Die vorliegende Erfindung betrifft eine Drehzahlre- geleinrichtung für eine Kraftanlage, die eine mit verän derlicher Drehzahl arbeitende Antriebsmaschine enthält.
welche eine Ausgangswelle antreibt, deren Drehzahl durch eine von einem elektrischen Steuersignal gesteuerte Drehzahlstellvorrichtung regelbar ist u. die mit einem elektrischen Generator gekuppelt ist, der ein elektrisches Signal liefert, dessen Frequenz die Wellenistdrehzahl darstellt.
Es gibt viele Anwendungen für elektrische Regler, die ein Korrektur- oder Fehlersignal entsprechend der Abweichung der Frequenz einer Eingangswechselspan- nung von einem Sollwert liefern, insbesondere wenn die Frequenz des Eingangssignals ein genaues Analogon der Drehzahl einer Welle ist. Die Anwendungsmöglichkei- ten sind besonders dann sehr vielfältig, wenn der Regler keine zusätzliche Leistungsquelle benötigt. einstellbar ist, in einem weiten Temperaturbereich genau arbeitet, und nur leicht verfügbare Bauelemente enthält. Ein Hauptanwendungsgebiet für solche Regler ist das Wechselspannungsbordnetz eines Flugzeuges, das die verschiedenen Instrumente und andere Einrichtungen mit elektrischer Leistung versorgt.
Als Leistungsquelle stehen hier die Triebwerke des Flugzeuges zur Verfügung, deren Drehzahl sich zwischen Start und Landung in einem weiten Bereich ändert. Bei einem typischen System dieser Art erfolgt der Antrieb des Bordnetzgenerators des Flugzeuges durch einen drehzahlveränderlichen An triebsmotor, der seinerseits von den Flugzeug-Triebwerken über eine mechanische, hydraulische oder pneumatische Verbindung angetrieben wird. Die Frequenz der zur Versorgung des Flugzeuges dienenden Wechseispan- nung muss dabei innerhalb etwa eines Prozents oder weenger konstant gehalten werden, um einen einwandfreien
Betrieb der Instrumente und anderen Einrichtungen zu gewährleisten.
Für Regelsysteme der oben angegebenen Art gibt es noch zahlreiche andere Anwendungen. In Papierfabriken und Stahlwerken ist es z.B. erforderlich, eine Anzahl von Wellen in genauem Synchronismus derart anzutreiben.
dass die relativen Drelizahlabweichungen zumindest im zeitlichen Mittelwert praktisch verschwinden. Ähnliche Forderungen werden auch bei anderen industriellen Anwendungen gestellt und eine genaue Drehzahlregelung ist ferner bei Notstromversorgungen für Laboratorien u.
andere Anlagen erforderlich, bei denen die Frequenz eines elektrischen Signals oder ,die Drehzahl einer rotierenden Welle genau geregelt werden muss.
Bei vielen Anwendungen dieser Art ist es zweckmässig oder wünschenswert, die geregelte rotierende Welle als Leistungsquelle für das Regelsystem zu verwenden. Bei der elektrischen Installation eines Flugzeuges stellt es z.B. einen erheblichen Vorteil dar, wenn keinerlei getrennte Leistungsquelle benötigt wird. Für viele Anwendungen ist es ebenfalls besonders wünschenswert, einen Präzisionsdrehzahlregler zur Verfügung zu haben, der einen geringen Leistungsbedarf hat, so dass er mit einer Leistungsversorgung betrieben werden kann.
die ihrerseits durch die begrenzte Ausgangsleistung eines Signalgenerators gespeist werden kann, der die Dreh- zahlinformation für den Regler liefert.
Durch die vorliegende Erfindung soll also eine sehr genau arbeitende Drehzahl regeleinrichtung für eine Kraftanlage mit einer Antriebsmaschine und einer zugehörigen Drehzahlstellvorrichtung angegeben werden, die sich durch eine im ganzen gesehen hohe Genauigkeit der Drehzahlregelung auszeichnet und relativ einfache und billige elektronische Regelschaltungen enthält und die einen so niedrigen Leistungsverbrauch hat, dass sowohl die Information als auch die Betriebsleistung für den Regler aus einem Eingangssignal begrenzter Amplitude gewonnen werden kann.
Gemäss der Erfindung wird dliese Aufgabe durch eine Dreh zahlregel einrichtung gelöst, welche gekennzeichnet ist durch einen Synchrondemolator mit einem elektronischen Halbleiterschalter, der einen Signaleingang, einen Schalteingang und einen Ausgang aufweist; einen mit dem elektrischen Signal vom Generator gespeisten Schaltsignalgenerator, der ein mit diesem elektrischen Signal vom Generator frequenzgleiches, mindestens annähernd rechteckförmiges Schaltsignal erzeugt, das dem Schalteingang des elektronischen Schalters zugeführt wird, um diesen in den abwechselnden Halbwellen des Schaltsignals ein- und auszuschalten;
ein mit seinem Ausgang an den Eingang des elektronischen Schalters angeschlossenes Phasenschiebernetzwerk, das einen Phasenschieberkreis enthält und die Phase des seinen Eingang zugeführten Signals vom Generator bei einer vorgegebenen Frequenz dieses Signals um ein ungeradzahllges Vielfaches von 990 verschiebt, während sich die Phasenverschiebung bei Abweichung der Frequenz des elektrischen Signals von der vorgegebenen Frequenz mindestens annähernd monoton mit der Frequenz ändert;
; und einen Filterkreis, der mit dem Ausgang des elektronischen Schalters verbunden ist und eine Steuergleichspannung, deren Amplitude sich in Abhängigkeit von der Frequenz des elektrischen Signals am Signaleingang des elektronischen Schalters ändert, zur Konstanthaltung der Drehzahl der Welle an die Drehzahlstellvorrichtung liefert.
Es ist zweckmässig, wenn das lPhasenschiebemetz- werk einen Verstärker, der einen Gegenkopplungszweig mit einem Kerbfilter enthält und eine Frequenzllinie mit einer Spitze bei einer Frequenz, die näherungsweise der Eigenfrequenz des Kerbfilters entspricht, aufweist.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der tEr- findung anhand der Zeichnung näher erläutert; es zeigen
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Drehzahlregeleinrich- tung für eine Antriebsmaschine;
Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltbild einer elektrom'schen Präzisions-Drehzahlregeleinrichtung:
Fig. 3 ein Schaltbild einer weiteren elektronischen PräzisFions-lDrehzahlregeleinrichtung:
:
Fig. 4 Kennlinien einer Frequenzbezugsschaltung, die in der Drehzahlregeleinrichtung gemäss Fig. 2 und 3 Verwendung findet;
Fig. 5 eine graphische Darstellung der relativen Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenzabweichung für den Betriebsbereich der Drehzahlregeleinrichtung gemäss Fig. 2 und 3;
;
Fig. 6 eine graphische Darstellung des Verlaufes verschiedener Signale, wie sie beim Betrieb eines Synchron demodulators in der Drehzahiregeleinrichtung gemäss Fig. 3 bei einer vorgegebenen Betriebsfrequenz auftreten und
Fig. 7 eine Fig. 6 ähnliche Darsteilung des zeitlichen Verlaufes von Signalen, wie sie bei einer vorgegebenen Frequenzabweichung auftreten.
Fig. 1 zeigt in einer Blockdarstellung eine Kraftanlage 10 mit einer Drehzahlregeleinrichtung. Die Kraftanlage 10 enthält eine drehzahlveränderliche Antriebsmaschine 10, welche einen Hydrauiikmotor mit einem mechanischen Überdrehzahl -Abschaltventil enthalten kann, welcher mit einem zur Veränderung der Drehzahl dienenden elektrohydraulischen Servoventil ausgerüstet ist. Das zur Drehzahländerung dienende Servoventil ist in Fig. 1 getrennt als Drehzahisteilvorn.chtung 15 dargestellt. Ein Hydrnulikmotor dieser Art hat eine konti nuierlich veränderbare Verdrängung, welche durch das Servoventil bestimmt wird.
Die Verwendung eines Hy drauiikmotors dieser Art mit veränderbaXrer Verdrängung verringert Überhitzungsprobleme u. Druckmitte1be- darf in einem grossen Drehzahibereich beträchtlich, während der Motor mit konstanter Drehzahl betrieben wird, und ergibt eine vorteilhafte primäre Antriebsmaschine für die Verwendung im elektrischen Bordsystem eines Flugzeugs und anderen Anwendungen, bei denen hohe Genauigkeit und Zuverlässigkeit über lange Zeiten gefordert werden.
Als Antriebsmaschine 11 kann selbstverständlich auch eine ganz andere Einrichtung verwendet werden als der oben erwähnte Hydraulikmotor veränderlicher Ver krängung. Die Antriebsmaschine 11 kann z.B. ein IElek- tromotor veränderbarer Drehzahl sein, der durch eine konventionelle Leisttmgsquelle gespeist wird, wobei dann die Drehzahlstellvorrichtung 15 ein elektrisches Stellglied enthalten kann, das mit der Feldwickl'ung des Mo- tors verbunden ist.
Die Antriebsrnaschline 11 kann ferner ein regelbares Getriebe enthalten, das mit irgendeiner mechanischen Antriebsvorrichtung verbunden und mit einer von einem elektrischen Signal gesteuerten ;Drehzahlstellvorrichtung ausgerüstet ist, die das über setzungsverhältnis verstellt. In allen Fällen dient die Antriebsmaschine 11 zum Antrieb einer Welle 12 (Aus gangswelle) und ist mit einer Drehzahlstellvorrichtung
15 ausgerüstet, die durch ein elektrisches Signal gesteuert wird, um die Drehzahl der Welle konstant zu halten.
Die Welle 12 der Antriebsmaschine 11 treibt einen WechselspannunEgsgenerator 13 an. Bei manchen Anwendungen kann der Wechselspannungsgenerator 13 einen konventionellen rotierenden Generator enthalten, der eine erhebliche Leistung abzugeben vermag, wie in der elektrischen Anlage eines Flugzeuges, in einem stationären Wechselspannungsnetz und vergleichbaren anderen Anwendungen. Wenn die Welle 12 jedoch nicht zum Antrieb einer elektrischen Maschine sondern einer mechanischen Last dient, kann es sich beim Wechsel spannungsgenerator 13 um einen kleinen Hilfsgenerator handeln, der ausschliesslich für die Zwecke der Rege lung vorgesehen ist.
Der Wechseispannungsgenerator 13 kann sogar aus einem durch die Welle 12 betätigten ein fachen Magnet und einer Aufnehmerspule bestehen, wie Zsie bei Tachometern und anderen Drehzahigebern üblich sind. Als Wechselspannungsgenerator 13 kann praktisch jeder einfache Wandter verwendet werden, der ein Aus gangssignal liefert, dessen Frequenz von der Drehzahl der Welle 12 abhängt.
Die Ausgangsspannung des Generators 13, die hier als primäres elektrisches Signal angesehen werden kann und als Drehzahlistwertsignal bezeichnet werden soll, wird einer sehr genau arbeitenden elektronischen Regel einrichtung, hier auch Regler 14 genannt, zugeführt, der ein elektrisches Steuersignal erzeugt, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der Frequenz des Drehzahlist wertsignais ändert. Dieses Steuersignal ist eine veränder liche Gleichspannung, die der Drehzahlstellvorn.chtung
15 zugeführt wird, um die Drehzahl der Welle 12 der
Antriebsmaschine 11 konstant zu halten.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Anlage ist mit dem Wechselspannungsge- nerator 13 ausserdem eine Stromversorgung 16 gekoppelt die aus dem D'rehzahlistwertsignal vom Wechselspannungsgenerator 13 Betriebsspannungen für den elektronischen Regler erzeugt.
Der elektronische Regler 14 ist in Fig. 2 vereinfacht dargestellt, anhand derer das Arbeitsprinzip der Dreh- zahlregeleinrichtung erläutert werden soll. Die in Fig. 2 dargestellte Regel einrichtung 14 enthält zwei Eingangs- klemmen 21 und 22, denen das primäre Wechselspannungssignal, also das 13rehzahllistwertsignal vom Wechselspannungsgenerator 13 (Fig. 1) zugeführt ist. Die Klemme 21 ist mit dem einen Anschluss eines Eingangswiderstandes 23 verbunden, dessen anderer Anschluss mit einer Eingangsklemme 31 eines Operationsverstärkers 24 verbunden ist, der zu einem Phasenschiebernet2werk 25 gehört.
Der Operationsverstärker 24 ist ferner mit der anderen Eingangsklemme 22 verbunden und hat eine Ausgangsklemme 26, die an eine Phasenschieber-Rück koppiungsschaltung 27 angeschlossen ist.
