Circuit générateur d'impulsions La présente invention concerne un circuit générateur d'impulsions à flanc avant raide, notamment pour la commande d'appareils statiques transformant un courant continu en un courant alternatif, tels que des ondulateu:rs, mutateurs, inverters, etc., comportant des redresseurs commandés au silicium, aussi appelés thyristors , thyratrons solides , etc., ci-après appelés de manière non limitative redresseurs commandés .
On sait que de tels appareils peuvent mettre en jeu des puissances de plusieurs kVA.
Dans le brevet français No 1421455 du 30 octobre 1964 est décrit un tel circuit générateur d'impulsions plus particulièrement destiné à fournir à un redresseur commandé compris dans un appareil d'utilisation des impulsions d'extinction de polarité prédéterminée, inverse de celle qui correspond au sens d'amorçage de la con- duction de ce même redresseur commandé.
Le dispositif décrit dans le brevet cité est alimenté à partir d'une source de courant continu et comprend essentiellement un condensateur, un circuit de charge comportant une résistance en série pour charger ce condensateur à partir de la source de courant continu, et un circuit ci-après appelé, pour plus de simplicité circuit de décharge ,
comprenant essentiellement une inductance en série avec un redresseur commandé propre au générateur d'impul sions (ci-après appelé redresseur générateur d'impul sions et par conséquent ne devant être confondu avec le ou les redresseurs commandés faisant partie de l'appareil d'utilisation des impulsions). Ce dernier redresseur com mandé possède une électrode de commande (électrode d'amorçage) soumise à des impulsions périodiques four nies par un générateur extérieur d'impulsions de faible puissance, avec une fréquence de répétition de 50 Hertz par exemple, et joue le rôle d'un interrupteur.
L'induc tance susmentionnée est généralement celle de l'enroule ment primaire d'un transformateur, dont l'enroulement secondaire fournit l'impulsion de puissance relativement élevée désirée, qui sera, pour la clarté du langage, appelée ci-après impulsion de sortie .
L'un des caractères du dispositif décrit dans le brevet précité est l'emploi, aux bornes d'un des enroulements du transformateur, de préférence de l'enroulement secon daire, d'une diode semi-conductrice de type classique, dont la présence fait que le générateur d'impulsions, après avoir été déclenché par une impulsion d'amorçage, ne continue à fonctionner que pendant le temps stricte ment nécessaire à la fourniture d'une impulsion de sortie, de durée et de polarité prédéterminées,
afin d'éviter d'une part des perturbations dans le fonctionnement des redresseurs compris dans l'appareil d'utilisation, et d'au tre part une consommation inutile d'énergie sur la source de courant continu alimentant ce générateur.
Comme mentionné dans le brevet cité plus haut les impulsions de sortie doivent avoir une polarité prédéter minée, ou tout au moins qu'une telle polarité doit être conservée pendant une notable partie de leur durée. Alternativement, leur amplitude doit rester petite pen dant tout intervalle de temps pendant lequel leur polarité est autre que celle désirée, ou, tout au moins, les inter valles de temps pendant lesquels la polarité des impul sions est autre que celle désirée doivent être localisés de façon à ne pas perturber le fonctionnement des appareils commandés.
Le dispositif générateur d'impulsions à flanc avant raide et dont la partie initiale conserve une polarité pré déterminée pendant un intervalle de temps fixé, compre nant un condensateur, des moyens comprenant une résis- tance pour charger ce condensateur à partir d'une source de courant continu, un ensemble comprenant en série une inductance et un redresseur commandé ayant une anode, une cathode et une électrode d'amorçage, ledit ensemble en série étant connecté en parallèle avec ledit condensa teur,
des moyens pour appliquer des impulsions périodi ques d'amorçage à ladite électrode d'amorçage, et des moyens de recueillir à des bornes d'utilisation une tension d'impulsion proportionnelle à celle développée aux bornes de ladite inductance, est caractérisé en ce qu'une diode semi-conductrice est connectée en parallèle audit redresseur, avec son anode et sa cathode respectivement reliées à la cathode et à l'anode dudit redresseur.
Bien que ne fournissant pas strictement des impul sions unipolaires, le dispositif de l'invention satisfait aux conditions requises, en ce sens qu'il fournit des impul sions dont la première partie a un flanc avant raide avec la polarité voulue et une durée suffisante pour agir utile ment notamment pour l'extinction d'un redresseur com mandé;
après quoi cette première partie est suivie d'une seconde partie de polarité opposée à celle désirée, cette seconde partie n'apparaissant cependant qu'après que la première a déjà produit le résultat voulu et n'ayant pas, de toute manière, une amplitude suffisante pour créer des perturbations dans l'appareil d'utilisation. Enfin cette seconde partie est suivie d'une troisième, ayant cette fois de nouveau la polarité désirée.
