circuit arrangement according to the invention with application of the iteration method for determining characteristic curve segments and fine coding. Here, too, the respective PAM analog signal instantaneous value is fed to a first input of a comparator V connected on the output side to a control logic SL, regardless of its polarity, and a plurality of sources G of positive and negative polarity that can be individually switched on and off by the control logic SL is connected to the second input of the Comparator V connected. Each source G has an ohmic resistance R which determines its value and which on the one hand connects to the emitter of one per source
G existing transistor Ta or Tb and a locking diode D provided for each source G is connected to the control logic SL.
The collectors of the transistors Ta, Tb of all sources G are on the one hand via a common
Collector resistance RK connected to the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value and on the other hand to the second input of the comparator V. In the case of the sources G of negative polarity, their resistances R are on the other hand with the negative pole of the same common voltage source U, and the positive pole with the
Bases of the transistors Ta and the negative pole of a second voltage source U2 common to the sources G of negative polarity and the positive pole thereof with the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value are permanently connected.
The sources G of positive polarity are theirs
Resistors R on the other hand with the positive pole of the same third voltage source U3 and its negative pole with the bases of the transistors Tb and the positive pole of a fourth voltage source U4 common to the sources G of positive polarity and its negative pole with the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value connected. For example, transistors Tb of the PNP type can be used for the sources G of positive polarity and transistors Ta of the NPN type for sources G of negative polarity.
The locking diodes D are in this case with respect to their forward direction
Way used between sources G and control logic SL that control pulses of positive polarity from the control logic SL to the emitters of the PNP transistors Tb and control pulses of negative polarity from the control logic SL can reach the emitters of the NPN transistors Ta. This structure of a source G shown in FIG. 7 is also referred to as a constant current source.
8 shows a further circuit arrangement in which the iteration method (weighing method) is used to determine the characteristic curve segment and the counting method is used for fine coding. The respective PAM analog signal instantaneous value is fed to a first input of a comparator V connected on the output side to a control logic SL, regardless of its polarity. This first input is connected to a plurality of current sources Gi of positive and negative polarity, which can be switched on and off individually by the control logic SL, and to a capacitor C. The second input of the comparator V is connected to a plurality of sources G of positive and negative polarity which can be switched on and off individually by the control logic SL.
The sources G are used to generate the individual reference value of the first type for each characteristic curve segment S and the individual base value URB for each characteristic curve segment S for fine coding. Each current source Gi has an ohmic resistance Re which determines its value and which is connected on the one hand to the emitter of a transistor Ta or Tb present for each current source Gi and via a locking diode D present for each current source Gi to the control logic SL. The collectors of the transistors Ta, Tb of all current sources Gi are connected on the one hand to the first input of the comparator V and on the other hand to the capacitor C.
In the case of the current sources Gi of negative polarity, their resistors Re are on the other hand with the negative pole of a common first voltage source Ul and their positive pole with the bases of the transistors Ta and the negative pole of a second voltage source U2 common to the current sources Gi of negative polarity and their positive pole with permanently connected to the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value. In the case of the current sources Gi of positive polarity, their resistors Re are on the other hand with the positive pole of a third voltage source U3 common to the same and their negative pole with the bases of the transistors Tb and the positive pole of a fourth voltage source U4 common to the current sources Gi of positive polarity and their negative pole with verbun the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value.
For example, transistors Tb of the PNP type can be used for the current sources Gi of positive polarity and transistors Ta of the NPN type for current sources Gi of negative polarity. The locking diodes D are used for this case with respect to their forward direction in such a way between current sources Gi and control logic SL that control pulses of positive polarity from the control logic SL to the emitters of the PNP transistors Tb and control pulses of negative polarity from the control logic SL to the emitter of the NPN transistors Ta can get. With each of these current sources Gi, a time-different, at least approximately linear, discharge of the capacitor C can be carried out, the time elapsed in each case up to the complete discharge being counted in elementary time steps.
Each source G also contains an ohmic resistance R, which determines its value, and a switch K connected in series with it. Each of these switches K, which can be individually switched on and off by the control logic SL, connects the second input of the comparator V in the case of a source G of positive polarity via its resistance R to the positive pole of a fifth voltage source UA common to all sources G of positive polarity and in the case of a source G of negative polarity via its resistance R to the negative pole of a sixth voltage source UB common to all sources G of negative polarity. The negative pole of the fifth voltage source UA and the positive pole of the sixth voltage source UB are permanently connected to the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value.
Furthermore, the second input of the comparator V via an ohmic resistor RK and the second connection of the capacitor C are permanently connected to the reference potential of the PAM analog signal instantaneous value.
For a quantization curve corrected according to FIG. 4 to reduce the quantization noise, in the circuit arrangements according to FIGS. 5, 6 and 7, in which the fine coding is carried out by means of the iteration method (weighing method), in addition to the sources for the analog / digital conversion which are required anyway both polarities are only required for one additional source each with a size that corresponds to half the amount of the smallest quantization level contained in the quantization characteristic.
In the circuit arrangement according to FIG. 8, in which the fine coding is carried out by means of the counting method, in addition to the sources for both polarities, which are already required for the analog / digital conversion, an additional source is included in the quantization curve with half the amount of the smallest Quantization level of the same size and / or a device for shortening the respective first elementary time step required. A shortening of each first counting step can, for. B. be done in that the regular clock signal of the elementary timer takes over the clock signal for the first counting step only after a delay time and only then begins to compare the voltage of the already discharging capacitor with the reference values.