Die Phasenschieber-Rückkopplungsschaltunlg 27 enthält ein überbrücktes T-Kerbfilter mit zwei Kondensato- ren 28 und 29, die in Reihe zwischen die Ausgangsklemme 26 des Operationsverstärkers 24 und die Eingangs- klemme 31 geschaltet sind. lDer Verbindungs:punkt der Kondensatoren 28 und 29 ist über einen Widerstand 32 mit der Eingangsklemme 22 des Reglers verbunden. Ein weiterer Widerstand 33 ist den beiden Kondensatoren 28 und 29 parallelgeschaltet.
Die Kennlinie des durch die tPhasenschieber - R äckkopplungsschaltung gebildeten sKerbfilters hat bei einer vorgegebenen Betriebsfrequenz eine scharfe Spitze, so dass sich für das Phasenschiebernetzwerk 25 eine entsprechende Kennlinie ergibt, die eine ähnliche, jedoch invertierte Spitze aufweist. Das überbrückte T-Kerbfilter hat besonders zweckmässige-Be- triebseigenschaften, selbstverständlich können auch andere Filterschaltungen verwendet werden.
Der in Fig. 2 dargestellte Regler 14 enthält ferner einen Synchrondemoduiator 34 mit einem Translistor 35, dessen Emitter mit der Eingangsklernme 22 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 35 ist mit der Aus gangsklemme 26 des Operationsverstärkers 24 über eine sperrende Diode 36 verbunden. Ausserdem ist der Kol lektor des Transistors 35 über einen Widerstand 37 mit einer Betriebsspannungsquelle B+ verbunden. Die Basis des Transistors 35 ist mit dem Ausgang eines Schalt signalgenerators 38 verbunden, dessen Eingang an die Eingangsklemrne 21 für das Drehzahlistwertsignal angeschlossen ist.
Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 34 wird von einer Klemme 39 am Kollektor des Transistors
35 abgenommen und einer Filter- und Verstärkerschal tung 41 zugeführt. Mit der Filter- und Verstärkerschaltung 41 sind Ausgangskiem'men 43 und 44 verbunden, die ihrerseits an die Drehzahlstellvofrichtung 15 (Fig. 1) angeschlossen sind.
Im Betrieb erzeugt der Schaltsignalgenerator 38 ein
Schaltsignal mit im wesentlichen rechteckiger Schwin gungsform mit einer Betriebsfrequenz, die der des Dreh zahlistwertsignais 45 entspricht. Das rechteckwellenför mige Schaltsignal wird der Basis des Transistors 35 zu geführt, der als elektrischer Schalter arbeitet. Das Schalt signal schaltet also den den Transistor 35 enthaltenden elektronischen Schalter in abwechselnden Halbwellen entsprechend den abwechselnden Halbwellen des Drehzahlistwertsignals an den Eingangslklemmen 21 und 22 ein und aus.
Die Phase des das Drehzahlistwertsignal 45 enthal tenden Eingangssignals wird durch das Phasenschieber- netzwerk 25 bei einer Betriebsfrequenz. die durch die Impedanzen der Kondensatoren 28 und 29 und der Wi Widerstände 32 und 33 in der Phasenschieber-Rückkopp- lungsschaltung bestimmt wird, um 900 verschoben. Die Phasenverschiebung ist genau 900 bei der gewünschten Betriebsfrequenz (Sollfrequenz) des Drehzahlistwertsi- gnals 45 und ändert sich monoton, wenn die Betriebsfrequenz von der Soll frequenz abweicht. Der Synchrondemodulator 34 ist eine einfache Schaltung dieser Gattung: das Phasenschiebernetzwerk 25 und der Synchrondemodulator 34 bilden also zusammen einen vollständigen Frequenzdiskrimlinator.
Die Schwingungsform des eigentlichen Ein;gangssi- gnals des Synchrondemodulators 34 ist in Fig. 2 durch die Kurve 46 dargestellt während eine Kurve 47 die Schwingungsform des Demodulatorausgangssignals vor der Filterung zeigt. Der Verlauf des Schaltsisgnals. das zu dem Demodulatorausgangssignal 47 gehört, ist durch eine gestrichelte Linie 48 dargestellt. Man sieht, dass das eigentliche Ausgangssignal 47 nur während jeder zweiten Halbwelle des Schaltsignals 48 und damit während jeder zweiten Halbwelle des Drehaahlistwertsignals 45 erzeugt wird.
Während der Halbwellen, in denen der Transistor 35 des Synchrondemodulators gesperrt ist, entspricht die Kurve 47 dem Wechselspannungsausgangssignal des Phasenschiebernetzwerks 25 während dieses Intervalls und der Mittelwert ist der gleiche, der ohne Wechselspannungssignal am Ausgang des Phasenschie- bernetzwerks 25 auftreten würde. In den abwechselnden Halbwellen ist das Ausgangssignal des Demodulators ungefähr gleich null, der weggelassene Teil des Eingangssignals ist durch den gestrichelten Kurventeil 49 dargestellt.
In der ersten Halbwelle, wenn der Tsransistor 35 gesperrt ist. ändert sich der Wechselspannungsanteil ent sprechend der Kurve 47 bei Änderungen der Frequenz und damit der Phase des Signals 46 vom Phasenbschie- bernetzwerk 25 so, dass er mehr oder weniger mit der Phase des Schaltsignals 48 übereinstimmt oder sich von dieser unterscheidet. Als Folge davon nimmt der Mittelwert des Ausgangssignals des Syneh rnndemod ulators 34 mit den Frequenzänderungen des Drehzahllishrertsi gnals 45 zu oder ab.
Diese Änderungen des hfiffelvertes erheben entsprechende Änderungen der Amplitude des Gleichspannungs-Ausgangssgnals der Filter- und Ver stärkerschaltung 41 und stellen ein effektives Gleichspan nungs-Regel- oder Steuersignal dar, das der Drehzahl stellvorrichtung 15 (Fig. 1) zur Regelung der Drehzahl der Antriebsmaschine 11 zugeführt werden kann.
Fig. 3 zeigt ein genaueres Schaltbild einer weiteren elektronischen Regeleinrichtung 14A. Bei dieser Ausführungsform ist eine Eingangsklemme 22A mit Masse verbunden. Die andere Eingangsklemme 21A ist an einen Widerstand R1 angeschlossen, dem ein Widerstand R2 in Reihe geschaltet ist, welcher seinerseits an eine Eingangsklemme 31A eines Phasenschiebem'tzwerks 25A angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt der Widerstände de Rl und R2 ist über einen Kondensator C1 mit Masse verbunden.
Das Phasenschiebernetzwerk 25A enthält einen Operationsverstärker 24A mit vier Transi'storen Q1, Q2, Q3 und Q4. Die Basis des ersten Transistors Q1 ist mit der Eingangsklemme 3 lA verbunden. Der Emitter des Transistors Ol ist an einen Widerstand R8 angeschlossen, der zu einer Klemme führt, an der eine negative Gleichspannung C - liegt. Der Emitter des Transistors Q1 ist über eine in der dargestellten Weise gepolte Diode CR1 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors Q1 ist über einen Widerstand R5 mit einer Betriebsspannungsquelle verbunden, an der eine positive Betriebsspannung B+ liegt.
Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit der Basis des Transistors Q2 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2 liegt an Masse und der Kollektor ist über einen Widerstand R6 an B+ angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q2 ist ferner über die Reihenschaltung eines Kondensators C4 und eines Widerstandes R7 mit seiner Basis gekoppelt. Der Kollektor des Transistors Q2 bildet die eine Ausgangsklemme 26A des Phasenschiebernetzwerks 25A.
Der Kollektor des Transistors Q2 ist über einen Wi Widerstand R9 mit der Basis des dritten Transistors Q3 verbunden. Die Basis des Transistors Q3 ist ferner über einen Widerstand R12 an die Spannung C - anLsch1os- sen. Der Emitter des Transistors Q3 liegt an Masse u. der Kollektor ist über einen Widerstand R13 an B+ ange- schlossen. Zvnschen den Kollektor und die Basis des Transistors Q3 ist ein Gegenkopplungswiderstanld R11 geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q3 bildet eine zweite Ausgangsklemme 26B des Phasenschiebemetz- werks 25A.
Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit der Basis des vierten Transistors Q4 des Operationsverstärkers 24A verbunden. Der Transistor Q4 bildet einen Teil einer Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A. Der Kollektor des Transistors Q4 ist mit B+ verbunden.
Der Emitter des Transistors Q4 ist über eine Parallel- schaltung aus einem Widerstand R14 und einem Kondensator C6, sowie einen Widerstand R15 an C - ange- schlossen. Die dem Emitter abgewandte Seite der R-C Parallelsehaftung aus dem Widerstand R14 und dem Kondensator C6 ist ferner mit einer überbrückten T-Filterschaltung verbunden. die die Reihenschaltung zweier Kondensatoren C3 und C2 enthält, von denen der Kondensator C2 mit der Eingangsklemme 31A des Operatoinsverstärkers verbunden ist.
Die Reihenschalbung aus den Kondensatoren C2 und C3 ist mit einem Widerstand R4 überbrückt. Der Verbindungspunkt der Kondensatoren C2 und C3 ist über einen Widerstand R3 mit der an Masse liegenden E.ingangsklemme 22A verbunden.
Die Regeleinriehtung 14A enthält einen mehrstufigen Synehrondemodulator 34A mit Transistoren Q5 und Q6, die zwei elektronische Schalter bilden. Die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 sind miteinander verlamden und über einen Widerstand R21 an C - angeschlos'sen.
Der Kollektor des Transistors Q5 ist an eine Diode CR8 angeschlossen. die über einen Widerstand R17 mit B+ verbunden ist. Ferner ist der Kollektor des Transistors OS über eine Diode CR9, der ein Widerstand R18 in Reihe liegt, an B+ angeschlossen. In entsprechender Weise ist der Kollektor des Transistors Q6 mit B+ über eine Reihenschaltung aus einer Diode CR10 und einem Widerstand R19 sowie eine Reihenschaltung aus einer Diode CR11 und einem Widerstand k20 verbunden.
Die erste Ausgangsklemme 26A des Phasenschiebernetzwerks 25A ist über eine Diode C?R4 an eine Klemme 61 im Synchrondemodlulator 34A verbunden, die den Verbindungspunkt des Widerstandes R17 und der Diode CR8 darstellt. Die Klemme 26A ist ferner über eine Diode CR5 an eine Klemme 62 im Synchrondemodulator 34A angeschlossen, die durch die Verbindung des Widerstandes R19 mit der Diode CR10 gebildet wird.
Die andere Ausgangsklemme 26B des 'Pllasenlschieber- netzwerks ist über eine Diode CR6 an eine Klemme 63 im Synchrondemodlulator 34A angeschlossen, die durch die Verbindung des Widerstandes R18 mit der Diode CR9 gebildet wird. Die Klemme 26B ist ferner über eine Diode CR7 mit einer Klemme 64 am Verbindungspunkt des Widerstandes R20 mit der Diode C11 angeschlossen.
Die Klemme 61 des Synchrondemodulators ist über einen Widerstand R22 mit einer ersten Synchrondemodulator-Ausgangsklemme 3 9A verbunden. Die Klemme 64 ist in entsprechender Weise über einen Widerstand R25 mit einer Ausgangsklemme 39A verbunden. Die Klemmen 62 und 63 im Inneren des Synchrondemodu- lators sind ihrerseits über Widerstände R23 bzw. R24 mit einer zweiten Synchrondemodulator-A usgangsklem- me 39B verbunden. Die Ausaangsklemme 39A ist über einen Kondensator C8 mit Masse verbunden während die Ausgangsklemme 39B in entsprechender Weise über einen Kondensator C7 mit Masse gekoppelt ist.
Der Schaltsignalgenerator 38A des Reglers gemäss Fig. 3 enthält einen Widerstand R16, der zwischen die Eingani sklemme 21A und die Basis des Transistors Q5 geschaltet ist. Ferner enthält der Schaltsignalgenerator zwei entgegengesetzt gepolte Dioden CR2 und CR3, die zwischen die Basis des Transistors Q5 und Masse geschaltet sind. Die Basis des Transistors Q6 liegt an Masse.
Die Filter- und Verstärkerschaltung 41A des Reg- lers 14A ist ein symmetrischer Differenzverstärker mit vier Transistoren Q7, Q8, Q9 und Q10. Die Eingangsschaltung der einen Seite der Filter- und Verstärker schaltung 41A enthält einen Widerstand R27, der zwischen die Klemme 39B und die Basis des Transistors
Q7 geschaltet ist. Die Basis des Transistors Q7 ist fer ner rnit einem Widerstand R28 verbunden, der über einen Widerstand R30 an C - angeschlossen ist.