Le dispositif selon l'invention présente l'avantage de réduire dans de fortes proportions la consommation d'énergie en courant continu et en même temps d'amé liorer la forme d'onde et de mieux fixer la durée des impulsions de sortie produites, dont la puissance de crête doit être relativement élevée.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, un mode d'exécution du dispositif générateur d'impulsions, objet de l'invention.
La fig. 1 est un schéma de principe du circuit du dispositif, et la fig. 2 est un diagramme montrant, en fonction du temps, les valeurs des courants et tensions en divers points du circuit de la fig. 1, afin de faciliter la com préhension du fonctionnement de ce circuit.
Se référant d'abord à la fig. 1, on voit sur celle-ci deux bornes 1 et 2 destinées à être reliées aux deux pôles d'une source de tension continue (non représentée sur le dessin) servant à l'alimentation de l'installation. On a supposé ici que la borne 1 est la borne positive et la borne 2 la borne négative, mais, bien entendu, une telle disposition pourrait être inversée, moyennant que l'on inverse également les sens de connexion du redresseur commandé et de la diode dont il sera parlé plus loin.
A travers la résistance 3 la source connectée entre 1 et 2 charge le condensateur 4. La constante de temps T microsecondes de l'ensemble, égale au produit de la valeur de la capacité 4 exprimée en microfarads par celle de la résistance 3 exprimée en ohms, peut être, comme on le verra plus loin, choisie notablement plus grande que la période de répétition désirée pour les impulsions de sortie.
A l'instant initial où le système commence à fonc tionner, le redresseur commandé 10 n'étant pas amorcé, aucun courant ne le traverse, non plus que l'inductance constituée par l'enroulement primaire du transforma- teur 8, et aucune tension induite n'apparaît aux bornes 17, 18 de l'enroulement secondaire 9 de ce transforma teur, bornes qui sont les bornes de sortie de l'installation.
La variation en fonction du temps t de la tension Vlo développée entre l'anode 11 et la cathode 12 du redres seur commandé 10 est représentée par la, courbe (a) de la fig. 2.
Pendant ce premier stade du fonctionnement, la tension Vlo est égale à celle V, développée aux bornes du condensateur 4, car le redresseur 10 n'a pas encore été amorcé et n'est pas conducteur (partie (c) de la courbe de Vlo). A l'instant t1 où V, et Vlo ont déjà atteint une valeur choisie Vm suffisamment élevée, on applique,
à partir d'un générateur extérieur d'impulsions de très courte durée (non représenté sur le dessin) une impulsion de commande à l'électrode d'amorçage 13 (fig. 1) du redres seur 10. Celui-ci devient subitement conducteur, la ten sion Vlo à ses bornes, jusque-là égale à V, devient prati quement nulle, un courant s'établit à travers 7, dans le sens allant du point 5 commun à 3 et 4 vers l'autre borne 6 du condensateur 4.
Sur le diagramme de la fig. 2 le comportement de la tension V, aux bornes 4 est maintenant représenté par la partie de courbe (b), tandis que la tension Vlo aux bornes du redresseur 10 devient sensiblement nulle (portion de courbe (d)).
A travers l'inductance 7 s'établit un courant 17 (courbe (e)) qui augmente rapidement jusqu'à une valeur maximale, qu'il atteint à l'instant t,. L'intervalle de temps (t#,-tl) est sensiblement égal à un quart de la période propre du circuit résonnant formé par 4 et 7, car le redresseur 10 équivaut alors pratiquement à un court-circuit. Cette situation persiste jusqu'audit instant t., où la tension V,
aux bornes du condensateur 4 devient sensiblement nulle.
En même temps la tension VS développée aux bornes de sortie 17, 18 de l'enroulement secondaire 9 du trans formateur 8 assume l'allure représentée en (f) à la partie inférieure de la fig. 2.
L'oscillation libre du circuit résonnant (4, 7) conti nuant, l'intensité du courant à travers 7 décroit (portion (h) de la courbe représentant 17). Ce courant continue à passer à travers le redresseur 10, qui est resté amorcé, et aucune fraction de ce courant ne peut passer à travers la diode 14, qui se présente à ce moment dans le sens non passant, puisque sa cathode 16 et son anode 15 sont respectivement connectées à l'anode 11 et à la cathode 12 de 10.