Der Kol lektor des Transistors Q7 ist über einen Widerstand
R35 mit B+ verbunden. Der Emitter des Transistors
Q7 ist mit dem Emitter des entsprechenden Transistors
Q10 in der anderen Hälfte des Verstärkers verbunden und beide sind über einen Widerstand R38 an C - ange- schlossen.
Der Kollektor des Transistors Q7 ist mit der Basis des Translistors Q8 verbunden. Der Emitter des Transi stors Q8 ist an einen Widerstand R31 angeschlossen, dem ein Kondensator C9 in Reihe geschaltet ist, welcher zurück zur Basis des Transistors Q7 führt. Die Rück kopplungsschaltung in dieser Stufe der Filter- und Ver stärkerschaltung 41A enthält ferner zwei Widerstände
R33 und R32, die in Reihe geschaltet sind und vom
Emitter des Transistors Q8 zurück zur Basis des Tran sistors Q7 führen. Die Verbindung der Widerstände R32 und R33 ist über eine Reihenschaltung aus einem Kon densator C10 und einem Widerstand R34 mit Masse verbunden.
Der Emitter des Transistors Q8 ist ferner an einen Widerstand R36 angeschlossen, der seinerseits mit einem Widerstand R37 verbunden ist, der zum Emit ter des Ausgangs-Transistors Q9 in der anderen Hälfte der Filter- und Verstärkerschaltung 41A führt. Die Ver bindung der Widerstände R36 und R37 ist über einen Widerstand R39 an C - anlgescblossen.
Der tE,ingangs-Transistors Q10 in der anderen Hälfte der Filter- und Verstärkerschaltunlg 41A ist mit seiner
Basis über einen Widerstand R26 an die Ausgangs klemme 3 9A des Synchrondemodulators angeschlossen.
Die Basis des Transistors Q10 ist ausserdem mit einem Widerstand R29 verbunden, der über einen Widerstand
R30 an C - angeschlossen ist. Der Kollektor des Trans sistors Q10 ist über einen Widerstand R40 mit B+ ver bunden und an die Basis des Transistors Q9 angeschlos sen.
IDie zweite Stufe der Filter- und Verstärkerschaltung
41A enthält einen Rückkopplungs- und Filterkreis mit einer Reihenschaltung aus einem Widerstand R41 und einem Kondensator C11, die vom Emitter des Transistors
Q9 zurück zur Basis des Transistors Q10 führt. Ein paralleler Rückkopplungszweig wird durch eine Reihen schaltung aus Widerständen R42 und R43 gebildet, de ren Verbindung über eine Reihenschaltung aus einem
Kondensator C12 und einem Widerstand R44 mit Masse verbunden ist.
Die Ausgangsklemmen 43A und 43B der Filter- und
Verstärkerschaltung 41A sind mit den Kollektoren der
Transistoren Q8 bzw. Q9 verbunden. Bei dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Drehzahlstell vorrichtung 15A ein Servoventil, das zwei Steuerspulen
71 und 72 enthält. Die Steuerspulen 71 und 72 sind in
Reihe miteinander zwischen die Ausgangsklemmen 43A und 43B des Reglers 14A geschaltet. Die Verbindung der Steuerspulen 71 und 72 ist an eine dritte Klemme 44A angeschlossen, die mit B+ verbunden ist.
Die in Fig. 3 dargestellte Regeleinrichtung ist für ein Zwei spulen- Servoventil als Belastung bzw. Drehzahl stellvorrichtung 15A ausgelegt, wobei die volle Htubdif- ferenz des Ausgangssignals an den Ausgangsklemmen
43A und 43B acht Milliampere Gleichspannung betrug; der Nennwert der die Leistung liefernden Betflebsspan- nung B+ betrug 16 Volt und der negativen Spannung
C - 8 Volt, die Regeleinrichtung arbeitete jedoch noch einwandfrei mit einer Mindestbetriebsspannung von 19
Volt und einer maximalen Betriebsspannung von 31
Volt.
Der Nennwert der den Klemmen 21A und 22A zugeführten Wechsel spannung (.Drehzahlistwertsignal) betrug ii Volt; der Betriebsfrequenzbereich des Reglers 1 5A lag zwischen mehreren hundert Hertz und wenii gen tausend Hertz mit einer statischen Genauigkeit von einem Prozent und der Möglichkeit der Anpassung an
Systeme mit verschiedener Dynamik. Die Regeleinrich tung 14A arbeitet als echter FreqiuenzdisklrimlinMof uno erzeugt an den Klemmen 43A und 43B ein elektrisches
Ausgangssignal, das eine näherungsweise lineare Funk tion der Frequenz der Wechsel spannung an den Klem men 21A und 22A ist.
Insbesondere liefert die Regelein richtung 1 4A einen .Differenz-A'usgangsgleichstrom, der weitestgehend proportional der Abweichung der den
Klemmen 21A und 22A zugeführten Wechselspannung von einer festen Bezugsfrequenz ist. Die in erster Linie vorgesehene Anwendung war die Regelung der Drehzahl einer mit einem elektrischen Generator gekuppelten Wel le, wobei entweder die Drehung der Welle oder die Ge neratorspannung den nutzbaren Ausgang des Systems darstellen.
Die feste Bezugs- oder Sollfrequenz der Regelein richtung 14A wird durch die Eigenfrequenz des passi ven RC-Netzwerks mit den Widerständen R3 und R4 sowie den Kondensatoren C2 und C3 bestimmt, die das überbrückte T-Kerbfilter im Rückkopplungszweig des
Operationsverstärkers 24A bilden. Wenn die Phasen schieber-Rückkopplunlgsschaltung 27A mit der erforder lichen Präzision gebaut oder abgeglichen ist, haben Än derungen anderer Komponenten der in Fig. 3 darge stellten Regeleinrichtung nur einen sehr zweitrangigen
Effekt auf die Frequenzstabilität.
Die Empfindlichkeit der Regeleinrichtung 14A hinsichtlich der Amplitude des Au sgangsstromes in Abhängigkeit von Frequenzabwei chungen des Eingangssignals ist für eine konstante Ein gangsamplitude gut stabilrisiert. IDie Empfindlichkeit ist jedoch etwas proportional zur IEingangsarnplitulde.
!Die statische Ansprechcharakteristik der Regeleinrichtung 14A gemäss'Fig. 3 ist monoton und sicher, da sich die richtige Polarität des Ausgangssignals auch bei grossen Abweichungen der Frequenz des ,Eingangssi- gnals von der Sollfrequenz ergibt. Die richtige Polarität ist sogar praktisch von der Frequenz null bis zu Frequenzen im Ultraschallbereich gewährleistet. Das Ansprechverhalten bleibt auch bei Eingangsamplibuden, die erheblich unter dem Nennwert bis herunter zu etwa 10% der Nennamplitude liegen, in der Form richtig, wenn auch die Empfindlichkeit abnimmt.
Ein Regler des in Fig. 3 dargestellten Typs vermag also die Regelung im richtigen Sinne schon kurz nach dem Anfahren der Kraftanlage 10 aus dem Ruhezustand zu ülbernehmen. Selbstverständlich kann der Regler 14A das Servoventil der Drehzahlstellvorrichtung 1 5A (Fig. 3) erst übernehmen, wenn Leistung vorhanden ist und die Speisespannung für den Betrieb der im Regler enthaltenen Halbleiterbauelemente ausreicht.
Der abgestimmte Operationsverstärker 24A hat einen unsymmetrischen Eingang mit einem an die Basis des Transistors Q 1 angeschlossenen Eingangskreis, er liefert jedoch Differenz- oder Gegentaktausgangssignale an den Ausgangsklemmen 26A und 26B. Durch das Präzisions-Kerbfilter in der Phasenschieber-Rückkopp- lungsschaltung 27A, das dem Operationsverstärker 24A ein frequenzselektives Verhalten verleiht, erfolgt eine Gegenkopplung.
Da nur wenige kritische Komponenten in der wesentlichen frequenzselektiven Schaltung, der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A erforderlich sind, ergibt sich eine gute Frequenzstabilität; die wesentlichen Komponenten C2, C3, R3 und R4 sind in hochstabiler Ausführung verfügbar. Die Gesamtkennlime des Phasenschiebernetzwerks 25A mit dem Operabions- verstärker 24A und seiner frequenzselektiven IPhasen schieber-Rückkopplungsschaltung 27A nähert sich einer klassischen, unterkritisch gedämpften Funktion zweiter Ordnung.
Der Verstärker hat also eine Tiefpasskennlinie mit einer ausgeprägten Spitze bei einer Betriebsfrequenz knapp unterhalb der IEigenfrequenz des Filters der Phasenschieber-Rückkoppiungsschaltung 27A mit einer Phasenverschiebung von 900 bei der IEigenfre- quenz. Im Bereich dieser Frequenz ändert sich die Phasenverschiebung stark und näherungsweise linear.
D > r Gegentaktausgang des Operationsverstärkers 24A ermöglicht eine Sollwegdemodulation im Synchrondemodulator 34A u. trägt zur Symmetrie u. Stabilität der Schaltung bei. Die scharf abgestimmte Tiefpasscharakteristik des Phasenschiebernetzwerks 25A, die näherungsweise der eines scharf abgestimmten ;Bandfilters entspricht, verringert den Einfluss etwaiger Störungen oder Oberwellen im Eingangssignal des Reglers stark.
Der Operationsverstärker 24A ist in der für solche Verstärker üblichen Weise geschaltet, wobei ein solcher Ausgang verwendet wird, dass die Rückkopplung als Gegenkopplung (im Gegensatz zu einer Mitkopplung) wirkt. Die Übertragungskennlinie des tPhasenschieber- netzwerks 25A ist im wesentlichen invers zu der der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A. Typische Kennlinien sind in Fig. 4 und 5 dargestellt.
Der Hauptzweck der Phasenschieber-Rückkopplungs- schaltung 27A aus den Kondensatoren C2 und C3 sowie den Widerständen R3 und R4 besteht in der Erzeugung einer schnellen und stabilen Änderung der Phase in Abhängigkeit von der Frequenz. Die Kondensatoren sind gleich und die Widerstände haben ein festes Wi Åaerstandsverhältnis, bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt das Verhältnis R4/R3 = 100. Die tPha- senschieber-Rückkopplungsschaltung 27A ist ein überbrücktes T-Kerbfilter, dem eine Eingangsspannung zugeführt wird und das einen Ausgangsstrom liefert, d.'h.
der Ausgang ist mit einem virtuellen Kurzschluss am Fehlerpunkt des Operationsverstärkers 24A verbunden.
Die Kennlinie des Operationsverstärkers 24A ist unter diesen Umständen eine Kurve dritter Ordnurrg (siehe Fig. 4): Eine stark unterkritisch gedämpfte quadratische Verzögerung mit einer einfachen Voreilung. die Sperrfrequenz oder kritische Frequenz der Voreilung beträgt das Fünffache der Eigen- oder Resonanzfrequenz der quadratischen Nacheilung oder Verzögerung. Der Dämp- fungsfaktor des quadratischen Anteils beträgt 0,1; der Durchlassfaktor an der Spitze der Kerbe beträgt daher ungefähr das Fünffache des Durchlassfaktors im niederfrequenten Bereich. Der Phasengang oder das Verhältnis des Phasenwinkels zur Frequenz beträgt etwa 10.
Die Phase ändert sich also bei einer Frequenz-änderung von einem Prozent um 0,1 Radian.
In jedem System zweiter Ordnung mit einer ausgeu prägten Spitze oder Kerbe gibt es eine natürliche Frequenz oder Eigenfrequenz, die sehr nahe bei der Frequenz der Spitze oder Kerbe liegt, mit dieser jedoch nicht identisch ist (die beiden Frequenzen fallen jedoch mit verschwindender Dämpfung zusammen). Diese Diffe- renz sollte berücksichtigt werden.
Für die angegebenen Komponenten des überbrückten T-Filters der Phasenschieber-Rückkopplungsschal- tung 27A (1) C = C2 = C3 und (2) R' = j/R3 i4 ergibt sich als Eigenfrequenz fn des Filters
1 (3) fn =
2,wR'C
Bei der Eigenfrequenz ist die Phasenverzögerung de finitionsgemäss 900 und der relative Verstärkungsfak- tor (bezogen auf den Wert bei niedrigen Frequenzen) ist, wie erwähnt, ungefähr fünf. Die Spitze der Verstärkerkennlinie tritt, wie Fig. 5 zeigt, bei einer etwas med- rigeren Frequenz auf. wo die Phasenverzögerung etwas kleiner und die Verstärkung etwas grösser ist.
Die Grundkennlinie des Operationsverstärkers 24A wird durch den Voreilungsterm (Fig. 4) geändert. Dieser hat eine we!itere kleine Phasenverzögerung bei einer Frequenz des Maximums zur Folge. Tatsächlich verschiebt sich die Frequenz, bei der das zusammengesetzte Maximum auftritt, etwas infaige dieses Terms, die Wirkung ist jedoch vernachlässigbar. Auch der Phasengang, den dieser Faktor beiträgt, ist sehr klein.
Um eine symmetrische Ansprache um die Betriebsfrequenz und eine erhöhte Frequenzstabilität zu erreichen, wird ein Betrieb bei der Frequenz der Spitze (anstatt auf der Flanke der die Spitze aufweisend-en Kurve) vorgezogen. Die Schaltung arbeitet bei der Frequenz. bei der die Phasenverschiebung 900 beträgt. Die Phase lässt sich leicht durch eine kleine Korrektur-lEingangsverzö- gerung (Fig. 4) korrigieren, die durch die Einfügung des Kondensators C in den Eingangskreis realisiert wird (Fig. 3). Die Zeitkonstante dieses Korrèkturfaktors wird so gewählt, dass er eine zusätzliche begrenzte Phasenverzögerung bei der Frequenz dler Spitze beiträgt. Auch hier ist die Frequenzverschiebung der Spitze der Kennlinie vernachlässigbar.
Der relative Verstärltungsfaktor wird jedoch etwas verkleinert, der zu'sätzliche Phasen- gang, der durch diesen Term eingeführt wird, ist ganz klein.
Die Phasenverschiebung bei der Frequenz der Spitze beträgt nun 900 und die Schalbungsanordnung arbeitet also hier; die Betriebsfreq/uenz f0 beträgt etwa 0,99 fn und der relative Verstärkungsfaktor beträgt insgesamt 4,9 (Fig. 5). sie Neigung verläuft in einem solchen S,in- ne, dass die Verzögerung mit zunehmender Frequenz wächst und in erster Näherung 5,80 pro prozent Fre quenzverschiebung beträgt.
Der Verstärkungsabfall und die IPhasenverschiebung, die der Frequenzänderung zugeordnet sind, haben einen Einfluss auf das dynamische Verhalten des Systems. Die Wirlcung ist ungefähr die einer einfachen Verzögerung, die auf die Modulatiolnsfrequenz (nicht die Eingangs- oder Trägarfrequellz) wirkt mit einer Abbruchfrequenz gleich der Bandbreitenhälfte. Diese Bandbreitenhälfte ist gleich dem Dämpfungslaktor multipliziert mit der Eingangsfrequenz, hier also 40 Hertz.
Die bei einem solchen Regler am häufigsten erfor derliche Änderung ist die der Soll oder Betriebsfrequenz. Die Werte der sich für eine vorgegebene Frequenz ergebenden Hauptbestandteile des -Netzwerks ergeben sich aus den Gleichtungen (1) bis (3) und der Beziehung von f0 zu fn sowie den Verhältnissen zwischen R3 und R4 sowie C2 und C3. Alus praktischen Gründen ist es wesentlitvh zweckmässiger, gleiche Kapazitätswerte zu nehmen, da es wesentlich leichter ist, Piräzisionswi- Widerstände gewünschter Werte zu bekommen.
Der Impe dauzwert der Pthasenschieber-Rückkopplungsschaltung sollte im wesentlichen tunverändert bleiben. Für eine Än derung der Betriebsfrequenz ist es also am besten, einen vernünftigen Kapazitätswert festzulegen, der die Gleichung (3) mit vorhandenen Widerstandswerten (in der Wähe von 400 und 40 000 Ohm) grob erfüllt und dann die im speziellen benötigten Widerstandswerte zu errechnen. Die Genauigkeitsanforderungen an diese vier Schaltungskomponenten werden in erster Linie durch die Anforderungen an die statische Frequenzgenauigkeit bestimmt.
Ein sekundärer Effekt besteht jedoch dann, dass eine Abweichung von den Bemessungsverhältnissen die Verstärkung oder zEmDfindlichkeit der Schaltung beeinflusst. Abschliessend werden die Widerstände R1 und R2 sowie der Kondensator C1 hinsichtlich einer ausreichenden Phasenkorrektur bemessen. Eine Toleranz von 5% reicht bei diesen drei Schaltungskomponenten für die meisten Anwendungen aus.
Eine Änderung der verschiedenen Verhältnisse beeinflusst die Empfindlichkeit und die Signalpegel und kann nicht empfohlen werden. Eine Änderung der Gesamtempfindlichkeit wird am besten im Ausgangsverstärker bewirkt. Wesentliche Änderungen der Empfindlichkeit können grössere Änderungen der Konstruktion erforderlich machen.
Die beiden Transistoren Q5 und Q6 bilden die elek tronischen Schalter für den Synchrondemoldulato,r 34A, sie bilden ferner einen Teil des Schaltsignalgenerators 38A. Die beiden Transistoren ergeben zusammen mit den anderen Komponenten des Schaltsignalgegenerators und den den Gruppen angeo,rdneten Dioden CR4 bis CR11 einen vollständigen phasenempfindlichen Synchronde- modulator. Die Phasenempfindlichkeit ist die wesentliche Eigenschaft im Hinblick auf die Arbeitsweise der Regeleinrichtung 14A als Ganzes und hat zur Folge,
dass die Kombination aus dem Phasenschiebernetzwerk 25A und dem Synehrondemodulator 34A als Frequenz diskriminator arbeitet.
Dem Eingang des Synchrondemodulators 34A werden D > ifferenzwechselspannungssignale von den Aus gangsklemmen 26A und 26B des Operationsverstärkers 24A zugeführt; diese Wechselspannungssignale enthalten jeweils eine Gleichspannungskomponente. Der Synchrondemodulator erzeugt eine Differenzç oder Gegen takt-Ausgangsgloichspannung an den Klemmen 39A und 39B, denen eine grosse und im wesentlichen konstante Wechseispannungskomponente doppelter Frequenz über lagert ist. lDie Differenz der Ausgangsgleichspannungen ist bei der gewählten Ausgangsfrequenz gleich null und ändert sich im wesentlichen mit der Phase und damit mit der Frequenzabweichung.
Die Polaritäten des Ausgangssignals an den Klemmen 39A und 39B sind für Abweichungen der Frequenz über bzw. unter die gewählte Betriebsfrequenz entgegengesetzt. Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 34A wird aus vier Teilsignalen erzeugt, die an den inneren Klemmen 61, 62, 63 und 64 auftreten und im anschliessenden Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen R22 bis R25 kombiniert werden. Es sei bemerkt, dass das Ausgangssignal an den Klemmen 39A und 39B nur bei statischen Verhältnissen ein Gleichstrom ist und im dynamischen Falle ein veränderliches Wechselspannungssignal wird.
Die Fig. 6 und 7 geben ein vollständiigeres und genaueres Bild der Arbeitsweise des Synchrondemodulators 34A für zwei verschiedene Frequenzen. Die in Fig. 6 dargestellten Schwingungen gelten für den Fall, dass das Eingangssignal der Regeleinrichtung 14A genau der konstruktiv festgelegten Frequenz oder Sollfrequenz entspricht. Unter diesen Umständen hat das Eingangssignal der Dioden CR4 und CR5 die Form der Schwingung 81, nämlich einer Sinusschwingung mit einer Gleichspannungskomponente 82; dieses Signal ist um 1800 in der Phase bezüglich des entsprechenden Eingangssirgnals 83 an den Dioden CR6 und CR7 verschoben.
Durch das Schalten der Transistoren Q5 und Q6 hat das an der Klemme 61 auftretende Signal die durch die Kurve 91 in Fig. 6 dargestellte Form während die an der Klemme 62 auftretende Spannung durch die Kurve 92 dargestellt ist. Die Kurven 93 und 94 in Fig. 6 zeigen die Verhält messe an den Klemmen 63 bzw. 64.
In Fig. 6 wird das an der Klemme 39A erscheinende Ausgangssignal durch die Kurve 95 dargestellt, es besteht aus einer Kombination der Signale 91 und 94 von den Klemmen 61 bzw. 64. Der Verlauf des Ausgangssignals an der Klemme 39B wird durch die Kurve 96 darges-tellt. er entsteht durch die Addition der Signale 92 und- 93 an den inneren Klemmen 62 bzw. 63. Die beiden A-usgangssignale 95 und 96 haben jeweils einen Gleichspannungsanteil, der für die beiden Ausgangssignale gleich ist.
Fig. 7 zeligt dieselben Signale wie Fig. 6 jedoch für den Fall, dass die Frequenz des Eingangssignals von der :Betriebsfrequenz oder Sollfrequenz der Regeleinrichtung 14A abweicht, dabei wurde ein Fehler von etwa 8% angenommen. Unter diesen Umständen enthält das Eingangssignal der Dioden CR4 und CR5 die Schwingung 101 und es ist wieder um 1800 in der Phase bezüglich des Eingangssignals 103 der Dioden CR6 und CR7 verschoben. Das Signal an der Klemme 61 wird durch eine Kurve 111 dargestellt; die an der Klemme 62 auftretende Spannung entspricht der Kurve 112; das Signal an der Klemme 63 hat den Verlauf der Kurve 113 und die Spannung an der Klemme 64 den einer Kurve 114.
Das Ausgangssignal an der Klemme 39A ist durch eine Kurve 115 dargestellt und entspricht der Kombination der Signale 111 und 114 von den Klemmen 61 und 64. Der Verlauf des Ausgangssignals an der Klemme 39A ist durch die Kurve 116 dargestellt, dieses Ausgangssignal besteht aus der Summe der Signale 112 und 113 an den inneren Klemmen 62 bzw. 63.
Die in den Fig. 6 und 7 dargestellte Wechselspan nungskomponente am Ausgang des Synchrondemodulators 34A ist recht unüblich, da sie im wesentlichen konstant ist anstatt sich in der Amplitude des Nutzausgangssignals zu ändern. Unter den bei der gewünschten Betriebsfrequenz herrschenden Betriebsbedingungen tritt also ein beträchtlicher Wechselspannungsanteil auf (Fig.
6) der sich auch bei beträchtlicher Frequenzabweichung nur wenig ändert, wie Fig. 7 zeigt. Die Hauptkomponen te des Wechselspannungsanteiles hat eine Frequenz gleich dem Doppelten der Betriebsfrequenz. Bei einer speziellen Ausführungsform der Regeleinrichtung mit den oben erwähnten Impedanzwerten betrug der Spitzenwert des Wechselspannungsanteils etwa 2 Volt. Wider Wechselspannungsanteil im Differenzeingang zur Filterund Verstärkerschaltung 41A addiert sich und beträgt daher das Doppelte dieses Wertes.
Um den Wechselspannungsanteil auf eine vemach- lässigbare Grösse zu verringern. muss stark gefiltert werden. Lässt man eine etwaige Überhöhung in der Filterund Verstärkerschaltung 41A hinsichtlich der Ausle- gung des dynamischen Verhaltens ausser acht. so ist die Amplitude des Wechselspannungsanteils gleich dem Nutzsignal. das der Synchrondemod-ulator Ibei einer Fre quenzabweichung von 14% liefert.
Die Filterung stellt eine von drei wichtigen Ei'genschaften der Filter- und Verstärkerschaltung 41A dar. die anderen bestehen aus einer Gleichspannungsverstärkung, die sich aus den Anforderungen der Drehzalilsteilvorrichtung 1 5A ergeben, und eine Voreilungskompensation.
Um einen zuverlässigen Betrieb und eine hohe Lebensdauer der Drehzahlstellvorrichtung 1 5A zu gewährleisten, sollte der Wechselspannungsanteil in dem der Stellvorrichtung zugeführten Ausgangssignal begrenzt werden. Bei einem typischen Servoventil sollte der Spitzenwert des Wechselstromanteils 5% des vollen Steuergleichstroms nicht überschreiten. Um die Anspredhge- schwindigkeit hoch zu halten sollte die Filterung mit einem Minimum an Phasenverzögerung und Amplitudenabfall im Betriebsfrequenzbereich, der bis in die Nähe von 10 bis 20 Hertz reicht, durchgeführt werden.