A l'instant t3 l'intensité du courant<B>17</B> s'annule (on a sensiblement t3-t@ = t#.-tl), puis ce courant s'in verse. Le redresseur 10 se trouve alors désamorcé, mais le courant 17 peut maintenant passer à travers la diode 14.
Le condensateur 4 qui, pendant l'intervalle de temps (t3-t.-) s'était rechargé jusqu'à une tension voisine de la valeur absolue maximale atteinte au commencement de sa décharge, mais de signe opposé (en réalité à une ten sion quelque peu inférieure, à cause des pertes inévitables dans le circuit résonnant et dans le redresseur 10 et aussi de l'énergie consommée aux bornes de sortie 17, 18) se décharge à nouveau jusqu'à l'instant t4, où la tension à ses bornes prend la valeur zéro,
puis se décharge dans le sens initial (partie (g) de la courbe supérieure de la fig. 2) jusqu'à une tension V'@l qu'il atteint à l'instant t5, les intervalles de temps (t.-t3) et (t.-t4) étant chacun sensi blement égaux à un quart de la période d'oscillation libre du circuit résonnant (4, 7).
A ce moment la décharge s'arrête, car le redresseur 10 a été précédemment désa- mo@rcé et ne pourra recommencer à fonctionner qu'à une époque ultérieure, où une nouvelle impulsion d'amorçage sera appliquée à son électrode de commande 13. D'autre part, la diode 14 se présente à ce moment dans son sens non passant.
La partie utile de la tension Ve, à la partie inférieure de la fig. 2, est la portion (f) de la courbe représentant la variation en fonction du temps de V5. La surface hachurée sur la fig. 2 correspond en effet à une impulsion de la polarité désirée pour la commande de tout appareil d'utilisation relié aux bornes (17, 18) (fig. 1).
La partie de la courbe représentant VS dont les ordonnées sont négatives n'est pas utile mais ne présente pas d'inconvé- nient car on suppose que l'appareil d'utilisation (par exemple un redresseur commandé) relié à (17, 18) est déjà complètement désamorcé à l'instant t2, et qu'il reste par conséquent insensible à une tension non trop grande à lui appliquée dans le sens tendant à le réamorcer, tant qu'il n'aura pas reçu une nouvelle.impulsion d'amorçage sur celle de ses électrodes prévue à cet effet.
Enfin la partie tl-t5 de la courbe Ve n'offre pas non plus d'incon vénient, puisque la tension Vs se présente alors dans le sens du désamorçage des appareils reliés aux bornes d'utilisation (17, 18) (fig. 1).
L'avantage principal du dispositif qui vient d'être décrit est la réduction de la consommation d'énergie relativement aux systèmes antérieurs. En effet, après chaque intervalle de temps tel que tl-t.5, le condensa teur 4 se trouve rechargé à une tension V'nz (fig. 2) qui, quoique plus faible que la tension V;
@l présente à l'ins tant t1 o@ù le redresseur 10 devient conducteur, est encore une fraction notable de VIl, grâce à l'effet de récupé ration d'énergie permis par la diode 14, qui reste conduc trice après que le redresseur 10 a cessé de l'être. La tension VS retombe par contre rapidement à zéro aussitôt après t5, comme on le voit sur la fig. 2, du fait qu'à l'instant t5 aucun courant ne peut plus traverser l'induc tance 7.
En réalité, au bout d'un petit nombre de cycles de fonctionnement, un régime stationnaire s'établit, dans lequel, grâce à l'apport d'énergie par la source continue reliée en 1 et 2 au condensateur 4, la tension V'M aux bornes de celui-ci reprend rapidement la valeur V,, & après l'instant t5. Mais, grâce au fonctionnement ci- dessus décrit, la source en question n'a à fournir qu'une énergie de complément,
ce qui permet d'augmenter nota blement la valeur de la résistance 3 et par suite de réduire dans une large mesure l'énergie d'alimentation nécessaire au fonctionnement.
Pulse generator circuit The present invention relates to a pulse generator circuit with a steep leading edge, in particular for controlling static devices transforming a direct current into an alternating current, such as inverters: rs, mutators, inverters, etc. , comprising silicon-controlled rectifiers, also called thyristors, solid thyratrons, etc., hereinafter referred to without limitation as controlled rectifiers.
It is known that such devices can bring into play powers of several kVA.
In French patent No. 1421455 of October 30, 1964, describes such a pulse generator circuit more particularly intended to supply a controlled rectifier included in an apparatus for using extinction pulses of predetermined polarity, the reverse of that which corresponds to the direction of starting the line of the same controlled rectifier.