Bei der dargestellten Schaltung erfolgt die Filterung in zwei Stufen.1Oie erste Stufe wird durch den Kondensator C7 für die eine Seite (und den IKondensator C8 für die andere) des Verstärkers 41 zusammen mit dem sich aus der Parallelschaltung der Widerstände R23, R24 und R27 ergebenden äquivalenten Widerstand gebildet. Die zweite Filterstufe für dieselbe Seite der Fil ter- und Verstärkerschaltung 41A ergibt sich durch den R ückkopplungskondensator C9. Der kleine Widerstand R31 in Reihe mit dem Kondensator C9 dient zur Unterdrückung von Störschwinlgungen und kann hinsichtlich der Filteiwirkung ausser acht gelassen werden.
Durch die beiden Filterstufen wird der Wechselspannungsanteil oder Brumm genügend herabgesetzt.
Bezüglich der Voreilungskompensation in der Filterund Verstärkerschaltung 31a sei bemerkt, dass für eine Phasenvoreilung eine Verstärkungserhöhung erforderlich ist. Der Anstieg des Verstärkungsgrades (und damit der Voreilung) darf nur bis zu so hohen Frequenzen gehen, wie es absolut erforderlich ist, da hierdurch der Verstärkungsfaktor für die Wechselkomponente vergrössert wird.
Bei der dargestellten Schaltungsanordnung wird diese Beschränkung durch einen Kompromiss in anderer Hinsicht umgangen. Der Rückkopplungszweig mit den Widerständen R32 unnd R33 auf der einen Seite ist an der Verbindung dieser Widerstände durch den für die Voreilung dienenden Kondensator C10 nach Masse überbrückt. Die gegenkoppelnd wirkende Rückkopplung nimmt also mit zunehmender Frequenz fortlaufend ab, der Verstärkungsgrad steigt und die Phase eilt vor. Die kritische Frequenz wird durch den Kondensator ClO u.
einen Widerstand. der für die Voreilung einer Paraliel- schaltung der Widerstände R32 und R33 äquivalent ist, bestimmt. Bei einer typischen Schaltung kann die kritische Voreilungsfrequenz (Abbruchfrequenz) etwa 3 Hertz betragen. Die Wechselkomponente wird durch diese Verstärkung nicht direkt beeinflusst, da der Verstärkungsgrad bei der Frequenz der Wechselkomponente durch den Kondensator C9 und nicht von der Rückkopplung durch die Widerstände R32 und R33 bestimmt wird. Die hier sich aus den Kondensatoren C9 und C10 sowie den Widerständen R32 und R33 ergebende Konfiguration bildet jedoch ein überbrücktes T-Kerbfilternetzwerk mit allen typischen Eigenschaften einer solchen Filterschaltung.
Insbesondere hat die Rückkopplung eine Einsattlung und die Verstärkung ein unerwünschtes Maximum.
Die Amplitude dieses Maximums ist, wenn sie nicht anderweitig begrenzt wird, einem Faktor gleich der Quadratwurzel des Kapazitätsverhältnisses, also etwa 20, entsprechend.
Dieses Maximum wird durch den zur Dämpfung dienenden Widerstand R34 verkleinert. Das Resultat ist eine komplexe Charakteristik mit einem Voreilungsterm und einer unterkritisch gedämpften quadratischen Nacheilung mit einem Dämpfungsfaktor, der etwas kleiner als eins ist. Der Dämpfungsfaktor wird u.a. durch den Widerstand R34 und die notwendigerweise verhältnismässig kleine Schleifenverstärkung des die Transistoren Q7 und Q8 enthaltenden Teiles des Operationsverstär kers bei der natürlichen oder Eigenfrequenz. Eine genaue Analyse der Gesamtcharakteristik wäre verhältnismässig mühsam und man wird daher die endgültigen Impedanzwerte experimentell ermitteln.
Die in Fig. 3 dargestellte Regeleinrichtung 14A kann leicht für ein zweiphasiges (1200) Eingangssignal anstelle das einseitig geerdeten Eingangssignals abgeändert werden. Hierfür wird die Verbindung der Widerstände R1 und R2 über einen Widerstand R47 mit einer zu-sätzli- chen Eingangsklemme 21B verbunden und ein Wider- stand R48 wird zwischen die Klemme 21B und die Ba- sis des Transistors Q5 geschaltet: der Wert des Widerstandes R2 wird auf die Hälfte des üblichen Wertes verringert.
Der Leistungsbedarf der gesamten Regeleinrichtung 1 4A wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, beträgt bei Verwendung der im folgenden angegebenen Bauelemente etwa 0,75 Watt. Das Eingangssignal vom Wechselspannungs- generator 13 kann daher als bequeme Quelle für diese kleine Leistung dienen, selbst wenn der Wechselspan- nungsgenerator ein relativ einfacher magnetischer Aufnehmer oder ähnlicher Wandler ist,
Im folgenden sind beispielsweise Werte für die Schaltungsparameter der in Fig. 3 dlargestellten'Regeleinlridh- tung 14A für eine Betriebsfrequenz von 400 Hertz angegeben:
unsymmetrische symmetrische Widerstände Leistungs- Leistungs versorgung versorgung R1 390 k# 300 kQ R2 360 kQ 300 kQ R3 394 # R4 39,4 kQ R5 100 k# R6 4,7 kQ 5,6 k# R7 680 # R8 18 kQ R9 20,0 k# 43,2 kQ R11 22,1 k# 47,5 kQ R12 15,4 k# 60,4 kQ R13 6,2 kQ 8,2 kQ R14 2,7 kQ 3,9 k# R15 3,6 k# 10 k# R16 6,8 kQ
R17, R18, R19, R20 7,5 kQ 12 kQ R21 1,5 kQ 5,1 kQ R22, R23, R24, R25 40,2 kQ 47,5 k# R26, R27 10 kQ 10 kQ R28, R29 10 kQ 8,2 k# R30 5,6 k# 20 kQ R31,R41 1 k# R32,R33,R42,R43 20 kQ R34,R44 510 R35,
R40 27 k# R36,R37 180 Q 220 # R38 4,3 kQ 13 kQ R39 360 Q 1,0 kQ
Widerstände für die Zwei-Phasen-A usführungsform R2 180 kQ 150 k# R47 390 kQ 300 kQ R48 6,8 kQ unsymmetrische symmetrische Widerstände Leistungs- Leistungs versorgung versorgung
Kondensatoren C1 1500 pF C2, C3 0,1 llF C4 150 pF C6 10 F C7, C8 0,68 F C9,
Cll 0,012 liF C10, C12 4,7 pF
Halbleiterbauelemente Alle Transistoren 2N2222A Alle Dioden 1N4446
Leistungsversorgung B+ + 16 V + 15 V C- - 8 V - 15 V
Drehzahlstellvorrichtung 15A Servoventil mit 2 Spulen, 1000 #/Spule.
Die Toleranzen der Bauteile des Filters der gPhasen- schieher-Rückkopplungsschaltung 27A sollen vorzugsweise 1% betragen. Selbstverständlich kann der Aufbau des überbrückten T-Filters geändert werden, insbesondere durch Umkehr der Verhältnisse der Widerstände und der Kondensatoren, wie im Falle der Filter in der Filter- und Verstärkerschaltung 41A.
Wie in Verbindung mit Fig, 1 erwähnt wurde, ist es zweckmässig, als Leistungsquelle eine Stromversorgung 1'6 vorzusehen, die ihre Leistung von dem primären Signal, also dem Drehzahlistwertsignal erhält, das die Regeleinrichtung 14 steuert. Ein Hauptvorteil einer solchen selbstversorgten Anordnung ist ihre Einfachheit.
Die ganze Regeleinrichtung mit den Einheiten 14 und 16 hat dann nur zwei Sätze von Anschlüssen, nämlich für das primäre Eingangssignal (Istwertsignal) und das Reglerausgangssignal. Das Regelsystem ist völlig frei von irgendwelchen Verbindungen mit anderen elektronischen Geräten. Aus,serdem braucht keine andere Quelle für elektrische Leistung als das primäre Signal oder Istwertsignal vorhanden sein, wenn die Kraftanlage keine anderen elektronischen Einrichtungen enthält, wie es z.B. bei einer voll hydraulischen Anlage der Fall ist.
Ein nützliches Nebenprodukt der selbstgespeisten Anordnung gemäss Fig. list die naturgemässe Verträglichkeit zwischen der Signalspannung und der die Leistung liefernden Speisespannung bei änderungen der Amplitude des Primär- oder Istwertsignals. Bei Anwen- dungen, wo hohe Genauigkeit gefordert wird und das Primär- oder Istwertsignal von einem geregelten Generator erzeugt wird, wird die Versorgungsspannung von der Stromversorgung 16 für die Regeleinrichtung 14 konstantgehalten. Dies ist für den Getrieb der Regeleinrichtung 14 zwar nicht wesentlich, beseitigt jedoch kleine sekundäre Fehlerquellen und erhöht dadurch die Genauigkeit als Ganzes.
Bei allen Anwendungen muss die Kraftanlage irgendwann einmal vom Ruhezustand aus angefahren werden oder es können aus anderen Ursachen starke Betriebszustandsänderungen auftreten. Bei solchen Situationen verhindert die Verbindung zwischen den Signal und Versorgungsspannungen, dass der Regler in unerwünschte Betriebszustände gebracht wird, die er von selbst nicht wieder verlassen kann. Das beschriebene System gewährleistet eine wirksame Regelung von einer Eingangsspannung von grob gerechnet 10% des normalen Nennwertes und gewährleistet dadurch den Beginn der Regelung schon kurz nach dem Anlassen.
Wenn auch gewisse Betriebseigenschaften wie Verstärkungsgrad und maximale Ausgangsamplitude unter diesen Umständen klein sind, so tritt doch ein nutzbares Ausgangssignal mit zuverlässiger Amplitude und richtiger Polarität auf, das eine Betätigung im richtigen Sinne be wirkt.
Die elektronische Regeleinrichtung gemäss der Erfindung benötigt als 'Primär- oder Istwertsignal keine oberwellenarme Sinusschwingung. Die Phasenschiebernetzwerke 25 bzw. 25A haben die Eigenschaften eines Tiefpassfilters, das die Grundfrequenz bevorzugt und die Oberwellen dämpft. Ausserdem spricht der Synchrondemodulator 34A in erster Linie nur auf die Grundfrequenz an und gewährleistet eine Unterscheidung gegen über der geraden Form von Verzerrung, die am häufig- sten in anderen Signalquellen, wie Ismpulsaufnehmer mit Spule und Magnet auftreten.
Der einzige Nachteil einer verzerrten Primär- oder Istwertspannung besteht in einer gewissen Beeinträchtigung der Genauigkeit infolge von sekundären Fehlerquellen, da eine Änderung der Schwingungsform des Primär- oder Tstwertsignals eine kleine Nullwertversehiebung zur Folge haben kann.
aDie in Fig. 3 Idargestellte Regeleinrichtung 14A kann leicht in eine Drehzahlregeleinrichtung mit verstellbarer Solldrehzahl abgewandelt werden, indem man für die Widerstände R3 und R4 ein Zweifach-Potentiometer verwendet. Dies stellt eine einfache und wirksame Mass nahme zur Einjustierung der Betriebsfrequenz in einem begrenzten Bereich von etwa 2: 1 dar. Wenn ein grösserer Verstellbereich gefordert wird, können gewisse Änderungen notwendig werden, um der sich ändernden Impedanz der Phasenschieber-Rückkopplungsschaltung 27A Rechnung zu tragen oder es können Vorkehrungen für eine koordinierte Verstellung der Kapazitätswerte der Kondensatoren C2 und C3 getroffen werden.
The present invention relates to a speed control device for a power plant which contains a drive machine operating at a variable speed.
which drives an output shaft, the speed of which can be regulated by a speed setting device controlled by an electrical control signal and the like. which is coupled to an electrical generator which supplies an electrical signal, the frequency of which represents the actual shaft speed.
There are many applications for electrical regulators that supply a correction or error signal corresponding to the deviation of the frequency of an input AC voltage from a setpoint value, especially when the frequency of the input signal is an exact analog of the speed of a shaft. The possible applications are particularly diverse if the controller does not require an additional power source. is adjustable, works accurately over a wide temperature range, and contains only readily available components. One of the main areas of application for such regulators is the AC electrical system of an aircraft, which supplies the various instruments and other devices with electrical power.
The aircraft's engines are available as a power source, the speed of which changes over a wide range between take-off and landing. In a typical system of this type, the on-board power supply generator of the aircraft is driven by a variable-speed drive motor, which in turn is driven by the aircraft engines via a mechanical, hydraulic or pneumatic connection. The frequency of the alternating voltage used to supply the aircraft must be kept constant within about a percentage or less in order to ensure that it is faultless
Ensure the operation of the instruments and other facilities.
There are numerous other uses for control systems of the type indicated above. In paper mills and steel mills it is e.g. required to so drive a number of shafts in precise synchronism.
that the relative dreli number deviations practically disappear, at least in the time average. Similar requirements are also made in other industrial applications and precise speed control is also required in emergency power supplies for laboratories and the like.
Other systems are required where the frequency of an electrical signal or the speed of a rotating shaft must be precisely controlled.
In many applications of this type it is convenient or desirable to use the controlled rotating shaft as the power source for the control system. In the electrical installation of an aircraft it is e.g. is a significant advantage when no separate power source is required. For many applications it is also particularly desirable to have a precision speed controller that has a low power requirement so that it can be operated from a power supply.
which in turn can be fed by the limited output power of a signal generator that supplies the speed information for the controller.
The present invention is intended to provide a very accurate speed control device for a power plant with a prime mover and an associated speed control device, which is characterized by an overall high accuracy of the speed control and contains relatively simple and cheap electronic control circuits and which have such a low level Power consumption has that both the information and the operating power for the controller can be obtained from an input signal of limited amplitude.
According to the invention, this object is achieved by a speed control device which is characterized by a synchronous demolator with an electronic semiconductor switch, which has a signal input, a switching input and an output; a switching signal generator fed with the electrical signal from the generator, which generates an at least approximately square-wave switching signal of the same frequency as this electrical signal from the generator, which is fed to the switching input of the electronic switch to switch it on and off in the alternating half-waves of the switching signal;
a phase shifter network connected with its output to the input of the electronic switch, which contains a phase shifter circuit and shifts the phase of the signal supplied to its input from the generator at a predetermined frequency of this signal by an odd multiple of 990, while the phase shift changes if the frequency of the electrical signal changes from the predetermined frequency at least approximately monotonically with the frequency;
; and a filter circuit which is connected to the output of the electronic switch and supplies a DC control voltage, the amplitude of which changes as a function of the frequency of the electrical signal at the signal input of the electronic switch, to keep the speed of the shaft constant to the speed adjusting device.
It is expedient if the phase shifting network has an amplifier which contains a negative feedback path with a notch filter and a frequency line with a peak at a frequency which approximately corresponds to the natural frequency of the notch filter.
In the following, exemplary embodiments of the invention are explained in more detail with reference to the drawing; show it
1 shows a block diagram of a speed control device for a drive machine;
Fig. 2 is a simplified circuit diagram of an electrical precision speed control device:
Fig. 3 is a circuit diagram of a further electronic precision speed control device:
:
4 shows characteristics of a frequency reference circuit which is used in the speed control device according to FIGS. 2 and 3;
5 shows a graphic representation of the relative gain as a function of the frequency deviation for the operating range of the speed control device according to FIGS. 2 and 3;
;
6 shows a graphic representation of the course of various signals as they occur when a synchronous demodulator is operated in the speed control device according to FIG. 3 at a predetermined operating frequency and
FIG. 7 shows a representation, similar to FIG. 6, of the time course of signals as they occur with a predetermined frequency deviation.
1 shows a block diagram of a power plant 10 with a speed control device. The power plant 10 contains a variable-speed drive machine 10, which can contain a hydraulic motor with a mechanical overspeed shut-off valve, which is equipped with an electro-hydraulic servo valve used to change the speed. The servo valve used to change the speed is shown separately in FIG. 1 as the speed part device 15. A hydraulic motor of this type has a continuously variable displacement, which is determined by the servo valve.
The use of a hydraulic motor of this type with variable displacement reduces overheating problems and the like. Pressure medium requirement is considerable over a wide speed range while the engine is operated at constant speed, and makes an advantageous primary prime mover for use in the on-board electrical system of an aircraft and other applications where high accuracy and reliability over long periods of time are required.
As the drive machine 11, a completely different device can of course also be used than the above-mentioned hydraulic motor of variable heeling Ver. The prime mover 11 can e.g. be an electric motor of variable speed, which is fed by a conventional power source, in which case the speed setting device 15 can contain an electric actuator which is connected to the field winding of the motor.
The drive train 11 can furthermore contain a variable speed transmission which is connected to any mechanical drive device and equipped with a speed adjusting device controlled by an electrical signal, which adjusts the transmission ratio. In all cases, the drive machine 11 is used to drive a shaft 12 (from output shaft) and is equipped with a speed control device
15, which is controlled by an electrical signal in order to keep the speed of the shaft constant.
The shaft 12 of the prime mover 11 drives an alternating voltage generator 13. In some applications, the alternating voltage generator 13 can contain a conventional rotating generator which is capable of delivering considerable power, such as in the electrical system of an aircraft, in a stationary alternating voltage network and other comparable applications. However, if the shaft 12 is not used to drive an electrical machine but a mechanical load, the alternating voltage generator 13 can be a small auxiliary generator that is provided exclusively for the purpose of regulating.
The alternating voltage generator 13 can even consist of a single magnet actuated by the shaft 12 and a pick-up coil, as is common with speedometers and other speed sensors. As an alternating voltage generator 13, practically any simple converter can be used that supplies an output signal whose frequency depends on the speed of the shaft 12.
The output voltage of the generator 13, which can be viewed here as the primary electrical signal and is to be referred to as the actual speed value signal, is fed to a very precise electronic control device, also called controller 14, which generates an electrical control signal, the amplitude of which is dependent changes from the frequency of the actual speed value signal. This control signal is a variable DC voltage that the speed setting device
15 is fed to the speed of the shaft 12 of the
To keep drive machine 11 constant.
In the system shown in FIG. 1, a power supply 16 is also coupled to the AC voltage generator 13 and generates operating voltages for the electronic controller from the actual speed value signal from the AC voltage generator 13.
The electronic controller 14 is shown in simplified form in FIG. 2, on the basis of which the operating principle of the speed control device is to be explained. The control device 14 shown in FIG. 2 contains two input terminals 21 and 22 to which the primary AC voltage signal, that is to say the speed list value signal from the AC voltage generator 13 (FIG. 1) is fed. Terminal 21 is connected to one connection of an input resistor 23, the other connection of which is connected to an input terminal 31 of an operational amplifier 24 which belongs to a phase shifting network 25.
The operational amplifier 24 is also connected to the other input terminal 22 and has an output terminal 26 which is connected to a phase shifter feedback circuit 27.
The phase shifter feedback circuit 27 contains a bridged T-notch filter with two capacitors 28 and 29 which are connected in series between the output terminal 26 of the operational amplifier 24 and the input terminal 31. The connection point of the capacitors 28 and 29 is connected to the input terminal 22 of the controller via a resistor 32. Another resistor 33 is connected in parallel to the two capacitors 28 and 29.
The characteristic of the notch filter formed by the phase shifter feedback circuit has a sharp peak at a given operating frequency, so that a corresponding characteristic is obtained for the phase shifter network 25, which has a similar but inverted peak. The bridged T-notch filter has particularly useful operating properties; other filter circuits can of course also be used.
The controller 14 shown in FIG. 2 also contains a synchronous modulator 34 with a translistor 35, the emitter of which is connected to the input terminal 22. The collector of transistor 35 is connected to the output terminal 26 from the operational amplifier 24 via a blocking diode 36. In addition, the Kol lector of the transistor 35 is connected via a resistor 37 to an operating voltage source B +. The base of the transistor 35 is connected to the output of a switching signal generator 38, the input of which is connected to the input terminals 21 for the actual speed value signal.
The output signal of the synchronous demodulator 34 is from a terminal 39 at the collector of the transistor
35 removed and a filter and amplifier circuit 41 supplied. Output terminals 43 and 44 are connected to the filter and amplifier circuit 41, which in turn are connected to the speed control device 15 (FIG. 1).
In operation, the switching signal generator 38 generates a
Switching signal with a substantially rectangular waveform with an operating frequency which corresponds to that of the actual speed value signal 45. The rectangular-wave-shaped switching signal is fed to the base of the transistor 35, which works as an electrical switch. The switching signal thus switches the electronic switch containing the transistor 35 on and off in alternating half-waves corresponding to the alternating half-waves of the actual speed value signal at the input terminals 21 and 22.
The phase of the input signal containing the actual speed value signal 45 is determined by the phase shifter network 25 at an operating frequency. which is determined by the impedances of the capacitors 28 and 29 and the Wi resistors 32 and 33 in the phase shifter feedback circuit, shifted by 900. The phase shift is exactly 900 at the desired operating frequency (setpoint frequency) of the actual speed value signal 45 and changes monotonically if the operating frequency deviates from the setpoint frequency. The synchronous demodulator 34 is a simple circuit of this type: the phase shift network 25 and the synchronous demodulator 34 thus together form a complete frequency discriminator.
The waveform of the actual input signal of the synchronous demodulator 34 is shown in FIG. 2 by the curve 46, while a curve 47 shows the waveform of the demodulator output signal before filtering. The course of the Schaltsisgnals. associated with the demodulator output signal 47 is represented by a dashed line 48. It can be seen that the actual output signal 47 is generated only during every second half cycle of the switching signal 48 and thus during every second half cycle of the actual rotation value signal 45.
During the half-waves in which the transistor 35 of the synchronous demodulator is blocked, the curve 47 corresponds to the AC voltage output signal of the phase shifter network 25 during this interval and the mean value is the same that would occur without an AC voltage signal at the output of the phase shifter network 25. In the alternating half-waves, the output signal of the demodulator is approximately equal to zero; the part of the input signal that has been left out is represented by the dashed curve part 49.
In the first half cycle, when the t-transistor 35 is blocked. the AC voltage component changes according to the curve 47 with changes in the frequency and thus the phase of the signal 46 from the phase shifter network 25 so that it more or less matches the phase of the switching signal 48 or differs from it. As a result, the mean value of the output signal of the synchromesh demodulator 34 increases or decreases with the frequency changes of the speed monitor signal 45.
These changes of the hfiffelvertes raise corresponding changes in the amplitude of the DC voltage output signal of the filter and Ver amplifier circuit 41 and represent an effective DC voltage regulating or control signal that the speed adjusting device 15 (Fig. 1) to control the speed of the prime mover 11 can be fed.
3 shows a more detailed circuit diagram of a further electronic control device 14A. In this embodiment, an input terminal 22A is connected to ground. The other input terminal 21A is connected to a resistor R1, to which a resistor R2 is connected in series, which in turn is connected to an input terminal 31A of a phase shifting mechanism 25A. The connection point of the resistors de Rl and R2 is connected to ground via a capacitor C1.
The phase shifter network 25A contains an operational amplifier 24A with four transistors Q1, Q2, Q3 and Q4. The base of the first transistor Q1 is connected to the input terminal 3 1A. The emitter of the transistor Ol is connected to a resistor R8 which leads to a terminal at which a negative DC voltage C - is applied. The emitter of the transistor Q1 is connected to ground via a diode CR1 polarized as shown. The collector of the transistor Q1 is connected via a resistor R5 to an operating voltage source to which a positive operating voltage B + is applied.
The collector of transistor Q1 is connected to the base of transistor Q2. The emitter of transistor Q2 is connected to ground and the collector is connected to B + through a resistor R6. The collector of transistor Q2 is also coupled to its base through the series connection of a capacitor C4 and a resistor R7. The collector of transistor Q2 forms the one output terminal 26A of phase shift network 25A.
The collector of the transistor Q2 is connected to the base of the third transistor Q3 through a Wi resistor R9. The base of the transistor Q3 is also connected to the voltage C - via a resistor R12. The emitter of transistor Q3 is connected to ground u. the collector is connected to B + via a resistor R13. A negative feedback resistor R11 is connected between the collector and the base of the transistor Q3. The collector of transistor Q3 forms a second output terminal 26B of phase shifting network 25A.
The collector of transistor Q3 is connected to the base of fourth transistor Q4 of operational amplifier 24A. The transistor Q4 forms part of a phase shift feedback circuit 27A. The collector of transistor Q4 is connected to B +.
The emitter of transistor Q4 is connected to C - via a parallel circuit made up of a resistor R14 and a capacitor C6, as well as a resistor R15. The side of the R-C parallel bond consisting of the resistor R14 and the capacitor C6 facing away from the emitter is also connected to a bridged T-filter circuit. which contains the series connection of two capacitors C3 and C2, of which the capacitor C2 is connected to the input terminal 31A of the operational amplifier.
The series connection of the capacitors C2 and C3 is bridged with a resistor R4. The connection point of the capacitors C2 and C3 is connected to the grounded E. input terminal 22A via a resistor R3.
The control device 14A includes a multi-stage synchronous demodulator 34A with transistors Q5 and Q6 which form two electronic switches. The emitters of the transistors Q5 and Q6 are connected to one another and connected to C - via a resistor R21.