The device described in the cited patent is supplied from a direct current source and essentially comprises a capacitor, a load circuit comprising a resistance in series to charge this capacitor from the direct current source, and a circuit ci -after called, for simplicity of discharge circuit,
essentially comprising an inductor in series with a controlled rectifier specific to the pulse generator (hereinafter referred to as a pulse generator rectifier and therefore not to be confused with the controlled rectifier (s) forming part of the operating device pulses). This latter controlled rectifier has a control electrode (starting electrode) subjected to periodic pulses supplied by an external low-power pulse generator, with a repetition frequency of 50 Hertz for example, and plays the role of 'a switch.
The aforementioned inductance is generally that of the primary winding of a transformer, the secondary winding of which provides the desired relatively high power pulse, which will, for clarity of language, be referred to hereinafter as the output pulse. .
One of the characteristics of the device described in the aforementioned patent is the use, at the terminals of one of the windings of the transformer, preferably of the secondary winding, of a semiconductor diode of conventional type, the presence of which causes the pulse generator, after being triggered by a firing pulse, to continue to operate only for the time strictly necessary to provide an output pulse of predetermined duration and polarity,
in order to avoid, on the one hand, disturbances in the operation of the rectifiers included in the user device, and, on the other hand, unnecessary consumption of energy on the direct current source supplying this generator.
As mentioned in the patent cited above, the output pulses must have a predetermined polarity, or at least such polarity must be maintained for a significant part of their duration. Alternatively, their amplitude must remain small during any time interval during which their polarity is other than that desired, or, at the very least, the time intervals during which the polarity of the pulses is other than that desired must be localized. so as not to disturb the operation of the controlled devices.
The pulse generator device having a steep leading edge and the initial part of which maintains a predetermined polarity for a fixed time interval, comprising a capacitor, means comprising a resistor for charging this capacitor from a source of. direct current, an assembly comprising in series an inductor and a controlled rectifier having an anode, a cathode and a starting electrode, said assembly in series being connected in parallel with said capacitor,
means for applying periodic firing pulses to said firing electrode, and means for collecting at the terminals of use a pulse voltage proportional to that developed at the terminals of said inductor, is characterized in that ' a semiconductor diode is connected in parallel to said rectifier, with its anode and its cathode respectively connected to the cathode and to the anode of said rectifier.
Although not strictly providing unipolar pulses, the device of the invention satisfies the required conditions, in that it provides pulses, the first part of which has a steep leading edge with the desired polarity and a sufficient duration for act usefully in particular for the extinction of a controlled rectifier;
after which this first part is followed by a second part of polarity opposite to that desired, this second part appearing however only after the first has already produced the desired result and not having, in any case, an amplitude sufficient to create disturbances in the operating device. Finally this second part is followed by a third, this time again having the desired polarity.
The device according to the invention has the advantage of greatly reducing the consumption of direct current power and at the same time improving the waveform and better fixing the duration of the output pulses produced, including the peak power must be relatively high.
The appended drawing represents, by way of example, an embodiment of the pulse generator device, object of the invention.
Fig. 1 is a block diagram of the circuit of the device, and FIG. 2 is a diagram showing, as a function of time, the values of the currents and voltages at various points of the circuit of FIG. 1, in order to facilitate the understanding of the operation of this circuit.
Referring first to fig. 1, there can be seen on the latter two terminals 1 and 2 intended to be connected to the two poles of a direct voltage source (not shown in the drawing) serving to supply the installation. It has been assumed here that terminal 1 is the positive terminal and terminal 2 the negative terminal, but, of course, such an arrangement could be reversed, provided that the connection directions of the controlled rectifier and of the diode are also reversed. which will be discussed later.
Through resistor 3 the source connected between 1 and 2 charges capacitor 4. The time constant T microseconds of the whole, equal to the product of the value of capacitor 4 expressed in microfarads by that of resistor 3 expressed in ohms , can be, as will be seen later, chosen to be significantly greater than the desired repetition period for the output pulses.
At the initial instant when the system begins to operate, the controlled rectifier 10 not being activated, no current flows through it, nor the inductance formed by the primary winding of the transformer 8, and no voltage. induced does not appear at terminals 17, 18 of secondary winding 9 of this transformer, which terminals are the output terminals of the installation.
The variation as a function of time t of the voltage Vlo developed between the anode 11 and the cathode 12 of the controlled rectifier 10 is represented by the curve (a) of FIG. 2.