The collector of the transistor Q5 is connected to a diode CR8. which is connected to B + via a resistor R17. Furthermore, the collector of the transistor OS is connected to B + via a diode CR9, which is connected in series with a resistor R18. In a corresponding manner, the collector of the transistor Q6 is connected to B + via a series circuit made up of a diode CR10 and a resistor R19 and a series circuit made up of a diode CR11 and a resistor k20.
The first output terminal 26A of the phase shift network 25A is connected via a diode C-R4 to a terminal 61 in the synchronous demodlulator 34A, which represents the connection point of the resistor R17 and the diode CR8. The terminal 26A is also connected via a diode CR5 to a terminal 62 in the synchronous demodulator 34A, which is formed by connecting the resistor R19 to the diode CR10.
The other output terminal 26B of the Pllasenlschieber- network is connected via a diode CR6 to a terminal 63 in the synchronous demodlulator 34A, which is formed by the connection of the resistor R18 to the diode CR9. The terminal 26B is also connected via a diode CR7 to a terminal 64 at the connection point of the resistor R20 with the diode C11.
The terminal 61 of the synchronous demodulator is connected to a first synchronous demodulator output terminal 39A via a resistor R22. Terminal 64 is connected in a corresponding manner to an output terminal 39A via a resistor R25. The terminals 62 and 63 inside the synchronous demodulator are in turn connected to a second synchronous demodulator output terminal 39B via resistors R23 and R24, respectively. The output terminal 39A is connected to ground via a capacitor C8, while the output terminal 39B is coupled to ground in a corresponding manner via a capacitor C7.
The switching signal generator 38A of the controller according to FIG. 3 contains a resistor R16 which is connected between the input terminal 21A and the base of the transistor Q5. The switching signal generator also includes two oppositely polarized diodes CR2 and CR3 which are connected between the base of transistor Q5 and ground. The base of transistor Q6 is grounded.
The filter and amplifier circuit 41A of the regulator 14A is a symmetrical differential amplifier with four transistors Q7, Q8, Q9 and Q10. The input circuit of one side of the filter and amplifier circuit 41A contains a resistor R27 which is connected between the terminal 39B and the base of the transistor
Q7 is switched. The base of the transistor Q7 is also connected to a resistor R28 which is connected to C- through a resistor R30.
The collector of transistor Q7 is through a resistor
R35 connected to B +. The emitter of the transistor
Q7 is connected to the emitter of the corresponding transistor
Q10 in the other half of the amplifier and both are connected to C - via a resistor R38.
The collector of transistor Q7 is connected to the base of transistor Q8. The emitter of the transistor Q8 is connected to a resistor R31 to which a capacitor C9 is connected in series, which leads back to the base of the transistor Q7. The feedback circuit at this stage of the filter and amplifier circuit 41A also includes two resistors
R33 and R32, which are connected in series and from
Lead emitter of transistor Q8 back to the base of Tran sistor Q7. The connection of the resistors R32 and R33 is connected to ground via a series circuit of a capacitor C10 and a resistor R34.
The emitter of the transistor Q8 is also connected to a resistor R36 which in turn is connected to a resistor R37 which leads to the emitter of the output transistor Q9 in the other half of the filter and amplifier circuit 41A. The connection of resistors R36 and R37 is connected to C - via a resistor R39.
The tE, input transistor Q10 in the other half of the filter and amplifier circuit 41A is with his
Base connected to output terminal 3 9A of the synchronous demodulator via a resistor R26.
The base of the transistor Q10 is also connected to a resistor R29, which has a resistor
R30 is connected to C -. The collector of the transistor Q10 is connected to B + via a resistor R40 and connected to the base of the transistor Q9.
The second stage of the filter and amplifier circuit
41A contains a feedback and filter circuit with a series connection of a resistor R41 and a capacitor C11 leading from the emitter of the transistor
Q9 leads back to the base of transistor Q10. A parallel feedback branch is formed by a series circuit of resistors R42 and R43, de ren connection via a series circuit of one
Capacitor C12 and a resistor R44 connected to ground.
The output terminals 43A and 43B of the filter and
Amplifier circuit 41A are connected to the collectors of the
Transistors Q8 and Q9, respectively. In the embodiment shown in Fig. 3, the speed adjusting device 15A is a servo valve that has two control coils
71 and 72 contains. The control coils 71 and 72 are in
Series connected between the output terminals 43A and 43B of the controller 14A. The connection of the control coils 71 and 72 is connected to a third terminal 44A which is connected to B +.
The control device shown in FIG. 3 is designed for a two-coil servo valve as a load or speed adjusting device 15A, with the full Htubdif- ferenz of the output signal at the output terminals
43A and 43B were eight milliamperes DC; the nominal value of the live voltage B + supplying the power was 16 volts and the negative voltage
C - 8 volts, but the control device still worked perfectly with a minimum operating voltage of 19
Volts and a maximum operating voltage of 31
Volt.
The nominal value of the AC voltage supplied to terminals 21A and 22A (actual speed signal) was ii volts; The operating frequency range of the controller 15A was between several hundred Hertz and a few thousand Hertz with a static accuracy of one percent and the possibility of adaptation
Systems with different dynamics. The control device 14A works as a real FreqiuenzdisklrimlinMof uno generates an electrical signal at the terminals 43A and 43B
Output signal that is an approximately linear function of the frequency of the AC voltage at terminals 21A and 22A.
In particular, the control device 14A supplies a .Differential A 'output direct current that is largely proportional to the deviation of the
AC voltage supplied to terminals 21A and 22A is of a fixed reference frequency. The primarily intended application was to control the speed of a shaft coupled to an electrical generator, with either the rotation of the shaft or the generator voltage representing the usable output of the system.
The fixed reference or setpoint frequency of the regulating device 14A is determined by the natural frequency of the passive RC network with resistors R3 and R4 and capacitors C2 and C3, which the bridged T-notch filter in the feedback branch of
Form operational amplifier 24A. If the phase shifter feedback circuit 27A is built or trimmed with the required precision, changes in other components of the control device shown in FIG. 3 are of very secondary importance
Effect on frequency stability.
The sensitivity of the control device 14A with regard to the amplitude of the output current as a function of frequency deviations of the input signal is well stabilized for a constant input amplitude. However, the sensitivity is somewhat proportional to the input signal split.
! The static response characteristics of the control device 14A according to 'Fig. 3 is monotonous and reliable, since the correct polarity of the output signal is obtained even if the frequency of the input signal deviates from the nominal frequency. The correct polarity is practically guaranteed from the frequency zero to frequencies in the ultrasonic range. The response behavior remains correct even with input amplitudes that are considerably below the nominal value down to about 10% of the nominal amplitude, even if the sensitivity decreases.
A controller of the type shown in FIG. 3 is thus able to take over the control in the correct sense shortly after the power plant 10 has been started from the idle state. Of course, the controller 14A can only take over the servo valve of the speed adjusting device 1 5A (FIG. 3) when power is available and the supply voltage is sufficient for the operation of the semiconductor components contained in the controller.
Tuned operational amplifier 24A has a single ended input with an input circuit connected to the base of transistor Q 1, but it provides differential or push-pull output signals at output terminals 26A and 26B. A negative feedback occurs through the precision notch filter in the phase shifter feedback circuit 27A, which gives the operational amplifier 24A a frequency-selective behavior.
Since only a few critical components are required in the essential frequency selective circuit, the phase shift feedback circuit 27A, a good frequency stability results; the essential components C2, C3, R3 and R4 are available in a highly stable version. The overall characteristic of the phase shifter network 25A with the operational amplifier 24A and its frequency-selective I-phase shifter feedback circuit 27A approaches a classic, subcritically damped function of the second order.
The amplifier thus has a low-pass characteristic with a pronounced peak at an operating frequency just below the I natural frequency of the filter of the phase shifter feedback circuit 27A with a phase shift of 900 at the I natural frequency. In the range of this frequency the phase shift changes strongly and approximately linearly.
The push-pull output of the operational amplifier 24A enables a target path demodulation in the synchronous demodulator 34A and the like. contributes to symmetry u. Stability of the circuit. The sharply tuned low-pass characteristic of the phase shifter network 25A, which corresponds approximately to that of a sharply tuned band filter, greatly reduces the influence of any interference or harmonics in the input signal of the controller.
The operational amplifier 24A is connected in the manner customary for such amplifiers, with such an output being used that the feedback acts as negative feedback (as opposed to positive feedback). The transfer characteristic of the phase shifter network 25A is essentially the inverse of that of the phase shifter feedback circuit 27A. Typical characteristics are shown in FIGS. 4 and 5.
The main purpose of the phase shifter feedback circuit 27A composed of capacitors C2 and C3 and resistors R3 and R4 is to produce a rapid and stable change in phase as a function of frequency. The capacitors are the same and the resistors have a fixed resistance ratio, in the illustrated embodiment the ratio is R4 / R3 = 100. The phase shifter feedback circuit 27A is a bridged T-notch filter to which an input voltage is supplied and which supplies an output current , i.e.
the output is connected to a virtual short at the point of failure of operational amplifier 24A.
The characteristic of the operational amplifier 24A under these circumstances is a curve of the third order (see FIG. 4): a strongly subcritically damped quadratic delay with a single lead. the blocking frequency or critical frequency of the lead is five times the natural or resonance frequency of the quadratic lag or delay. The damping factor of the square part is 0.1; the transmission factor at the top of the notch is therefore approximately five times the transmission factor in the low-frequency range. The phase response or the ratio of the phase angle to the frequency is about 10.
The phase changes by 0.1 radians with a frequency change of one percent.
In every second order system with a pronounced peak or notch, there is a natural frequency or natural frequency that is very close to the frequency of the peak or notch, but is not identical to it (the two frequencies, however, coincide with vanishing attenuation). This difference should be taken into account.
For the specified components of the bridged T filter of the phase shifter feedback circuit 27A (1) C = C2 = C3 and (2) R '= j / R3 i4 results as the natural frequency fn of the filter
1 (3) fn =
2, wR'C
At the natural frequency, the phase delay is by definition 900 and the relative gain factor (based on the value at low frequencies) is, as mentioned, approximately five. As FIG. 5 shows, the peak of the amplifier characteristic occurs at a somewhat more mediocre frequency. where the phase delay is slightly smaller and the gain is slightly larger.
The basic characteristic of operational amplifier 24A is changed by the lead term (Fig. 4). This results in a further small phase delay at a frequency of the maximum. In fact, the frequency at which the composite maximum occurs shifts somewhat inferior to this term, but the effect is negligible. The phase response that this factor contributes is also very small.
To achieve a symmetrical response around the operating frequency and increased frequency stability, operation at the frequency of the peak (rather than on the flank of the curve having the peak) is preferred. The circuit works at the frequency. in which the phase shift is 900. The phase can easily be corrected by a small correction input delay (FIG. 4), which is implemented by inserting the capacitor C into the input circuit (FIG. 3). The time constant of this correction factor is chosen so that it contributes an additional limited phase delay at the frequency of the peak. Here, too, the frequency shift of the peak of the characteristic curve is negligible.
The relative gain factor is, however, reduced somewhat, the additional phase response that is introduced by this term is very small.
The phase shift at the frequency of the peak is now 900 and so the formwork arrangement is working here; the operating frequency f0 is about 0.99 fn and the relative gain factor is a total of 4.9 (FIG. 5). the inclination runs in such a S, that the delay increases with increasing frequency and is a first approximation of 5.80 percent frequency shift.
The gain drop and the phase shift associated with the frequency change have an impact on the dynamic behavior of the system. The effect is approximately that of a simple delay that acts on the modulation frequency (not the input or carrier frequency) with an interruption frequency equal to half the bandwidth. This half of the bandwidth is equal to the damping factor multiplied by the input frequency, in this case 40 Hertz.
The most frequently required change in such a controller is the setpoint or operating frequency. The values of the main components of the network resulting for a given frequency result from equations (1) to (3) and the relationship between f0 and fn as well as the relationships between R3 and R4 as well as C2 and C3. For practical reasons, it is much more useful to use the same capacitance values, since it is much easier to get piracision resistances of the desired values.
The impedance of the phase shifter feedback circuit should essentially remain unchanged. In order to change the operating frequency, it is therefore best to determine a reasonable capacitance value that roughly satisfies equation (3) with existing resistance values (in the vicinity of 400 and 40,000 ohms) and then to calculate the specific resistance values required. The accuracy requirements for these four circuit components are primarily determined by the requirements for static frequency accuracy.
However, there is a secondary effect that a deviation from the dimensioning ratios influences the gain or sensitivity of the circuit. Finally, the resistors R1 and R2 and the capacitor C1 are dimensioned with regard to a sufficient phase correction. For these three circuit components, a tolerance of 5% is sufficient for most applications.