During this first stage of operation, the voltage Vlo is equal to that V, developed at the terminals of the capacitor 4, because the rectifier 10 has not yet been started and is not conducting (part (c) of the curve of Vlo ). At the instant t1 where V, and Vlo have already reached a sufficiently high chosen value Vm, we apply,
from an external pulse generator of very short duration (not shown in the drawing) a control pulse to the starting electrode 13 (FIG. 1) of the rectifier 10. The latter suddenly becomes conductive, the voltage Vlo at its terminals, until then equal to V, becomes practically zero, a current is established through 7, in the direction going from point 5 common to 3 and 4 towards the other terminal 6 of capacitor 4 .
On the diagram of fig. 2 the behavior of the voltage V at the terminals 4 is now represented by the curve portion (b), while the voltage Vlo at the terminals of the rectifier 10 becomes substantially zero (curve portion (d)).
A current 17 is established through the inductor 7 (curve (e)) which increases rapidly to a maximum value, which it reaches at the instant t i. The time interval (t #, - tl) is substantially equal to a quarter of the natural period of the resonant circuit formed by 4 and 7, because the rectifier 10 is then practically equivalent to a short-circuit. This situation persists until the instant t., Where the voltage V,
across capacitor 4 becomes substantially zero.
At the same time the voltage VS developed at the output terminals 17, 18 of the secondary winding 9 of the transformer 8 assumes the shape shown in (f) in the lower part of FIG. 2.
As the free oscillation of the resonant circuit (4, 7) continues, the intensity of the current through 7 decreases (portion (h) of the curve representing 17). This current continues to pass through the rectifier 10, which has remained on, and no fraction of this current can pass through the diode 14, which is present at this moment in the non-conducting direction, since its cathode 16 and its anode 15 are respectively connected to the anode 11 and to the cathode 12 of 10.
At time t3 the intensity of the current <B> 17 </B> is canceled out (we have appreciably t3-t @ = t # .- tl), then this current is poured out. The rectifier 10 is then defused, but the current 17 can now pass through the diode 14.
The capacitor 4 which, during the time interval (t3-t.-) was recharged to a voltage close to the maximum absolute value reached at the beginning of its discharge, but of opposite sign (in reality at a ten somewhat lower voltage, because of the inevitable losses in the resonant circuit and in the rectifier 10 and also of the energy consumed at the output terminals 17, 18) is discharged again until the instant t4, where the voltage at its bounds take the value zero,
then discharges in the initial direction (part (g) of the upper curve of fig. 2) until a voltage V '@ l which it reaches at the instant t5, the time intervals (t.-t3 ) and (t.-t4) each being substantially equal to a quarter of the period of free oscillation of the resonant circuit (4, 7).
At this moment the discharge stops, because the rectifier 10 has been previously deactivated and will not be able to start operating again until a later time, when a new ignition pulse will be applied to its control electrode 13. On the other hand, diode 14 is present at this moment in its non-conducting direction.
The useful part of the voltage Ve, at the lower part of FIG. 2, is the portion (f) of the curve representing the variation as a function of time of V5. The hatched area in fig. 2 indeed corresponds to a pulse of the desired polarity for the control of any user device connected to the terminals (17, 18) (fig. 1).
The part of the curve representing VS whose ordinates are negative is not useful but does not present any inconvenience because it is assumed that the operating device (for example a controlled rectifier) connected to (17, 18) is already completely deactivated at the instant t2, and that it therefore remains insensitive to a voltage not too great applied to it in the direction tending to restart it, as long as it has not received a new pulse. ignition on that of its electrodes provided for this purpose.
Finally, the part tl-t5 of the curve Ve does not offer any inconvenience either, since the voltage Vs then appears in the direction of de-energization of the devices connected to the use terminals (17, 18) (fig. 1 ).
The main advantage of the device which has just been described is the reduction in energy consumption relative to prior systems. Indeed, after each time interval such as tl-t.5, the capacitor 4 is recharged to a voltage V'nz (FIG. 2) which, although lower than the voltage V;
@l present at the instant t1 where @ ù the rectifier 10 becomes conductive, is still a significant fraction of VIl, thanks to the energy recovery effect permitted by the diode 14, which remains conductive after the rectifier 10 has ceased to be. The voltage VS on the other hand quickly drops to zero immediately after t5, as can be seen in FIG. 2, due to the fact that at time t5 no current can pass through inductance 7.
In reality, after a small number of operating cycles, a stationary regime is established, in which, thanks to the supply of energy by the DC source connected at 1 and 2 to the capacitor 4, the voltage V ' M across the latter quickly takes up the value V ,, & after time t5. But, thanks to the operation described above, the source in question only has to provide additional energy,
which makes it possible to significantly increase the value of resistor 3 and consequently to reduce to a large extent the supply energy necessary for operation.