Changing the various ratios affects sensitivity and signal levels and is not recommended. A change in overall sensitivity is best effected in the output amplifier. Substantial changes in sensitivity can make major changes to the design necessary.
The two transistors Q5 and Q6 form the electronic switches for the synchronous demoldulator, r 34A, they also form part of the switching signal generator 38A. The two transistors together with the other components of the switching signal counter generator and the diodes CR4 to CR11 attached to the groups result in a complete phase-sensitive synchronous modulator. The phase sensitivity is the essential property with regard to the operation of the control device 14A as a whole and has the consequence
that the combination of the phase shift network 25A and the synchronous demodulator 34A works as a frequency discriminator.
The input of the synchronous demodulator 34A are D> ifferenz AC voltage signals from the output terminals 26A and 26B of the operational amplifier 24A; these AC voltage signals each contain a DC voltage component. The synchronous demodulator generates a differential or counter-clock output equal voltage at terminals 39A and 39B, on which a large and essentially constant alternating voltage component of double frequency is superimposed. The difference between the output DC voltages is zero at the selected output frequency and changes essentially with the phase and thus with the frequency deviation.
The polarities of the output signal at terminals 39A and 39B are opposite for deviations in frequency above or below the selected operating frequency. The output signal of the synchronous demodulator 34A is generated from four partial signals which appear at the inner terminals 61, 62, 63 and 64 and are combined in the subsequent resistor network from the resistors R22 to R25. It should be noted that the output signal at terminals 39A and 39B is a direct current only under static conditions and becomes a variable alternating voltage signal in the dynamic case.
Figures 6 and 7 provide a more complete and accurate picture of the operation of the synchronous demodulator 34A for two different frequencies. The vibrations shown in FIG. 6 apply in the event that the input signal of the control device 14A corresponds exactly to the frequency or setpoint frequency determined by the design. Under these circumstances, the input signal of the diodes CR4 and CR5 has the form of the wave 81, namely a sine wave with a DC voltage component 82; this signal is shifted 1800 in phase with respect to the corresponding input signal 83 on diodes CR6 and CR7.
As a result of the switching of transistors Q5 and Q6, the signal appearing at terminal 61 has the form shown by curve 91 in FIG. 6, while the voltage appearing at terminal 62 is shown by curve 92. Curves 93 and 94 in Fig. 6 show the ratio measured at terminals 63 and 64, respectively.
In FIG. 6, the output signal appearing at terminal 39A is shown by curve 95; it consists of a combination of signals 91 and 94 from terminals 61 and 64, respectively. The course of the output signal at terminal 39B is shown by curve 96 -tellt. it arises from the addition of signals 92 and -93 at the inner terminals 62 and 63. The two output signals 95 and 96 each have a direct voltage component which is the same for the two output signals.
FIG. 7 shows the same signals as FIG. 6, however, for the case that the frequency of the input signal deviates from the operating frequency or setpoint frequency of the control device 14A, an error of approximately 8% was assumed. Under these circumstances, the input signal to diodes CR4 and CR5 contains oscillation 101 and it is again shifted 1800 in phase with respect to input signal 103 to diodes CR6 and CR7. The signal at terminal 61 is represented by a curve 111; the voltage appearing at terminal 62 corresponds to curve 112; the signal at terminal 63 has the course of curve 113 and the voltage at terminal 64 that of curve 114.
The output signal at terminal 39A is shown by a curve 115 and corresponds to the combination of signals 111 and 114 from terminals 61 and 64. The course of the output signal at terminal 39A is shown by curve 116, this output signal consists of the sum of the Signals 112 and 113 on inner terminals 62 and 63, respectively.
The AC voltage component shown in FIGS. 6 and 7 at the output of the synchronous demodulator 34A is quite unusual since it is essentially constant instead of changing in the amplitude of the useful output signal. Under the operating conditions prevailing at the desired operating frequency, a considerable proportion of AC voltage occurs (Fig.
6) which changes only slightly even with a considerable frequency deviation, as FIG. 7 shows. The main component of the AC voltage component has a frequency that is twice the operating frequency. In a special embodiment of the control device with the above-mentioned impedance values, the peak value of the AC voltage component was approximately 2 volts. The AC voltage component in the differential input to the filter and amplifier circuit 41A is added and is therefore twice this value.
In order to reduce the alternating voltage component to a negligible level. must be heavily filtered. If one disregards any excess in the filter and amplifier circuit 41A with regard to the design of the dynamic behavior. so the amplitude of the alternating voltage component is equal to the useful signal. that the synchronous demodulator supplies I with a frequency deviation of 14%.
The filtering represents one of three important properties of the filter and amplifier circuit 41A. The others consist of a DC voltage amplification, which result from the requirements of the speed divider 15A, and a lead compensation.
In order to ensure reliable operation and a long service life of the speed adjusting device 15A, the AC voltage component in the output signal fed to the adjusting device should be limited. In a typical servo valve, the peak value of the AC component should not exceed 5% of the full DC control current. In order to keep the start-up speed high, the filtering should be carried out with a minimum of phase delay and amplitude drop in the operating frequency range, which extends into the vicinity of 10 to 20 Hertz.
In the circuit shown, the filtering takes place in two stages. The first stage is through the capacitor C7 for one side (and the I capacitor C8 for the other) of the amplifier 41 together with the one resulting from the parallel connection of the resistors R23, R24 and R27 equivalent resistance formed. The second filter stage for the same side of the filter and amplifier circuit 41A results from the feedback capacitor C9. The small resistor R31 in series with the capacitor C9 serves to suppress interfering oscillations and can be disregarded with regard to the filtering effect.
The two filter stages sufficiently reduce the alternating voltage or hum.
With regard to the lead compensation in the filter and amplifier circuit 31a, it should be noted that a gain increase is necessary for a phase lead. The increase in the degree of amplification (and thus in the lead) may only go up to frequencies as high as is absolutely necessary, since this increases the amplification factor for the alternating component.
In the circuit arrangement shown, this restriction is circumvented by a compromise in other respects. The feedback branch with the resistors R32 and R33 on one side is bridged to ground at the connection of these resistors by the capacitor C10, which is used for the lead. The negative feedback thus continuously decreases with increasing frequency, the gain increases and the phase leads. The critical frequency is u by the capacitor ClO.
a resistance. which is equivalent to the lead of a parallel connection of the resistors R32 and R33. In a typical circuit, the critical lead frequency (termination frequency) can be about 3 Hertz. The AC component is not directly influenced by this gain, since the gain at the frequency of the AC component is determined by the capacitor C9 and not by the feedback through the resistors R32 and R33. The configuration resulting from the capacitors C9 and C10 as well as the resistors R32 and R33, however, forms a bridged T-notch filter network with all the typical properties of such a filter circuit.
In particular, the feedback has a dip and the gain has an undesirable maximum.
The amplitude of this maximum is, if it is not otherwise limited, a factor equal to the square root of the capacity ratio, i.e. approximately 20.
This maximum is reduced by the resistor R34 used for damping. The result is a complex characteristic with a lead term and a subcritically damped quadratic lag with a damping factor that is slightly less than one. The damping factor is i.a. through the resistor R34 and the necessarily relatively small loop gain of the part of the operational amplifier containing the transistors Q7 and Q8 at the natural or natural frequency. A precise analysis of the overall characteristic would be relatively laborious and the final impedance values will therefore be determined experimentally.
The controller 14A shown in Fig. 3 can easily be modified for a two-phase (1200) input signal instead of the single-ended input signal. For this, the connection of the resistors R1 and R2 is connected via a resistor R47 to an additional input terminal 21B and a resistor R48 is connected between the terminal 21B and the base of the transistor Q5: the value of the resistor R2 becomes reduced to half the usual value.
The power requirement of the entire control device 14A as shown in Fig. 3 is about 0.75 watts when using the components specified below. The input signal from the alternating voltage generator 13 can therefore serve as a convenient source for this small amount of power, even if the alternating voltage generator is a relatively simple magnetic pick-up or similar converter,
In the following, for example, values for the circuit parameters of the control unit 14A shown in FIG. 3 are given for an operating frequency of 400 Hertz:
asymmetrical symmetrical resistors power- power supply supply R1 390 k # 300 kQ R2 360 kQ 300 kQ R3 394 # R4 39.4 kQ R5 100 k # R6 4.7 kQ 5.6 k # R7 680 # R8 18 kQ R9 20, 0 k # 43.2 kQ R11 22.1 k # 47.5 kQ R12 15.4 k # 60.4 kQ R13 6.2 kQ 8.2 kQ R14 2.7 kQ 3.9 k # R15 3.6 k # 10 k # R16 6.8 kQ
R17, R18, R19, R20 7.5 kQ 12 kQ R21 1.5 kQ 5.1 kQ R22, R23, R24, R25 40.2 kQ 47.5 k # R26, R27 10 kQ 10 kQ R28, R29 10 kQ 8.2 k # R30 5.6 k # 20 kQ R31, R41 1 k # R32, R33, R42, R43 20 kQ R34, R44 510 R35,
R40 27 k # R36, R37 180 Q 220 # R38 4.3 kQ 13 kQ R39 360 Q 1.0 kQ
Resistors for the two-phase version R2 180 kQ 150 k # R47 390 kQ 300 kQ R48 6.8 kQ asymmetrical symmetrical resistors power / power supply
Capacitors C1 1500 pF C2, C3 0.1 llF C4 150 pF C6 10 F C7, C8 0.68 F C9,
Cll 0.012 liF C10, C12 4.7 pF
Semiconductor components All transistors 2N2222A All diodes 1N4446
Power supply B + + 16 V + 15 V C- - 8 V - 15 V
Speed adjustment device 15A servo valve with 2 coils, 1000 # / coil.
The tolerances of the components of the filter of the phase shifting feedback circuit 27A should preferably be 1%. Of course, the structure of the bridged T-filter can be changed, in particular by reversing the ratios of the resistors and capacitors, as in the case of the filters in the filter and amplifier circuit 41A.
As mentioned in connection with FIG. 1, it is expedient to provide a power supply 1'6 as the power source which receives its power from the primary signal, that is to say the actual speed value signal, which the control device 14 controls. A major advantage of such a self-contained arrangement is its simplicity.
The entire control device with the units 14 and 16 then only has two sets of connections, namely for the primary input signal (actual value signal) and the controller output signal. The control system is completely free of any connections with other electronic devices. Furthermore, there need not be any source of electrical power other than the primary signal or actual value signal if the power plant does not contain other electronic devices, e.g. is the case with a fully hydraulic system.
A useful by-product of the self-powered arrangement according to FIG. 1 is the natural compatibility between the signal voltage and the supply voltage supplying the power when the amplitude of the primary or actual value signal changes. In applications where high accuracy is required and the primary or actual value signal is generated by a regulated generator, the supply voltage from the power supply 16 for the regulating device 14 is kept constant. Although this is not essential for the transmission of the regulating device 14, it eliminates small secondary sources of error and thereby increases the accuracy as a whole.
In all applications, the power plant has to be started up from the idle state at some point, or major changes in the operating state can occur for other reasons. In such situations, the connection between the signal and supply voltages prevents the controller from being brought into undesired operating states that it cannot leave again by itself. The system described ensures effective regulation of an input voltage of roughly 10% of the normal nominal value and thus ensures that regulation begins shortly after starting.
Even if certain operating characteristics such as gain and maximum output amplitude are small under these circumstances, there is a usable output signal with reliable amplitude and correct polarity, which causes actuation in the correct sense.
The electronic control device according to the invention does not require a low-harmonic sinusoidal oscillation as the primary or actual value signal. The phase shifting networks 25 and 25A have the properties of a low-pass filter, which prefers the fundamental frequency and attenuates the harmonics. In addition, the synchronous demodulator 34A primarily only responds to the fundamental frequency and ensures a differentiation from the straight form of distortion that occurs most frequently in other signal sources, such as pulse pickups with coils and magnets.
The only disadvantage of a distorted primary or actual value voltage is a certain impairment of the accuracy due to secondary sources of error, since a change in the waveform of the primary or test value signal can result in a small shift in the zero value.
The control device 14A shown in FIG. 3I can easily be modified into a speed control device with adjustable setpoint speed by using a double potentiometer for the resistors R3 and R4. This is a simple and effective measure for adjusting the operating frequency in a limited range of about 2: 1. If a larger adjustment range is required, certain changes may be necessary to take account of the changing impedance of the phase shifter feedback circuit 27A or Provisions can be made for a coordinated adjustment of the capacitance values of the capacitors C2 and C3.